低输入电感电流纹波二次型BoostPFC变换器

boost变换器工作原理boost变换器是什么boost变换器称为并联开关变换器。

与buck变换器其不同的是，boost型电感在输入端（开关）,buck型电感在输出端。

boost型变换器的输出电压V o总是大于输入电压Vi。

解释比较简单，当开关管导通时，二极管D关闭，电感L与开关管的节点电压为O。

当开关管关闭时，电感L两端的电势翻转，所以电感L与开关管的节点电压大于输入电压Vl，电感电流通过二极管D续流，使得V o大于Vi。

可以证明，V o=Vi*[T/(T-Ton)]，T是开关脉冲周期，Ton是导通时间。

boost变换器的工作原理Boost变换器工作于CCM和DCM时的主要关系式及其临界电感根据流过电感的最小电流是否为零（即电感电流在S关断期间是否出现断续）也可将Boost 交换器划分为两种模式：连续导电模式(CCM)和不连续导电模式(DCM)。

对于给定的开关频率、负载电阻及输入和输出电压，Boost变换器存在一临界电感Lc，当L>Lc时，变换器处于CCM：而当Ltep Up Converter)，其电路拓扑结构如图2.1所示。

BoostDC-DC变换器的基本电路由功率开关管VT、续流二极管VD、储能电感L、输出滤波电容C等组成。

因为MOSFET管开关速度较快，控制逻辑相对简单，所以开关管VT一般都采用MOSFET 管。

在开关管VT导通期间，电感中的电流上升:在开关管VT截止期间，电感电流下降。

如果在开关管VT截止期间，电感中的电流降到零，并在截止期间的剩余时间内电感中存储的能量也为零，则称这种开关电源工作于电感电流不连续工作模式(Discontinuous ConducTIon Mode, DCM);否则工作于电感电流连续工作模式(ConTInuousConducTIon Mode, CCM)"。

下面对Boost DC-DC开关变换器的两种工作模式分别进行分析，以便于进行系统设计。

基于UC的BOOST电路PFC变换器的设计————————————————————————————————作者：————————————————————————————————日期：基于UC3854的BOOST 电路PFC 变换器的设计1. 设计指标输入电压：200VAC ～250VAC 输入频率：50Hz 输出直流电压：400V 输出功率：500W 功率因数：>98% 输入电流THD ：<5%2. 开关频率综合考虑效率和变换器体积，选取开关频率为100KHz 。

原理图3. 电感电感值大小决定了输入端高频纹波电流总量，可以根据计算出的电流纹波总量ΔI 来选择电感值。

电感值的确定从输入正弦电流的峰值开始，而最大的峰值电流出现在最小电网电压的峰值处：()(min)2line pk in PI V ⨯=由上式可知，此时的最大峰值电流为3.54A 。

通常选择电感中的峰-峰值纹波电流为最大峰值电流的20%左右，故有ΔI=707mA 。

电感值根据最低输入电压时半个正弦波顶部的峰点的电流来选择，此时2200282.8,100in S V V f KHz =⨯==根据此处电压和开关频率的占空比来选择：o inoV V D V -=in s V DL f I⨯=⨯∆由上式可得L =1.17mH ，取L =1.2mH 。

4. 输出电容涉及输出电容的选择因数有开关频率纹波电流、2次纹波电流、直流输出电压、输出纹波电压和维持时间等。

在本例中，电容的选择主要考虑维持时间。

维持时间是在电源关闭以后，输出电压任然能保持在规定范围内的时间长度，去典型值为15~50ms 。

可根据以下公式确定（能量守恒）：220(min)2o o P tC V V ⨯⨯∆=- 式中，取Δt=64ms ，V o （min ）=300V 。

，可得C o =914uF ，可以选取915uF 的电解电容。

5. 电感电流检测采用在变换器到地之间使用一检测电阻。

第27卷㊀第11期2023年11月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.27No.11Nov.2023㊀㊀㊀㊀㊀㊀具有低输出纹波的双电感复用无桥buck-boostPFC 变换器陈正格,㊀许建平,㊀陈旭,㊀漆谨(西南交通大学电气工程学院,四川成都611756)摘㊀要:单相buck-boost 功率因数校正(PFC )变换器凭借高功率因数(PF )与升降压的输出特性广泛应用于小功率非隔离LED 场合(ɤ25W ),但是随着双碳政策的推行,需要进一步提升变换器性能㊂因此提出一种双电感复用的单级无桥buck-boost 变换器,其双电感分别交替工作于电感电流不连续导通模式(DCM )与连续导通模态(CCM )㊂工作于CCM 的电感可以与电容构成LC 滤波电路减小输出纹波,工作于DCM 的电感可以使变换器仍然采用单电流闭环控制实现接近于1的PF 与输出调节㊂此外,所提出的变换器仍然可以采用含谐波注入的控制,进一步降低输出电流纹波,实现PF 与输出电流纹波的权衡㊂最后,两台实验样机验证了拓扑的可行性和理论分析的正确性㊂关键词:buck-boost ;功率因数校正;无桥;双电感复用;电感工作模态;低输出电流纹波DOI :10.15938/j.emc.2023.11.004中图分类号:TM46文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)11-0030-10㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-10-28基金项目:中国博士后科学基金(2021M702709);中央高校基本科研业务费专项资金(2682022CX017)作者简介:陈正格(1991 ),男,博士,研究方向为变换器拓扑及其控制㊁可靠性分析等;许建平(1963 ),男,博士,教授,博士生导师,研究方向为高效率电能变换㊁控制及其系统;陈㊀旭(1999 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子与电力传动;漆㊀谨(1999 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子与电力传动㊂通信作者:陈正格Low output ripple single-stage bridgeless buck-boost PFCconverter with dual-inductor multiplexingCHEN Zhengge,㊀XU Jianping,㊀CHEN Xu,㊀QI Jin(School of Electrical Engineering,Southwest Jiaotong University,Chengdu 611756,China)Abstract :Single-stage buck-boost power factor correction (PFC)converter featuring high power factor (PF)and step-up /down capabilities,is widely used for low power non-isolated LED applications (ɤ25W),however,the launch of the carbon neutralization policy requires the converter to further im-prove performance.A single-stage bridgeless buck-boost converter with dual-inductor multiplexing was proposed with two inductors alternatively operating in discontinuous conduction mode (DCM)and contin-uous conduction mode (CCM).The inductor operating in CCM helps filter switching frequency ripple,and in DCM allows the converter to utilize simple single closed-loop control to achieve output current reg-ulation and near unity PF.Harmonic injection technique is applicable to the proposed converter to further reduce output current ripple.A tradeoff between PF and output current ripple was achieved.Experimen-tal tests verify the topology effectiveness and theoretical correctness.Keywords :buck-boost;power factor correction;bridgeless;inductor multiplexing;inductor conductionmode;low output current ripple0㊀引㊀言在全球范围内,照明系统消耗了近20%的电力,预计未来20年照明能源需求将进一步增加[1]㊂近十年来,传统光源正被寿命更长㊁发光效率更高的发光二极管(light emitting diode,LED)取代[1-2]㊂目前,LED照明被广泛应用于城市亮化工程㊁无人机表演㊁路灯照明㊁大型场馆照明㊁电动汽车㊁农业等多种场合[3]㊂随着LED的大范围使用,Energy star 等产品性能标识对LED的要求也变得苛刻㊂如2009年生效的标准中,仅要求功率ȡ25W的民用LED照明功率因数(power factor,PF)ȡ0.7,商用LED照明PFȡ0.9;而2011年生效的标准已对功率ȡ5W的LED照明均做出上述要求[4]㊂因此,研究高性能的LED驱动具有超前意义㊂目前,LED驱动主要性能指标包括成本㊁使用寿命㊁效率㊁光谱调节能力㊁光照范围等[4-5]㊂由于应用场合的差异,LED驱动电路的性能侧重点有所不同㊂比如,在街边路灯照明中,由于数量众多的路灯整体能耗大㊁维护成本高,LED装置的使用寿命㊁光照范围与发光效能较为重要[6-7];而在农业应用中,由于植物在不同生长阶段对不同特定波长光源有不同的反应,因此LED装置应具备精细可控的光谱调节能力㊁低启动电流与高效率等特性[8]㊂因此,为应对特定场景的不同要求,相关学者提出不同的功率因数校正变换(power factor correc-tion,PFC)电路驱动LED㊂为延长AC-DC驱动电路的使用寿命,学者们提出多种输出电流纹波抑制㊁消除电路,避免在输出侧使用寿命有限的电解电容[9-12]㊂在液晶显示器中,为实现LED高演色性(color rendering index,CRI),避免传统白光LED色移现象[13],学者们采用多路并联RGB-LED[14]㊁可快速调节母线电压的辅助电路[15]㊁母线电容可控投切[16]等方式;其次,为实现多路输出LED串的均流,简单㊁高效㊁低成本的多种无源均流电路被学者提出与分析[17-19]㊂另外,为降低电价增长带来的变换器运行成本,同时响应低碳的政策号召,各类无桥AC-DC变换器被提出[20-29]㊂这类拓扑不再使用二极管整流桥,而是通过减少电流通路中半导体器件数量实现更低的导通损耗[20]㊂近十年来,基于boost㊁Cuk㊁buck-boost 等广泛应用于AC-DC LED驱动的经典电路拓扑,学者们提出更高效的无桥AC-DC LED驱动变换器[24-27]㊂文献[24]提出基于双并联Cuk变换单元所得的无桥Cuk电路并分析其工作特性㊂文献[25]提出谐振无桥boost LED驱动电路,通过谐振电容均流网络实现多路均流㊂文献[26]基于传统boost PFC与半桥LLC谐振电路的两级架构,提出一种通过器件融合的准单级无桥电路,其具有更少的开关器件㊂文献[27]基于双buck-boost变换单元给出一种低开关管应力的单级无桥buck-boost PFC拓扑,但该类无桥拓扑的双变换单元仅交替工作于半个工频周期,器件利用率不高㊂针对文献[27]的缺点,本文提出一种通过双电感复用实现低输出电流纹波的无桥buck-boost PFC 变换器㊂所提出的变换器具有以下特性:1)其中一个电感与输入侧连接,工作于电流断续导电模式(discontinuous conduction mode,DCM),变换器可采用单闭环控制实现高PF与输出调节;2)另一电感与输出侧连接,工作于电流连续导电模式(continu-ous conduction mode,CCM),滤除更多高次输出谐波,实现低输出纹波;3)类似传统buck-boost PFC变换器,该改进型拓扑仍然可以使用含谐波注入的控制进一步降低输出电流纹波㊂本文分析变换器工作原理,推导PF值㊁输出纹波i o,rip表达式,给出谐波注入的控制方法㊂最后,通过实验验证拓扑的可行性与理论分析的正确性㊂1㊀无桥buck-boost PFC变换器1.1㊀提出的拓扑介绍由于buck-boost PFC变换器的功率通常仅为数十瓦,一般采用简单的单电流闭环控制㊂图1给出了传统buck-boost PFC变换器主电路图,包括二极管整流桥㊁开关管S㊁二极管D㊁输出电容C o㊁电感L㊁电磁干扰(electromagnetic interference,EMI)滤波电容C f㊁电感L f㊂图1㊀传统buck-boost PFC变换器及其控制Fig.1㊀Conventional buck-boost PFC converter and its control schematic13第11期陈正格等:具有低输出纹波的双电感复用无桥buck-boost PFC变换器图2(a)㊁图2(b)分别给出了单电流闭环控制和含谐波注入的单电流闭环控制无桥buck-boostPFC 变换器原理图㊂在无桥buck-boost PFC 拓扑中,包括整流二极管D R1和D R2㊁开关管S 1和S 2㊁输出二极管D 1和D 2㊁电感器L 1和L 2㊁输出电解电容C 1和C 2以及双向中间电容C 3㊂其中,S 1㊁S 2的驱动信号V gs1㊁V gs2可以完全相同,实现控制简化㊂在无桥buck-boost PFC 拓扑[22]中,由S 1㊁D 1㊁L 1和S 2㊁D 2㊁L 2组成的双buck-boost 变换单元分别仅工作在正㊁负半个工频周期,变换器整体器件利用率不高㊂本文仅增加中间电容C 3(如图2所示),可以使得双电感在半个工频周期内,分别工作于DCM 与CCM,且未增加控制复杂性㊂图2㊀提出的无桥buck-boost PFC 变换器及两种控制方法Fig.2㊀Proposed bridgeless buck-boost PFC converterand its two control schematics1.2㊀工作模态为简化分析,作如下假设:1)所有器件为理想器件;2)工频周期远大于开关周期T S ,输入电压v in 在一个开关周期内可以认为是常数㊂由于无桥buck-boost PFC 变换器在正㊁负半个工频周期的运行模式相似,本文仅给出正半工频周期工作模态图,如图3所示㊂图4给出了半个工频周期与开关周期所对应的主要器件波形图㊂由图3与图4可知,所提出的buck-boost PFC 变换器由于交流输入过零换流而存在两种工作阶段:1)当交流输入处于过零换流阶段时,变换器中间电容电压v C 3也需要完成换向;此时,变换器工作模态为A1~A3,v C 3电压不断增大,且只有一个电感处于DCM;2)当中间电容电压v C 3足够大(即存储能量足够大)时,C 3可以支撑闲置电感开始运行于CCM;此时,变换器开始运行于主要工作模态,其工作模态为B1~B4,且两个电感分别工作于CCM 与DCM㊂下边对第一㊁第二工作阶段分别进行介绍㊂首先介绍A1~A3工作模态对应的第一工作阶段㊂工作模态A1[t A0~t A1]:如图3(a)所示,当S 1导通时,v in 对L 1充电,i L 1线性增大㊂同时,C 1与C 2为负载供能㊂此阶段,i L 1增大,V C 1㊁V C 2减小㊂工作模态A2[t A1~t A2]:如图3(b)所示,当S 1关断时,i L 1通过D 1向C 1㊁C 3与负载供能,C 2继续为负载供能㊂此阶段,i L 1㊁V C 2减小,V C 1㊁v C 3增大㊂工作模态A3[t A2~t A3]:如图3(c)所示,S 1保持关断,当i L 1下降至0时,此工作模态开始㊂C 1与C 2为负载供能㊂此阶段V C 1㊁V C 2减小,v C 3不变㊂在工作模态A1~A3所示的第一工作阶段中,v C 3不断增大,V C 2不断减小,直到v C 3>V C 2时,电感L 2的两端电压v L 2不为0,变换器进入第二工作阶段,其工作模态为B1~B4㊂工作模态B1[t B0~t B1]:如图3(d)所示,当S 1导通时,v in 对L 1充电,i L 1线性增大㊂同时,L 2㊁C 3㊁C 1存储的能量向输出电容C 2与负载传递㊂此阶段,i L 2㊁v C 3㊁V C 1减小,i L 1增大㊂工作模态B2[t B1~t B2]:如图3(e)所示,当S 1关断时,i L 1通过D 1向C 1㊁负载供能㊂同时,i L 1较大的电流会导致中间电容C 3的电流方向瞬间突变㊂此时,i L 1㊁i L 2非线性减小,v C 3非线性增大㊂当v C 3增大并超过V C 2,则由于v L 2=V C 2-v C 3<0而导致i L 1开始向L 2充电,即i L 2达到谷值i L 2,va 并开始增大㊂此阶段,i L 1减小,V C 1㊁v C 3增大㊂工作模态B3[t B2~t B3]:如图3(f)所示,S 1保持关断,当i L 1下降到与i L 2相等时(即i C 3=0,因为i L 1=i L 2+i C 3),该工作模态开始㊂该阶段,v C 3不断减小,且i C 3(i L 1<i L 2)反向电流不断增大,即中间电容C 3向C 2㊁L 2传能㊂此阶段,i L 1㊁V C 1非线性下降,其中i L 1保持下降至0,i L 2增大,V C 1㊁v C 3减小㊂23电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图3㊀提出的变换器交流换流时工作模态与主模态Fig.3㊀AC input transition operation modes and main operation modes of proposedconverter图4㊀不同工作模态的关键器件波形图Fig.4㊀Theoretical waveforms of key components in different operation modes㊀㊀工作模态B4[t B3~t B4]:如图3(g)所示,S 1保持关断,当i L 1下降到0时,该工作模态开始㊂该阶段,i L 1保持为0,L 2㊁C 3㊁C 1存储的能量向输出电容C 2与负载传递㊂此阶段,v C 3㊁V C 1非线性减小,i L 2非线性增大㊂当v C 3不断下降并小于V C 2时,则由于v L 2=V C 2-v C 3>0而导致i L 1达到峰值I L 2,pk ,i L 1开始下降㊂此阶段,V C 1㊁v C 3减小㊂2㊀变换器PF 与输出纹波性能分析2.1㊀PF 分析令输入电压峰值为V M ,角频率为ω,则v in 为v in (t )=V M sin(ωt )㊂(1)开关管的平均电流i S1,ave 可以看作输入电流i in ,表达式为i in (t )=i S1,ave (t )=V M |sin(ωt )|d 2L2L 1f S㊂(2)式中:d L 为电感的充电时占空比(即开关管的导通占空比);f S 为开关频率;sin(ωt )的绝对值表示变换器工作于正半工作周期㊂根据式(1)㊁式(2)可以推导瞬时输入功率p in与平均输入功率P in 为:p in (t )=i in (t )v in (t )=(d L V M )22L 1f S sin 2(ωt );(3)P in=1T L /2ʏT L /2i in (t )v in (t )d t =(d L V M )24L 1f S㊂(4)33第11期陈正格等:具有低输出纹波的双电感复用无桥buck-boost PFC 变换器根据式(4)可以推导出导通占空比d L 的表达式为d L =2L 1f S P in /V M ㊂(5)由式(5)可知,在理想条件下,由于L 1㊁f S ㊁P in 与V M 是固定值,占空比d L 也相对固定㊂另一方面,忽略由于使用EMI 滤波器导致的输入电压与输入电流的相位偏移,可以推导变换器的理论PF 为PF =P inV rms I rms =(d L V M )2/42L 1f SV M2ʏT L /2[i in (t )]2d t /T L=1㊂(6)式(6)表明,所提出的变换器在理想情况可以与传统buck-boost PFC 变换器一样,实现高PF㊂这是由于所提出的变换器与输入侧连接时,其工作模态与传统变换器基本相同㊂2.2㊀输出纹波与参数分析将输出星接电容等效为三角接电容,可以得到图5(a)所示的变换器工作等效电路图㊂其中C 1㊁C 2㊁C 3与等效电容C 1E ㊁C 2E ㊁C 3E 的关系为:C 1E =C 2E =C 2C 3C 1+C 2+C 3;C 3E=C 1C 2C 1+C 2+C 3㊂üþýïïïï(7)进一步地,可以将工作等效电路简化为如图5(b)所示的输出等效电路㊂在图5(b)中,相对于传统buck-boost PFC 变换器,所提出变换器的输出等效电路增加了LC 滤波㊁等效电容C 1E ㊂因此,理论上,具备实现更小的输出电流纹波的条件㊂根据式(3)㊁式(4)可知,p in =2P in sin(ωt )㊂输出二极管D 1的平均电流i D1,avg 可以表示为i D1,avg (t )=p in (t )V o =2|sin ωt |2P inV o=I o -I o cos(2ωt )㊂(8)式中I o 为输出电流平均值㊂为简化分析,仅对二倍工频谐波进行输出纹波分析,建立如图5(b)所示的输出等效电路㊂图5(b)中的等效阻抗Z eq 可以采用诺顿定理推导得到,即Z eq=(R ESR -j /2ωC 3E )(Z LC -j /2ωC 1E )R ESR -j /2ωC 3E -j /2ωC 1E +Z LC㊂(9)式中Z LC =L 1C 1E (j2ωL 1-j /2ωC 1E )㊂在图5(b)中,仅考虑输出二倍工频纹波电流(即-I o cos(2ωt ))在负载R L ㊁等效阻抗Z eq 的分流情况㊂则等效电流源I ㊃eq 为I㊃eq=I ㊃o(j /2ωC 1E )Z LC -j /2ωC 1E =I ㊃o -2j ωZ LC C 1E -1㊂(10)由式(9)㊁式(10)可以得到输出二倍工频纹波在负载侧的表达式为I ㊃RL=-Z eq I ㊃o(Z eq+R L )(2j ωZ LC C 2E +1)㊂(11)最后,变换器的输出电流纹波i o,rip 为i o,rip (t )=|I㊃RL|cos{2ωt +arctan[imag(I ㊃RL )real(I ㊃RL )]}㊂(12)图5㊀提出变换器的等效电路Fig.5㊀Equivalent circuit of the proposed converter为反映输出纹波随电容㊁电感参数的变化情况,选取典型值I o =0.5A,ω=100πrad /s,R L =50Ω,C 3=0.47μF,R ESR =20mΩ㊂根据式(12)可以得到,输出纹波电流i o,rip 峰-峰值随输出电容C 1㊁C 2与电感L 1㊁L 2的变化曲面,如图6所示㊂由图可知,所提出的变换器输出纹波电流i o,rip 主要受到输出电容C 1㊁C 2影响,即电容值越大则输出纹波越小,符合输出电容越大对二倍工频纹波滤波效果越强的规律㊂另外,电感L 1㊁L 2对i o,rip 的影响比较小,表现为电感值越大则输出纹波越小㊂43电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图6㊀输出电流纹波随电感、电容的变化曲面Fig.6㊀Output current ripple with output capacitorsand inductors as variables2.3㊀谐波注入控制通过在控制部分引入输入谐波分量可以实现输入功率因数与输出纹波的权衡控制[9-10]㊂这种控制本质是降低PF 值至一定值(通常ȡ0.9),以实现更低的输出电流纹波㊂在实际应用中,较高的PF 值不会带来经济效益,而较低的输出纹波可以让厂家选用更小容值的低成本电容达到同样的输出纹波要求,经济效益更高㊂本文提出的无桥buck-boost PFC 变换器同样可以采用这种PF 与输出纹波的权衡控制,图2(b)给出了控制实现框图㊂这种谐波注入的控制策略,在输入功率P in 较小时,采用较大占空比;在P in 较大时,采用较小占空比,可以实现输入功率平滑传输至输出侧,减小输出纹波㊂具体占空比d L ,H 为d L ,H =ad L (1-k |sin ωt |)=2aL 1f S P in (1-k |sin ωt |)/V M ㊂(13)式中a 与k 都是常数㊂为确定a 与k 值,将式(13)中的d L ,H 代替式(4)中的d L ,可以得到谐波注入控制下的P in,H 为P in,H=2P in a 2πʏπ|sin ωt |2[1-k |sin ωt |]2d(ωt )=2P in a 2π(3πk 28-8k 3+π2)㊂(14)由于P in =P in,H ,因此,由式(14)可得a =π/(34πk 2-163k +π)㊂(15)当占空比由d L ,H 确定时,谐波注入控制下的PF 为PF =2(38k 2π-83k +π2)πʏπ{sin(ωt )[1-k |sin(ωt )|]2}2d(ωt )=2(38k 2π-83k +π2)π(516πk 4-6415k 3+94πk 2-163k +π2)㊂(16)根据式(16),图7给出了以k 为变量的PF 曲线㊂为保证PF ȡ0.9,k 可以取0.607㊂由k =0.607,可以通过式(15)确定a =2.017,则式(13)中的d L ,H 为d L ,H =4.034L 1f S P in [1-0.607|sin(ωt )|]/V M ㊂(17)根据式(3)可以得到单闭环控制的无桥buck-boost PFC 变换器瞬时输出电流为i o (t )=p in /V o =P in[1-cos(2ωt )]/V o ㊂(18)同理,根据式(18)可以得到含谐波注入的单闭环控制时的变换器瞬时输出电流为i o,H (t )=㊀4.068P inV o[1-0.607sin(ωt )]2[1-cos(2ωt )]㊂(19)图7㊀PF 随k 值的变化曲线Fig.7㊀PF curve with constant k as variable将式(18)㊁式(19)中的输出电流除以输出电流I o (I o =P in /V o )进行标幺化,可以得到i o(Norm)(t )=1-cos(2ωt );(20)i o,H(Norm)(t )=4.068[1-0.607sin(ωt )]2ˑ[1-cos(2ωt )]㊂(21)根据式(20)㊁式(21),图8给出了两种控制方法所对应的输出电流标幺值㊂可以看到,采用含谐波注入的单电流闭环控制方法可以减小输出电流的53第11期陈正格等:具有低输出纹波的双电感复用无桥buck-boost PFC 变换器波动,降低输出电流纹波㊂但是,该方法的代价就是如图7所示的PF 值仅大于等于0.9㊂图8㊀两种控制方法输出电流标幺值Fig.8㊀Normalized output current under two controlmethods3㊀实验验证由于单级buck-boost PFC 变换器通常应用于功率ɤ25W 的非隔离LED 应用场合[4]㊂因此,为验证所提出的变换器可行性,分别构建了13W 的传统buck-boost PFC 变换器(Conv.)和所提出的buck-boost PFC 变换器(Prop.)实验样机㊂其中,传统buck-boost PFC 变换器通过图1(a)所示的控制原理图实现㊂为保证控制环路参数的一致性以及实验简便性,样机均采用DSP TMS320F28335实现闭环控制㊂表1给出了关键电路参数,C 1㊁C 2串联,所以C 1=C 2=2C ,V C 1=V C 2=1/2V C ㊂图9给出了所提出的变换器实验样机,传统buck-boost PFC 变换器实验样机基于同一PCB 改造得到㊂开关管S㊁S 1㊁S 2为IPW65R125C7,整流和输出二极管为IDH06G65C5,电感L ㊁L 1㊁L 2磁芯为美磁Kool Mμ77206A7,C ㊁C 1㊁C 2均为电解电容,C 3为MKT1822系列的薄膜电容㊂注意,由于输出电容C 1和C 2是串联的(见图2),因此,C 1和C 2的电容值应为C (见图1)的两倍,但是,C 1和C 2的耐压值仅为C 的1/2㊂表1㊀电路参数Table 1㊀Circuit parameters㊀参数传统变换器所提出变换器f S /kHz 5050V in /f L 110Vac /50Hz 110Vac /50Hz I o /P o 0.5A /13W0.5A /13WL /μH140140C ∗150μF /35V300μF /16VC 3 0.47μF /63V图9㊀所提出的电感复用无桥buck-boost PFC 变换器样机Fig.9㊀Prototype of the proposed bridgeless buck-boostPFC converter with multiplexing inductors㊀㊀在110Vac 输入电压时,分别对传统buck-boost PFC 变换器与所提出的电感复用无桥buck-boost PFC 变换器实验样机进行测试㊂表2给出了具体的实验结果对比㊂表2㊀Buck-boost PFC 变换器实验结果Table 2㊀Experimental results of compared converter㊀参数传统变换器(单闭环控制)提出的变换器(单闭环控制)提出的变换器(含谐波单闭环控制)PF0.9980.9980.908THD i /% 2.9 3.345.6i o,rip /mA220190140Eff./%78.181.380.1图10给出了传统buck-boost PFC 变换器的实验波形㊂由图10(a)㊁图10(b)可知,传统变换器的电感电流i L 在每个交流工频周期中均运行于DCM,开关管漏源两端电压V ds 包络线跟随整流后输入电压V d ㊂结合图10(c)可知,这种传统变换器可以采用简单的单电流环实现稳定运行与输入电流高正弦性㊂图11给出了所提出的电感复用buck-boost PFC 变换器在单电流环控制下的实验波形㊂由图11(a)㊁图11(b)可知,在半个工频周期内,电感电流i L 1㊁i L 2分别交替工作于DCM 与CCM,验证了变换器电感的双工作模态;且中间电容电压v C 3经过短暂的换流后,与工作于CCM 的电感电流形成如图4所示的能量交互,即中间电容C 3与CCM 电感组成滤波网络实现变换器低输出纹波特性㊂另外,结合63电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图11(c)可知,所提出的变换器在单电流环控制下的输出电流纹波为190mA,与图6所示的理论计算值(206mA)接近(注:由于器件参数偏差与测量误差等因素,理论计算值与实际测量值存在一定的偏差)㊂图10㊀传统buck-boost PFC 变换器在单电流环控制时的实验波形Fig.10㊀Experimental waveforms of conventional buck-boost PFC converter图12给出了所提出的变换器在含谐波注入时的单电流环控制下的实验波形㊂由图12(a )㊁图12(b)可知,变换器电感仍然交替地工作于DCM 与CCM,未受到谐波注入的影响㊂结合图12(c)可知,在这种谐波注入控制方式下,变换器输入电流i in 有所畸变,但是变换器PF 值维持在0.908,与图7的理论计算值(PFȡ0.9)接近,验证了参数设计的准确性㊂图11㊀提出的无桥buck-boost PFC 变换器在单电流环控制时的实验波形Fig.11㊀Experimental waveforms of proposed bridge-less buck-boost PFC converter在输出电流纹波i o,rip 方面,对比图10(c)和图11(c),所提出的变换器输出电流纹波(190mA)比传统变换器(220mA)更小㊂这是因为所提出变换器的一个电感与中间电容C 3构成了LC 滤波,可以进一步减小输出纹波㊂另外,对比图11(c)和图12(c),输出电流纹波i o,rip 由190mA 降低到了140mA,降低了35.7%,验证了所提出变换器在含谐波注入控制时,可以实现更低的输出电流纹波㊂在PF㊁THD i 方面,传统变换器的PF 和THD i 分别为0.998和2.9%㊂相应地,所提出的变换器在同样的单电流闭环控制时,PF 和THD i 分别为0.99873第11期陈正格等:具有低输出纹波的双电感复用无桥buck-boost PFC 变换器和3.3%㊂两种变换器的测量数据相近,表明当所提出的变换器与传统变换器使用同样的控制策略时,他们具有几乎相同的PF 和THD i 性能㊂此外,如2.3节所述,当所提出的变换器使用含谐波注入的控制时,通过设置a ㊁k ,可以保证变换器的PF 值高于0.9(实验中为0.908),但是其输出电流纹波仅为140mA,验证了参数设计与理论分析的正确性㊂图12㊀提出的无桥buck-boost PFC 变换器在含有谐波注入控制时的实验波形Fig.12㊀Experimental waveforms of proposed bridge-less buck-boost PFC converter with the har-monic injection control在效率方面,当所提出的变换器采用无谐波注入控制时,变换器的测量效率为81.3%,当采用谐波注入控制时,该变换器的测量效率为80.1%㊂这是因为在含谐波注入的控制时,更多的输入电流谐波会流入变换器,降低了变换器效率㊂另一方面,传统变换器的测量效率仅为78.1%㊂即所提出的无桥buck-boost PFC 变换器在含谐波注入控制时㊁不含谐波注入控制时的效率都略高于传统变换器㊂4㊀结㊀论本文提出一种双电感复用无桥buck-boost PFC 变换器,提高了双变换单元在无桥拓扑中的器件利用率㊂在半个工频周期内,双电感分别交替工作于DCM㊁CCM,且不需要复杂的控制㊁额外的辅助电路㊂工作于DCM 的电感,使变换器可以采用单闭环控制实现高PF 与输出电流调节;工作于CCM 的电感,与中间电容构成额外滤波电路,减小变换器输出纹波㊂此外,该变换器仍然可以采用含谐波注入的控制方法,通过主动降低PF 至0.908,可降低35.7%的输出电流纹波㊂实验样机验证了理论分析的正确性㊂参考文献:[1]㊀WANG Yijie,ALONSO M,RUAN Xinbo.A review of LED driversand related technologies[J].IEEE Transaction on Industrial Elec-tronics,2017,64(7):5754.[2]㊀沈霞,王洪诚,许瑾.基于SEPIC 变换器的高功率因数LED 照明电源设计[J].电机与控制学报,2010,14(1):41.SHEN Xia,WANG Hongcheng,XU Jin.Design of LED lighting power supply with high power factor based on SEPIC converter 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开关电感二次型Boost变换器探究摘要：随着电子技术的不息进步，对于高压、高功率、低噪声的电源需求越来越迫切。

而Boost变换器作为一种高效率、高稳定性的DC- DC变换器，在电源领域得到了广泛的应用。

本文主要探究了开关电感二次型Boost变换器的工作原理及其应用。

关键词：Boost变换器，开关电感，二次型，工作原理，应用起首，介绍了Boost变换器的基本工作原理和电路结构，并详尽谈论了Boost变换器在不同工作状态下的性能、参数选择和设计要点。

然后，针对Boost变换器中存在的缺点，提出了开关电感二次型Boost变换器的改进方法，并对其进行了探究和分析。

在中，起首介绍了其工作原理，包括开关电容、开关电感和输出电感电容等元器件的正、反向导通状态下的工作原理。

然后，基于李雅普诺夫稳定性理论，分析了开关电感二次型Boost变换器稳定性的问题，提出了改进的开关控制策略。

最后，通过仿真试验和实际测试，验证了开关电感二次型Boost变换器的改进措施的有效性和优点。

探究结果表明，开关电感二次型Boost变换器具有较好的稳定性、高转换效率、低输出波动和低EMI等优点，在高压、大功率和低噪声电源领域具有广泛的应用前景。

综上所述，本文主要对开关电感二次型Boost变换器的工作原理和应用进行了探究，并提出了改进的方法。

该探究效果有望为电源领域的高压、高功率、低噪声电源的研发提供参考和借鉴Boost变换器是一种常用的DC-DC变换器，其能够将输入电压转换为更高的输出电压。

Boost变换器主要由开关管、电感和电容组成，其工作原理是通过周期性地开关开与关，将电源电压加到电感上，然后变为高电压直流电，再通过滤波器输出稳定的直流电。

在使用Boost变换器时，需要思量各个元器件的参数选择和电路设计要点，如开关管的导通和关断速度、电感的电流饱和、滤波电容的选择等。

另外，在不同的工作状态下，Boost变换器的性能也会有所不同，如在电源电压或负载变化较大的状况下，其输出电压稳定性和转换效率可能会受到影响。