加密号：加密号：学校编号：HIT-E-36学校名称：哈尔滨工业大学队员姓名：张清文黄晓毅张晓辉赛点负责人: 王立欣教务处章2008年08月17日摘 要本文设计了一种基于单片机实现的24V 交流单相在线式UPS 系统。
该系统的硬件单元包括整流电路、逆变电路、辅助电源电路、蓄电池供电电路和ARM 微控制器电路。
采用了单相全桥逆变电路，效率高，驱动电路的设计也具有可靠性高，速度快等特点。
选择了UC3906设计了蓄电池的充电电路，能够满足题目的不过充，充电电流等方面的要求。
PWM 波由ARM 芯片控制产生，波形可靠，稳定。
实验表明，在36V AC 和36VDC 两种情况下，输出电压能稳定于24V ，且电压调整率，负载调整率高，输出波形失真度小，具有过流和欠压保护功能，效率较高。
关键词：32位微处理器；IR2110；SPWM1 设计任务本题要求设计并制作输出电压为24V AC 在线式不间断电源，结构框图如图1所示。
U 1蓄电池阻性负载220VAC隔离变压器在线式UPSU 3I 3U 2I 2图11.1 基本要求（1）在交流供电U 1=36V AC 和直流供电U 3=36VDC 两种情况下，保证输出电压U 2=24V AC ，且保证其频率为50±1Hz ，额定输出功率80W ；（2）切断交流电源后，在输出满载情况下工作时间不少于2分钟；（3）交流供电时，电源达到以下要求：电压调整率：满载条件下，U 1从29V AC 增加至43V AC ，U 2变化不超过5%；负载调整率：U 1=36V AC 、U 2=24V AC ，从空载到满载，U 2变化不超过5%；（4）直流供电时，满载条件下，效率η不低于65%（2233U I U I η⋅=⋅）； （5）具有输出短路保护功能。
1.2 发挥部分（1）交流供电时，将电压调整率和电压调整率提高至2%，条件同基本部分； （2）直流供电时，在满载条件下，将效率提高至80%； （3）满载条件下，输出正弦波失真度不大于5%；（4）具有给蓄电池充电功能，充电电流不小于0.1A，充电电路对蓄电池不能过充；（5）具有欠压保护功能：当蓄电池的放电电压≤29V时整机自动保护停止工作；（6）其他。
2 方案论证和比较2.1 功率开关器件的选择方案一：采用绝缘栅双极晶体管IGBT。
方案二：采用单极型电压驱动器件电力MOSFET。
IGBT虽集合了GTR和MOSFET的优点，具有多种良好的特性，但在本文的设计中，功率要求不高，MOSFET已足够，且成本低。
此外，MOSFET的开关速度较IGBT高，开关损耗低，故本文选择了MOSFET。
2.2 MOSFET的驱动部分方案一：自行搭接驱动电路。
前级为推挽式，后级采用隔离变压器进行控制电路与主电路之间的隔离。
方案二：采用专为驱动MOSFET设计的集成驱动电路。
方案一原理简单，但在实际的设计过程中可靠性不高，输出波形不好，不能保证器件的可靠导通和关断，并且逆变采用全桥时需要4个同样的驱动电路，设计累赘，布线复杂，调试难度加大。
脉冲变压器虽然有原副边绝缘强度高，共模干扰抑制能力强的优点，但信号的最大传输宽度受磁饱和特性的限制，信号的顶部不易传输，且最大占空比受到限制，体积较大，加工复杂。
方案二采用集成的驱动芯片优点是输出波形较好，可靠性高，易于调试，电路设计较简单，效率较高。
本文采用了驱动半桥的IR2110，它兼有光耦隔离（体积小）和电磁隔离的优点（速度快），且自举电路的设计减少了驱动电源的数目。
综合以上因素考虑，方案二较好。
2.3 逆变电路的设计方案一：采用半桥逆变电路。
方案二：采用全桥逆变电路。
选择半桥电路设计简单，易于实现，且采用驱动芯片IR2110的经典电路就可完成，但它的突出缺点是效率不高，而题目对效率的要求较高，故本文选择由2个IR2110驱动的全桥逆变电路，效率高，设计也较简单，易于调试。
2.4 辅助电源芯片的选择方案一：采用7805；方案二：采用LM2575；7805是最常用的一种稳压芯片，但它的功耗很大，输出电压不稳定，可靠性不高。
实测过，在输入15V时，输出为6.4V，这在本文的设计过程中是不允许的。
而LM2575内部集成了一个固定的振荡器，只需极少外围器件就可构成高效的稳压电路，保护电路完善，功耗小。
输入电压范围大（0-63V），输出电压可调，在本文的设计中，由2575提供稳定的15V和5V 电源电压供ARM芯片等部分使用，足可保证稳定性的要求。
故采用辅助电源芯片选择LM2575。
2.5 单片机的选择常用的微处理器基本都可实现本文的设计要求，但仍有各自的特点，各项功能如表1所示：表1微处理器类型处理速度开发周期价格应用场合普通8位单片机慢短适中低端ARM 适中适中适中低端和高端DSP 快长较贵高端表1可以看出，普通单片机运行速度慢，而DSP开发周期长，价格较高，故本文选择ARM芯片，型号为“STM32F103x”，它是基于Cortex TM-M3内核的32位微处理器，最高工作频率可达72MHz，内部集成了2个16通道的12位AD转换器，3个16位定时器，多达6路PWM输出，性能高，且价格便宜。
2.6 死区的设计方案一：软件编程控制。
方案二：硬件实现。
显然，硬件实现的稳定性高，调试简单，且软件编程较复杂，实施起来麻烦。
故选择硬件实现死区的控制。
2.7 正弦脉宽调制SPWM的产生方案一：可采用模拟和数字电路等硬件电路产生SPWM。
方案二：利用微控制器来实现SPWM的数字控制。
比较这两种方案，前者控制电路复杂，抗干扰能力差。
后者控制电路简单，运算速度快，精度高，抗干扰能力强。
本系统采用后者来实现SPWM。
3 系统设计3.1 总体设计方案描述综合上述方案的分析，整体设计方案如下：市电（220V AC ）经降压后为（36V AC ）,采用电容滤波的单相不可控整流电路后，可输出波形较好的直流电压，再经过由MOSFET 组成的全桥逆变电路，负载输出为2个（24V ，40W ）的灯泡，电路设计成闭环，可满足题目要求的负载调整率，以及电压调整率。
采样放大器芯片采用了单电源供电的LM358，且用电压互感器做隔离，采样较好。
市电和蓄电池的切换部分设计在整流滤波后，由ARM 控制继电器的吸合来完成，且可靠性高。
蓄电池的充电电路采用了专为蓄电池充电的芯片UC3906，电路设计简单，充电电流满足题目要求，且不会过充。
此外，由ARM 芯片进行了过流保护以及欠压保护控制，同时实现了SPWM 的数字控制。
3.2 系统总体框图隔离变压器整流滤波充电电路蓄电池掉电切换电路输出24V 交流逆变桥辅助电源ARM 控制电路MOSFET 驱动电路电压采样电路输入220V 工频电压图24 硬件部分分析与计算4.1 整流滤波整流电路按组成的器件可分为不可控、半控、全控三种。
基于本题小功率单相交流输入的这一特点，采用电容滤波的单相不可控整流电路。
电路设计如下：图3由理论分析可知，输出电压满足关系式：U d ≈1.2U c （4-1） 由负载功率可知，输出电流有效值大约为3.33A ，故采用的二极管最大整流电流为10A ，滤波电容为470uF 、500V 的电解电容。
由式（4-1）可知，在输入为29V-43V 时，整流后输出电压大约为34.8V-51.6V ，此部分的电压即为逆变电路的直流干线电压。
4.2 驱动、逆变电路MOSFET 选用的型号为“IRFP460”，它的I Dmax =20A,V DSSmax =500V ,驱动芯片选择的是IR2110，它具有集成度高，响应快，偏值电压高，驱动能力强的特点，且成本低，易于调试。
尤其是上管驱动采用外部自举电容，使得驱动电源的数目减少了。
且可靠性高。
电路图如下所示：图4MOSFET 栅源反并联的稳压二极管作用是保证栅极电压不会过高，以防止烧坏MOS 管。
1K 电阻的作用也是为了保证MOS 管不会直通，因为MOS 管在无驱动信号的时候，默认DS 是连通的。
MOS 管后反并联的二极管选择的是快恢复FR107，一是为了续流，而是为了使整流电路u1D1D2u2TX1RCD3D4MOS管快速导通。
与之并联的吸收电容为高压电容，作用是稳定电压，同时可保证IR2110不会因电压过高而击穿损坏。
全桥逆变电路由两个相同的半桥组合而成。
4.2.1 自举的原理在电路图中，C14和D9分别为自举电容和二极管。
C32为VCC的滤波电容。
当HIN为高电平时，自举电容通过内部的MOS管以及栅极电阻，为上桥臂的MOSFET的栅极电容充电，此时自举电容相当于一个电压源。
当LIN为高电平时，下桥臂导通，VCC通过自举二极管给自举电容充电，自举电容电压≈VCC，当HIN的高电平到来时，C14放电，如此往复循环。
为使快速充电，自举二极管选择的是快恢复二极管FR107，速度快。
4.2.2 自举电容的选择MOS管在开通时，需要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷，假定在器件开通后，自居电容两端电压比器件充分导通所需要的电压（10V，高压侧锁定电压为8.7V）要高，再假定在自举电容充电路径上有1.5V压降，再减去由泄露电流引起电压降，自举电容的选择公式为:C>2Q g/(VCC-10-1.5) (4-2) 查表可知，IRFP460 充分导通时所需要的栅电荷为120nC，VCC=15V，故自举电容选择为475。
4.3 死区电路设计采用74HC04组成的死区电路图如下所示：图5输入为ARM产生的PWM波，输出为互补的两个PWM波，与控制全桥导通的2个驱动连接。
（见附录）输入为方波时，死区的输出波形调至如下图所示：图64.4 辅助电源电路采用的是LM2575。
这个芯片具有只需很少的外围电路就可输出稳定电压的特点，输入电压0-60V可调。
由4.1整流电路的分析计算可知，整流后的电压最高位50多伏，故此芯片的优势可见一斑。
具体电路如下所示：图7可调节R5，输出电压可变。
在此需要输出稳定的15V和5V电压。
4.5 充电电路的设计根据发挥部分的要求，充电电流不得小于0.1A，不能过充。
故采用UC3906的两种充电状态的快充电电路。
充电电路如图所示：图8充电输入电源最大为40V ，而根据4.1的计算结果可知，加到此处的电压最大可达51.6V ，故选择39V 的稳压管稳压。
为提高充电电路的工作效率，采用了PNP 外接功率晶体管。
计算 公式如下：120.95(1)A AREF B DR R V V R R =++ （4-3）(1)AF REF CR V V R =+（4-4）210.9F V V = （4-5）0.25MAX SMVI R =（4-6） 0.025H SHVI R =（4-7） 根据题目要求，V F =36V ，设R SM =2欧，R C =51K ，可由公式算出R A =747K ，R D =447K ，此时充电电流为0.22A 。
