多电平逆变器拓扑结构及其控制策略的比较多电半逆变器主要有三种拓扑结构：二极管箝位型、飞跨电容型和级联型。
二极管箝位型电路需要保证直流侧电容均压，控制困难，实际应用中还是三电平 电路为主，一般不超过五电半。
飞跨电容型，亦称电容箝位型，同样存在电容电 压平衡控制及冗余开关状态优化的问题，实际应用较少。
级联型多电平逆变器，乂称链式逆变器，以普通的单相全桥（H 桥）逆变器 为基本单元，将若干个功率单元直接串联，串联数越多，输出电半数也越多。
它的优点是不存在电容平衡问题，电路可靠性提高，易于模块化，适合7电平、 9电平及以上的多电半应用，是目前应用最广的多电平电路。
缺点是需要多路 独立的直流电源且不易实现四象限运行。
级朕型利绍位型电跑牡构的对比项口 级联型蚀位型基本小元 半桥氏两电平逆变器组成的H 桥 半桥式两电平逆变器结构 H 桥宜接串联结构开关器件申联的半桥式结构名个铁此独立、没有貞接电的联系 一个«1压直流电漫,遍过直流电滋串 且. 的臣流电源联分瓜得到的有电的联系的査流电源 钳位电路 无钳位元件及电路 有钳位元件及电路吸收电路 基車不用有阴容吸玫电路 白阻容吸收电路均压 无均压问题及相应的克服电路 右均压问题及相应的克服电曄多电平逆变器的PWM 控制策略可分为:馥阪层咎PWM 廿关頻率优化PWM夕旧电压矢晟PWM卩砸机开黄频率PWM 熬机PWM ＜肿胁冲位看PWM 馳机开关PWM在上述的多电平逆变器的PWM 控制法中，空间电压矢量控制法适用于三・ 五电平的逆变器，五电平以上的多电平逆变器空间电压矢最数目较多，控制算法 复杂，不适合用该方法。
对于五电平以上的多电半逆变器，适合采用载波调制 PWM 控制法。
多电平逆变器的〈拎制法 件定借裁消徐PWM载波层栓PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，既可用于二极管箝位型和飞跨电容型逆变器，也可以应用于具有独立直流电源的级联型逆变器。
载波移相PWM控制法和开关频率优化PWM控制法,则适合于级联型多电平逆变器。
开关频率优化PWM控制法由于正弦调制波中加入了三次谐波，因而只适用于三相多电平逆变器。
对于三相具有独立胃流电源的级联型多电平逆变器，载波移相和开关频率优化结合的PWM控制法，町提高等效开关频率，控制效果更好。
多电平三相逆变器中，空间欠量密集，可供选择的矢量模大小种类很多，电圧合成更加接近正弦波，所以多电半的空间电床矢量法控制进度高，输出电床的谐波含量小。
但在电平数在5电平以上的多电平逆变器中，此时空间电压矢星PWM法控制算法非常复杂。
一、NPC型多电平逆变器优点：1)可根据不同的需要选择不同的功率器件，提高功率器件的利用率；2) 电平数越大，输出电圧的谐波含量就越少，输出电斥波形与正弦波就越接近；3)可出接实现大功率和高电压，功率变换装置的成本降低。
缺点：1)每相桥臂开关器件的工作频率不同，造成了各开关器件的负荷不一致：2)对于In 电半电路来说，每个桥臂需要(In-I) (m~2)个箝位二极管，即随着电平数的增加，所盂箝位二极管数目将快速增加，成本增加；3)电平数越大，利用冗余开关状态來平衡分压电容的电斥平衡的控制算法就越复杂。
三岬m电平电塔拓朴结枸/需君件数目比较电路拓扑结构二极菩箝位型飞跨电容型开关行2(m-l)2∣m-l)2(m -1)箝位二扱管(/n-lX/w-2)O O箝位电容O(加 -1)(加-2)/2O2(W-I)2{m -1)2(m - 1)亘疙母线电容(W-I)(,"-1)(/M-1)/2＞二极管箝位型三电平逆变器1.拓扑结构二极管箝位型三电平逆变器主电路图三电平逆变器共有3*27的空间电压矢星，3个零矢量，独立的空间电压矢呈有19 (=l+l*6+2*β)个,60°区域小三角形个数为1+3=4o2.控制策略1)开关频率优化PWM控制法具体做法是在正弦调制波中加入零序分帚：，或者正弦波改成梯形调制波，目的是将正弦波的波顶压平，降低开关频率，提高直流电压利用率。
但这种方法只适用于三相三线制逆变器。
该方法可以在以下儿方面达到优化：中点电斥平衡：提供直流电斥利用率: 降低开关损耗。
实际上，这种正弦调制波加入零用谐波的方法本质上与电压空间矢量PWM法是一致的，相当于在半开关周期的始末端均匀分布零矢最。
化化PWM 竝制算法2） 特定谐波消除PwM 控制法该方法是以消除输出电压波形中某些特定的低次谐波为目的的一种PWM 控 制法。
有如下优点：可降低开关频率，降低开关损耗；在线相同开关频率下，可 以生成最优的输出电圧波形：可以通过控制得到较高的基波电床，提高直流电床 利用率。
难点是必须用牛顿迭代法解非线性方程组,运算时间长，无法在线计算。
3） 三相三电半NPC 型逆变器的SVPWM 控制策略实现步骤：首先确定参考欠星所在的扇区及其所在的小三角形，确定合成参 考电压矢量的三个基本矢最：确定三个基本矢最的作用时间，即每个电压欠量对 应的占空比（伏秒平衡）：确定各个基本电床矢量所对应开关状态；确定各开关 状态的输出次序（七段式或者五段式）以及各相输出电平的作用时间。
4） 基于60°坐标系的三电平二极管箝位型逆变器SVPWM 方法 ① 坐标变换采用的60°坐标系为g∙h 坐标系，取g 轴与α轴重合，逆时针旋转60°为h 轴，设参考矢量右，坐标系卩到g ・h 坐标系的坐标变换公式为：■ ■ % =■Miv ∕r。
则坐标系a-b-c 到g-h 坐标系的坐标变换公式为:归一化处理后（矢最坐标整数化），将三电平逆变器的基本矢量变换至g-h坐标系，得到的变换到60°坐标系下三电平逆变器的空间矢星图如图所示：⑴（b）60°坐标系下三电平逆交器空间矢Sl图②矢最分区方法扇区的确定方法：空间矢量图可分成6个扇区（A-F）,设参考电床矢量在60°坐标系中的坐标为喘（％,v li J°参考矢量所处的扇区的位置可以通过下表判断得到。
A⅛BIX C区DX E区]_ _ _Ml<0<0O>0X)怙>0>0>0O<0OV rX ÷ Sft>0<0—<0小三角形的确定方法：每个扇区可分为4个小三角形，根据下表的简单计算就可确定参考矢量所在的区域。
选取处在参考矢最所在小三角形的三个顶点的欠最作为合成参考矢量的基本矢量。
ΛlΛ2A3A4<1>1<1<1I',ΛI<\<1v>+v*>1③欠最作用时间对于一个给定的参考矢量嗚(V叩V lh),在60°坐标系中运用伏秒平衡即可求得各个基本矢量的作用时间或占空比：v rft≈d l v lii±d2v2χ^d3v3ftVM= 〃】VM + d.v2h +d i v yhI 二d∣ + d? + d∖④输出开关状态的确定设这三个基本矢屋% =(V XX.,V VΛ)7,V JrX,V XΛ∈{-2-1,0,1,2},X∈{1,2,3}则对应的开关状态为SX =(Sra,S对,SQ Sχa∖S畑SH∈ {-1,0,1}则开关矢量为Sg = iSM=, S XU S Tht S Xc∈ {-l,0J}Sy = i - V JX一V xh在满足SSS",S"0{-IQ1}的条件下，选择不同的i就可以得到三个最近基y本矢S f7X =(所对应的全部开关状态。
ffi÷60β坐标系的三屯平逆变⅛⅛SVPWM ft真波形基于60°坐标系的三电平NPC逆变器SVPW方法能够很好地实现三电平电压PWM 波的输出，其特点是能够将SVPWM算法极大简化，准确地确定参考电床欠量落入的矢量三角形和计第各个基本矢量的作用时间。
＞二极管箝位型五电平逆变器1.拓扑结构单相二极管箝位型五电平逆变器的拓扑结构。
电路由4个等值分压电容、8 个IGBT 串联构成的开关器件Q 1-Q 1, Q 1' -Q ； , 12个箝位二极管组成。
该拓扑结构 的原理是：采用多个箝位二极管对相应的功率器件进行箝位，利用多种开关组合 來合成所需的不同电平。
输出电压与开关管的关系见下表。
单利二域冷捋位型5电平逼丈务的絵出电压与开关管开关氏色表 序号开关謔件状态4t½⅛ 平% Q IQ2 Q i Q4 Q l f Qi ,Qr Qr 1 1 1 1 1 0 0 0 0 E/2 2 0 1 ] 1 1 0 0 0 £/4 3 0 0 ] 1 1 1 0 0 0 40 0 0 1 1 1 1 0 ■E/4 51111-E/21±:严关器件伙态T”表示开关E 件导逋，"0”表示开关擬件关斷可见，上下桥开关状态互补，即当开关对的其中一只开关导通时，另一只则关断（控制脉冲相反）。
该电路有4个互补对:（Q 1∖ QI ）、（Q 、Q ）、（Q S X Q s ）、（Qo Q ；）。
且在控制过程中，每相电位只能向相邻电位过渡，不允许输出点位的跳变， 这和三电平的情况是相同的。
五电半逆变器共有5'二125种电圧空间矢帚，则有5个零矢量，独立的电斥矢量为1+1*6+2*6+3*6+4*6=61个，60°区域小三角形个数为1+3+5+7=16。
单祁二杈管怙（1型5亀平逆丈務的原理屯路 T ・H▼Z→S < Δ →Δ -κ}γ2sγsγ∆Pl万电平逆变器原理国与电压矢呈图钳位二极管Sl 所需承受的反相电圧为Ed∕4,而钳位二极管S2所需承受的 反相电压确为Ed∕2,钳位二极管S3所需承受的反相电压为3Ed∕4°这样,就存在 每个钳位二极管所需承受的反相电压不一致的问题。
同理，在下桥臂也存在这种 问题。
五电平逆变器改进方奏为此，需在原來的拓扑结构上加以改进。
如果在箝位二极管S2上串联相同 等级的二极管，则每个箝位二极管所需承受的反相电压均为Ed/4；在箝位二极 管S3上串联相同等级的2个二极管，则每个箝位二极管所需承受的反相耐床值 也均为Ed/4o 对于下桥臂也采用类似的串联二极管的方法,从而可以解决这类问 题。
这样，五电平逆变器的拓扑结构就转变成如图a 所示形式。
这种改进方案仍存在一定问题。
例如SlO, Sll, S6仅仅是简单的串联，但 由丁•二极管开关特性的多样性，以及其参数离散性，可能导致串联二极管上出现Tl< Φ∣b 五电平电乐矢■图b过电压，因而需要引入较大的RC 缓冲网络，导致整个系统昂贵且体积庞大。
为此, 把图a 所示的五电平逆变器电路进一步改进成如图b 所示的电路。
其工作原理与 前而分析的结果类似。
