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反激式开关电源的设计计算

一、反激式开关电源变换器：也称Flyback 变换器，是将Buck/Boost 变换器的电感变为变压器得到的，因为电路简洁，所用元器件少，成本低，是隔离式变换器中最常用的一种，在100W 以下AC-DC 变换中普遍使用，特别适合在多输出场合。其中隔离变压器实际上是耦合电感，注意同名端的接法，原边绕组和副边绕组要紧密耦合，而且用普通导磁材料铁芯时必须有气隙，以保证在最大负载电流时铁芯不饱和。

二、AC-DC 变换器的功能框图：

交流220V 电压经过整流滤波后变成直流电压V1，再由功率开关管（双极型或MOSFET）斩波、高频变压器T 降压，得到高频矩形波电压，最后通过整流滤波器D、C2，获得所需要的直流输出电压Vo。脉宽调制控制器是其核心，它能产生频率固定而脉冲宽度可调的驱动信号，控制功率开关管的通断状态，来调节输出电压的高低，达到稳压目的；锯齿波发生器提供时钟信号；利用误差放大器和比较器构成闭环调节系统。

三、设计步骤：

1. 基本参数：

交流输入电压最小值Umin

交流输入电压最大值Umax

电网频率Fa：50Hz 或60Hz

开关频率f：大于20kHz，常用50kHz～200kHz

输出电压Vo

输出功率Po

损耗分配系数Z：代表次级损耗与总损耗的比值，一般取0.5

电源效率k：一般取75～85%。低电压（5V 以下）输出时，效率可取75%，高压（12V 以上）输出，效率可取85%；中等电压（5V 到12V 之间）输出，可选80%。

2. 确定输入滤波电容Cin：

对于宽范围交流输入（85～265Vac），C1/Po 的比例系数取2～3，即每输出1W 功率，对应3uF 电容量

对于100V/115V 交流固定输入，C1/Po 的比例系数取2～3，即每输出1W 功率，对应3uF 电容量

对于230V±35V 交流固定输入，C1/Po 的比例系数取1，即每输出1W 功率，对应1uF 电容量

若采用100V/115V 交流倍压输入方式，需两只容量相同的电容串联，此时C1/Po 的比例系数取2

3. 直流输入电压最小值Vimin 的计算：

i kC

V u

???

= ?

2 1

min min 其中：tc为整流桥的响应时间，一般为3ms

也可以由要求的直流输入电压最小值Vimin 来反推需要的输入滤波电容Cin 的精确值：

(2 )

2 1

min

min i

in k u V

???

4. 确定初级感应电压Vor：

对于宽范围交流输入（85～265Vac），初级感应电压Vor 取135V

对于100V/115V 交流固定输入，初级感应电压Vor 取60V

对于230V±35V 交流固定输入，初级感应电压Vor 取135V

5. 确定钳位二极管反向击穿电压Vb：

高温大电流下二极管钳位电压要高于标称值，所以选用TVS 钳位电压Vb=1.5Vor

对于宽范围交流输入（85～265Vac），钳位二极管反向击穿电压Vb 取200V

对于100V/115V 交流固定输入，钳位二极管反向击穿电压Vb 取90V

对于230V±35V 交流固定输入，钳位二极管反向击穿电压Vb 取200V

当功率开关管关断而次级电路处于导通状态时，次级电压会感应到初级上，感应电压Vor 就与Vi 叠加后加到开关管漏极上，与此同时初级漏感也释放能量，并在开关管漏极上产生尖峰电压VL。必须给初级增加钳位保护电路来吸收尖峰电压的瞬间能量，使Vi+Vor+VL 低于开关管漏源的击穿电压Vdsbr。

有经验公式：最大漏源击穿电压Vdmax>Vimax+1.4x1.5Vor+20V

6. 确定最大占空比Dmax：典型值为67%，在输入电压最小值Umin 时得到

100%

min

max X

V V V

or i dson

+ ?

= 其中：Vdson 为开关管漏源导通电压

7. 选取初级纹波电流Ir 与初级峰值电流Ip 的比值Krp：

Krp 是表征开关电源工作模式的重要参数：Krp 的取值范围0～1

Krp=1：Ir=Ip，电流从0 开始上升到峰值Ip，再迅速降到0，为不连续工作模式，存储在高频变压器中的能量在每个开关周期内都要完全释放掉。

Krp<1：Ir

Krp=0：Ir=0，为理论上的极端连续模式，此时初级电感量Lp 为无穷大，初级开关电流为矩形。

Krp 较小，意味着更为连续的工作模式和较大的初级电感量，且初级的Ip 和Irms 值较小，此时可选用较小功率的MOSFET，但要用较大尺寸的高频变压器；Krp 较大，表示连续度较差，此时须采用较大功率的MOSFET，但可配尺寸较小的高频变压器。在输入电压和输出功率相同时，连续模式的初级电感量大约是不连续模式的4 倍。设计成连续模式，初级电路中的交流成分要比不连续模式少，可减小MOSFET 和高频变压器的损耗，提高电源效率。

对于宽范围交流输入（85～265Vac），Krp 最小值（连续模式）0.4，最大值（不连续模式）1.0

对于100V/115V 交流固定输入，Krp 最小值（连续模式）0.4，最大值（不连续模式）1.0

对于230V±35V 交流固定输入，Krp 最小值（连续模式）0.6，最大值（不连续模式）1.0

一般可从连续模式时的最小值选起，在迭代计算过程中逐渐增大Krp 值，但不能超过最大值。

8. 计算初级波形的参数：

输入电流的平均值Iavg：

i min

avg kV

I =

初级峰值电流Ip：

(2 )

(1 0.5 ) max i min max rp

avg

p V D k K

K D

???

初级纹波电流Ir：Ir=KrpIp

初级有效值电流Irms：?

= ? +1

max rp

rms p K

I I D

9. 根据Ip 选择适合的MOSFET 或内置MOSFET 的芯片：

极限电流最小值Ilimint 应满足：0.9Ilimit>Ip

这是因为高温时极限电流最小值会减小10%，为使器件有更高的可靠工作范围而留余量。

10. 计算功率开关管结温Tj：

( ) 25

1 2

max

2 ? + ??

= ?? + ? + j rms dson xt i or ta T I R C V V f R

其中：Rta 为结到器件表面的热阻

Cxt 是漏极电路结点的等效电容，即高频变压器初级绕组的分布电容，带Cxt 的乘积项代表当交流输入电压

较高时，由于Cxt 在每个开关周期开始时泄放电荷而引起的开关损耗，用Pcxt 表示

在计算时发现Tj>100℃，就要选用功率较大的MOSFET 或带MOSFET 的芯片

11. 验算Ip：

Ip=0.9Ilimit

输入新的Krp 值，从最小值开始迭代，直到Krp=1.0，检查Ip 值是否符合要求

12. 计算高频变压器的初级电感量Lp（uH）：一般Z 取0.5，k=0.8

Z k k

I K

L P

p rp

? +

???

= (1 )

13. 选择磁芯骨架等相关参数：依据功率选择适合的磁芯

高频变压器的最大承受功率Pm与磁芯截面积Sj（cm2）之间的关系：j m S = 0.15 P

依据计算出的磁芯截面积Sj（cm2），通过查找磁芯的规格书来选择最适合的磁芯，一般可按下表：

输出功率范

围Po（W）

常规漆包线绕制的铁氧体磁芯型号三重绝缘线绕制的铁氧体磁芯型号

0～10 EE20 EF20 EEL16/EEL19 EPC25 EPD25 EE16/EE19 EI16/EI19 EFD15 EF16 EPC17

10～20 EE22 EE25 EEL19 EPC25 EPD25 EE19/EE20 EI19/EI22 EPC19 EF20 EPD20

20～30 EE28/EE30 EI30 EF30 EFD30 EPC30 EER28 ETD29 EE24/EE25 EI25/EI28 EF25 EFD25 EPC25 30～50 EE30/EE35 EER28/EER28L/EER35 EI30 ETD29 EI28/EI30 EF30 EER28 ETD29

50～70 EE40 ETD34/ETD39 EER35 EE35 EI35 EER35 ETD34

70～100 EE40/EE45 ETD39 EER40 EE40 EI40 ETD34 EER35

（磁芯的规格书见附表，也可查相关磁芯厂家的产品规格书）

小型化开关电源可选低成本的EE 或EI 型（二者截面积相同）磁芯；多路输出宜采用EFD 型磁芯，因为能提供较大的窗口以便容纳多个次级绕组；大功率开关电源适配ETD 型（圆中心柱）磁芯；一般不用环

形、POT、RM（罐形）磁芯，因为泄漏磁场较大。

选定磁芯后，查出磁芯以下参数，用于下面的计算：

磁芯有效截面积Sj（cm2），即有效磁通面积

磁芯的有效磁路长度L（cm）

磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感Al（uH/匝2）

骨架宽度b（mm）

14. 计算次级绕组匝数Ns：

对于宽范围交流输入（85～265Vac）和230V±35V 交流固定输入，Kns 取0.6

对于100V/115V 交流固定输入，Kns 取1

Ns=（Vo+Vf1）Kns 取大整数其中：Vf1 为输出二极管的正向压降

取硅二极管的正向压降为0.7V，肖特基二极管正向压降为0.4V

15. 选取初级层数d：

为减小漏感，初级层数一般取d=2，在计算过程中也保证1

16. 计算次级绕组匝数Np：

O f 1

p S V V

N N V

= ?取大整数

17. 计算每伏匝数：在多路输出时需要计算此值，便于计算其他几路的匝数

1 1

O f

V V

n N

= 其中：Ns 为此路匝数，Vo1 为此路输出电压，Vf1 为此路整流管导通压降

18. 计算其他各路输出的匝数：在多路输出时需要计算出每路输出的匝数

( ) Si 0 Oi fi N = n V +V

19. 计算反馈绕组匝数Nf：Vfb 为反馈绕组需要的输出电压，Vf2 为反馈回路整流二极管的正向压降1

O f

fb f

f S V V

V V

N N

= ?

20. 计算有效骨架宽度be（mm）：骨架宽度为b，安全边距M

be=d（b-2M）

对于宽范围交流输入（85～265Vac）和230V±35V 交流固定输入，M=3mm

对于100V/115V 交流固定输入，M=1.5mm

使用三重绝缘线时，M=0

计算初级导线的外径（带绝缘层）Dpm：Dpm=be/Np

21. 计算并验证初级导线的电流密度J：J=（4～10）A/mm2

2 2 2

1.28

25.4

1000

1.27

1980

rms

pm D

J =

若J>10A/mm2，应选较粗的导线并配较大尺寸的磁芯和骨架，以使J<10A/mm2

若J<4A/mm2，宜选用较细的导线和较小的磁芯骨架，以使J>4A/mm2，也可适当增加Np 的匝数若符合4A/mm2

22. 计算并验证磁芯中的最大磁通密度Bm：

p j

p p

N S

I L

100

若Bm>0.3T，则需增加磁芯的很截面积或增加初级匝数，使Bm 在0.2～0.3T 之间

若Bm<0.2T，就应选择尺寸较小的磁芯或者减小Np 值

23. 计算磁芯的气隙宽度t：单位mm，不留间隙时的等效电感Al=2.4uH/匝匝

= ?

p l

j L A

t S

1000

气隙应加在磁芯的磁路中心处，且大于0.051mm，若小于此值，需增大磁芯尺寸或增加Np

气隙在0.2～0.4 之间最佳，气隙过大会使漏感增加，造成开关管漏极上的尖峰电压VL 过高试制时可逐渐增大气隙，安装上线圈测初级电感和漏感，漏感要小于3%Lp，达到要求后定型24. 计算留有气隙时磁芯的等效电感Alg：单位uH/ 匝匝

lg 2

A =

25. 确定次级参数：这是对单路输出的计算

次级峰值电流：p

sp p I

I = nI = ?

次级有效电流：?

= ??? +1

(1 )

max rp

srms SP K

I I D

输出滤波电容上的纹波电流： 2 2

r1 srms O I = I ?I

次级导线最小直径：

D I srms srms

sm 1.13

1000

1980 2.54

1.27

4 = ?? =

其中：J=5.18A/mm2

当Dsm>0.4mm 时，应采用0.4mm 双线并绕。双线并绕可改善趋肤效应，减小漏感。

次级导线最大外径（带绝缘层）为：

sm N

D b 2M

max

对于多路输出时，也依照上面参数和公式分别计算出每路的峰值电流、有效电流、线径

26. 计算次级整流管的最高反向峰值电压：对多路输出要算出每路的整流管反向峰值电压

brs O i N

V = V +V ?N max

27. 钳位二极管和阻塞二极管的选用：

对于宽范围交流输入（85～265Vac），钳位电压为200V，钳位二极管TVS 用P6KE200(200V/5W)，阻塞二极管SRD 用BYV26C（600V/1A）

对于230V±35V 交流固定输入，钳位电压为200V，钳位二极管TVS用P6KE200，阻塞二极管SRD用BYV26C 对于100V/115V 交流固定输入，钳位电压为90V，钳位二极管TVS 用P6KE91(91V/5W)，阻塞二极管SRD 用BYV26B（400V/1A）

也可使用RC 钳位保护电路：电容常用2200p/1kV，电阻常用100k/1W。对于较大功率的开关电源，可适当加大电容容量（到1nF）和减小电阻阻值（到10k），电阻功率也要加大（到2W）。

初级线圈还可并联RC 串联支路，电容可选用47uF/500V，电阻选用3.9k/1W～6.2k/1W。

28. 选择输出滤波电容Cout：

连续工作模式下输出纹波电流的有效值可估算：

max

1 1 D

I I r O ?

滤波电容的标称纹波电流（105℃）要大于Ir1

要选择等效串联电阻ESR 低的电解电容，纹波电压Vr1=IspESR

为减小输出纹波电流Ir1，可将几只滤波电容并联使用，以降低ESR 和等效电感L0

Cout 容量与最大输出电流Iom 有关：如Iom=1A，Cout 一般为330uF；Iom=2A，则Cout=1000uF 29. 输出LC 滤波器：

当输出端的纹波电压超过规定值时，要增加一级LC 滤波器：

滤波电感L=2.2～4.7uH，当Iom<1A 时可采用非晶合金材料的磁珠，大电流时选用磁环绕制的扼流圈为减小L 上的压降，要选用直流电阻小的电感或增大线径，通常取L=3.3uH 的中间值

滤波电容 C 取120uF，要求ESR 要小，

30. 计算反馈电路整流管的最高反向峰值电压：

brfb fb i N

V = V +V ?max

选用的二极管反向耐压Vrm 要大于1.25 倍的最高反向峰值电压Vbrfb，反馈电路中常用的整流管：1N4148：玻封开关二极管，Vrm=75V

BAV21：超快恢复二极管，Vrm=200V

UF4003：超快恢复二极管，Vrm=200V

31. 选择反馈滤波电容：一般为0.1uF/50V 的陶瓷电容器

32. 选择反馈电路方式：

隔离式反馈电路一般有稳压管式和使用TL431 的两种：

使用稳压管的反馈电路，精度一般为±5%，负载调整率可达±1%，要设计适当的稳压管工作点

使用TL431 的反馈电路，精度可达±1%，负载调整率可达±0.2%，但要设计适当的反馈时间常数33. 选择整流桥：一般使用1N4007（1A 1000V）或1N5408（3A 1000V）

反向工作电压Vbr：max V 1.25 2 u br > ?

输入有效值电流Irms：

cosφmin ku

V O

rms = 其中：效率为k，功率因数一般为0.5～0.7

整流桥额定的有效值电流Ibr 一般取Irms 的2 倍，以有足够的余量

34. 补充公式：

验证初级电感量Lp：

I f

L V V D

i dson

min max

106 ( ?)

交流磁通密度Bac：

j p

m rp i dson

ac fS N

V V D

B K

10 ( ) min max

8 ?

= =

其中最大磁通密度Bm 可从厂家提供的磁芯手册上查到

磁芯无气隙时的相对导磁率ur：

r S

u A l

4π

其中：Al 为磁芯不留间隙时的等效电感，l 为有效磁路长度，Sj 为磁芯有效横截面积，可在磁芯资料查到气隙宽度t：

p r

p j

N S

t 10 0.04 2

= ?

因_______为设计参数众多，公式繁杂，一般使用EXCEL 的公式计算法，作成电子表格，在调整相关参数（如Krp）

时，相应参数跟随变动，迅速而直观。

最大占空比Dmax 与初次级匝数比n 的关系：

min 1

max 1

i O f

O f

V V V

V V

? + +

变换一下形式：

(1 )( ) max 1

max min

O f

D V V

D V

? +

= =

匝数比还决定初级感应电压Vor：( ) or O f 1 V = n V +V

在关断期间，MOSFET 漏极电压等于初级直流电压Vi、感应电压Vor、漏感引起的尖峰电压的和，因受到MOSFET 漏源反向耐压的限制，也就限制了初次级匝数比，也限制了开关电源的最大占空比。

磁芯的输出功率与开关频率也有一定关系，可用下式估算：Po = 1.6 * f * Ae * Ac

趋肤效应深度：

k k

Δ = 6.61 = m

其中材质常数

r c

μρ

°Ω

Cu 25 C 1.724x10 /cm

-6

为导体的相对磁导率，非导磁材料为

为在的电阻率

为工作温度时的电阻率

其中：km 是和物质和温度有关的常数，Cu 在20℃时为65.5，100℃时为75

选用线径不超过穿透深度的2～3 倍。

50kHz 下，趋肤深度为0.335mm，线径0.67mm 以下为宜

67kHz 下，趋肤深度为0.29mm，线径0.58mm 以下为宜

100kHz 下，趋肤深度为0.237mm，线径0.47mm 以下为宜

四、高频变压器的绕制：

目前，开关电源的设计已模块化和集成化，最关键和繁琐的就是高频变压器的计算和绕制。

1. 初级绕组必须在最里层：这样可以缩短每匝导线的长度，减小其分布电容，同时初级绕组还能被其他

绕组屏蔽，降低其电磁干扰。首先要在骨架上缠一层绝缘胶带，然后再绕制线圈。

2. 初级绕组的起始端应接到MOSFET 漏极：利用初级绕组的其余部分和其他绕组将其屏蔽，较小从初

级耦合到其他地方的电磁干扰。

3. 初级绕组设计成2 层以下：这样能把初级分布电容和漏感降到最低，在初级各层间加1 绝缘层，能将

分布电容减小到原来的1/4 左右。

4. 绕制多路输出的次级绕组：输出功率最大的次级绕组应靠近初级，以减小漏感。如次级匝数少，无法

绕满一层，可在匝间留间隙以便充满整个骨架，当然最好是采用多股并绕的方法。安全边距要用绝缘

胶带缠好，次级与初级间要缠3 层绝缘胶带。

5. 反馈绕组一般在最外层：此时反馈绕组与次级绕组间耦合最强，对输出电压的变化反应灵敏，还能减

小反馈绕组与初级绕组的耦合程度以提高稳定性。反馈绕组要用3 层绝缘胶带与其他绕组隔离。

6. 屏蔽层的设计：在初、次级之间增加屏蔽层可减小共模干扰，最经济的办法是在初次级间专绕一层漆

包线，一端接Vi（_______或Vd），另一端悬空并用绝缘带绝缘而不引出，线径可选0.35mm。

7. 铜片屏蔽带：可用1 铜片环绕在变压器外部，构成屏蔽带，相当于短路环，对泄漏磁场起抑制作用，

屏蔽带应与Vd 连通

8. 安全试验：变压器绕好后在外面缠3 层绝缘胶带，插入磁芯，浸入清漆，然后进行安全测试。对于110V 电源，初次级间应能承受2000V 交流试验电压，持续时间60s，漏电距离为2.5～3mm；对于220V 电

源，需承受3000V 的交流试验电压，漏电距离为5～6mm。各绕组首尾引出端需加绝缘套管，套管壁

厚不得小于0.4mm。

9. 初级电感量的测量：将各次级绕组和反馈绕组全开路，用RLC 电桥测量初级电感Lp 的电感量

10. 初级漏感量的测量：将各次级绕组和反馈绕组全短路，用RLC 电桥测量初级电感Lp 的电感量，最好以接近工作频率测量，要求漏感小于3%Lp。

五、多路输出开关电源的特殊要求：

1. 要算出总输出功率并确定主输出：总输出功率为各路输出功率的总和，主输出的稳定性要求最高。

2. 多路输出开关电源一般选择连续模式：因此时变压器外形尺寸已不是重要问题

3. 各次级绕组取相同的每伏匝数：

1 1

O f

V V

n N

= 其中：Ns 为此路匝数，Vo1 为此路输出电压，Vf1 为此路整流管导通压降

据此计算各次级绕组的匝数，还要计算出各路电流的平均值和有效值，然后选定各绕组导线线径

4. 选择整流管：额定工作电流至少为该路最大输出电流的3 倍，最高反向耐压高于计算出的最低耐压Vr

5. 推荐多股导线并绕：保证导线对骨架的良好覆盖性，增加初次级绕组间的耦合程度

6. 用TL431 反馈电路时：除主输出作为主要反馈信号，其他辅助输出也可按一定比例反馈到2.5V 基准。如图：如果只有主输出5V 引出反馈电路（R4=R6=10k），当5V 输出的负载电流变化时会影响12V 输出稳

定性，解决方法是给12V 输出也增加反馈，增加R6。

12V 的反馈量由R6 的阻值来决定，假定要求12V 输出与5V 输出的反馈量相等，各占总反馈量的一半，此

时通过R6 和R4 上的电流应相等。

以前全部反馈电流通过R4，R4 上电流：

V V

I O ref

R 250

4 =

增加R6 后，一半电流通过R6：

= Ω

= k

V V

O ref 76

同样也计算出修正后的R4 为20k，考虑到增加

R6 后5V 的稳定度会略有下降，应稍增加R4 的

值来补偿，取21k。

当反馈比例系数为K 时，可计算R6：

O ref

K I

V V

同样还可以给30V 输出增加反馈电路：假定5V、12V、30V 三路输出的反馈比为50%：40%：10%，需在30V 输出端至Vref 端之间再并联一只电阻R7，为使总反馈电流不变（仍为250uA），流过R4、R6、R7 上的反馈电流依次为125uA、100uA、25uA，可得到：R4=21k，R6=95k，R7=1.1M。

7. 分离式绕法：各次级绕组相互独立，各绕组排列灵活，

但制造成本高，骨架上引脚多，总体漏感大

8. 堆叠式绕法：低压输出绕组为高压绕组提供部分匝数和

接地端，可节省导线，减小线圈体积，降低成本，还加

强了次级绕组间的耦合程度，但安排次级绕组时灵活性

较差。

9. 改善轻载时的负载调整率：除利用稳压管对输出电压进

行钳位或并联假负载电阻外，还可以采用加虚拟负载的

办法，如图中R2。

10. 消除峰值充电效应：由于高频变压器存在漏感，产生的

次级尖峰电压可将输出滤波电容反复充电到峰值电压，这将导致输出电压远高于按变压器输出匝数计

算出的设定值，在轻载的30V 输出端更显著。如图，需串联10 欧姆的小电阻R8，R8 与C12 构成高

频滤波器，滤除漏感产生的尖峰电压，防止C12 充电到峰值。

11. 软启动电路：为避免刚接通电源时输出电压产生过冲，可在TL431 的AK 极之间并联电容，这样在刚上电时Vka=0，光耦在导通起控状态。随着输出电压逐渐升高，流过光耦中LED 的电流和流过R2 的

电流对Cak 充电，然后使TL431 进入正常工作状态。输出电压在这段延迟时间内缓慢上升，最后达到

+5V 设定值。

12. 正负对称输出：

六、提高开关电源效率的方法：开关电源的大部分功耗是由MOSFET、控制芯片、钳位二极管、输出整流管、共模扼流圈、整流桥所产生，其他元件的损耗较小。

1. 输出电压高的开关电源效率较高：适当选用较高的输出电压可提高电源效率

2. 采用低压降的肖特基整流二极管：因输出整流管的损耗约占全部损耗的1/4～1/5，是关键因素，选用

低压降、低损耗的肖特基二极管有优势，但肖特基管的击穿电压较低，注意不要击穿

3. 输出整流管的标称电流值至少为连续输出电流典型值的3 倍：可降低前向压降和温升造成的损耗

4. 提高初级电感量：使开关电源工作在连续模式可降低电流有效值及导线上的损耗

5. 初级钳位保护电路尽量不采用RCD 吸收电路：由TVS、SRD 组成的钳位电路损耗较低

6. 多路输出的高频变压器采用堆叠式绕法：可减小漏感

7. 适当增大输入整流桥、输出整流管的电流容量：降低前向压降而减低功耗

8. 条件允许情况下去掉最小负载电路：电阻要消耗功率

9. 选用Pom 较大、Ron 较低的MOSFET 或包含MOSFET 的芯片：导通功耗较低

10. 给MOSFET 和输出整流管加装散热片：高温工作状态的损耗会加大

11. 输入端接入NTC：仅在刚通电时起限流作用，工作时为热态（低阻），减小能量损耗

12. 正确估算输入滤波电容值：使输入纹波在适当范围内

13. 选择较大尺寸的磁芯：有助于降低磁芯损耗，还要选择低损耗的磁芯材料、合适的形状

14. 高频变压器的交变磁通量不得超过规定范围：典型值为0.04～0.075T，避免磁芯损耗增加

15. 输出滤波电容上的交流电流标称值应是纹波电流的1.5～2 倍：避免电容上损耗加大，甚至发热损坏

16. 开关电源应尽量工作在最大占空比Dmax 下：这时输出整流管正向电流增大，而反向压降则降低

17. 适当选择开关频率：开关频率高，变压器体积小，能提高效率，但磁损耗铜损耗、整流管开关管的开关损耗也随之加大，导致效率降低。100kHz 较适中，电磁干扰也较弱。

18. 采用多股并绕方式绕制次级线圈：减小因高频趋肤效应产生的损耗，100kHz 时最大线径为0.4mm

19. 减小变压器初级漏感：漏感应为初级电感的1%～3%，漏感大效率低

20. 减小初级绕组匝数：漏感与初级绕组匝数的平方成正比，初级绕组不超过2 层能减小漏感和分布电容

21. 选用较大高宽比的磁芯：横截面接近正方形的磁芯有较大高宽比，漏感小，如EE、EI、ETD、EC 型

22. 使用三重绝缘线：用普通漆包线绕制初级和反馈级，用三重绝缘线绕次级，不需安全边距，体积小

七、开关电源的PCB 设计注意事项：因开关电源存在高压、大电流、高频脉冲信号，对PCB 绘制有相应的特殊要求。

1. 初级绕组的引线要短：因变压器初级有高频电流通过，易造成电磁干扰，因此与C1、MOSFET 间的

引线应尽量短，使环路面积最小。

2. 漏极钳位电路引线要尽量短：TVS、SRD 与初级绕组间的引线也会造成电磁干扰，线短有利

3. MOSFET 的漏极应尽量靠近初级绕组的同名端和阻塞二极管的正极：也是为减小干扰

4. 输入电容C1 负极要直接连到MOSFET 源极：连线间不应有其他分支线，分支线在外侧接入

5. Y 电容应通过宽而短的导线分别接至相应返回端：Y 电容目的是降低干扰

6. MOSFET 的源极要和初级绕组直接相连：其间会流过高压脉冲大电流，易对其他电路造成干扰

7. 反馈级整流管和滤波电容要尽量靠近反馈绕组和控制端：避免外来电磁干扰的影响

8. 输出整流二极管和滤波电容要靠近次级绕组：减小环路面积并使用宽导线以承受较大电流

9. MOSFET 源极要采用单点接地法：亦称开尔文Kelvin 连接，几处分支线在源极处汇合

总体原则是：有脉冲大电流通过的环路要使环路面积最小，小信号检测控制端也要减少被干扰的可能

此外，还要注意高压间漏电距离是否达到要求，不然要开槽：对于110V 电源，漏电距离为2.5～3mm；对于220V 电源，漏电距离为5～6mm。

八、EMI 滤波器：为减低开关电源的电磁干扰，电源输入端要加EMI 滤波器，电路与特性如下图：

a 为无滤波器的传导噪声特性曲线，

b 为加简单滤波器后的曲线，衰减40dBuV，

c 为加完整滤波器的曲线，衰减50～70dBuV。而滤波器中关键器件是共模扼流圈，主要用于抑制传导干扰，频谱主要在10kHz～

30MHz，最高到150MHz：

目前这种滤波器已制作成模块，可供用户选用：

其中：C1、C2 采用薄膜电容，容量0.01～0.47uF，主要用来滤除串模干扰。耐压630Vdc 或250Vac。

C3、C4 能有效抑制共模干扰，宜选用陶瓷电容，容量2200p～0.1uF，为减小漏电流，容量小为好。

共模扼流圈L 有两个线圈，分别绕在高磁导率的铁氧体磁环上，电感量L 与流过的额定电流有关：

额定电流 A 1 3 6 10 12 15

电感范围mH 8~33 2~4 0.4~0.8 0.2~0.3 0.1~0.15 0.07~0.08

滤波器对地漏电流由C3 和C4 决定：Id=2πfCVc

其中：C 为C3 和C4 的并联值，Vc 为C3 或C4 上的压降，都为线路电压的一半，f 为市电频率

可算出如图电路的漏电流为0.15mA。漏电流与电容成正比，一般应为几百微安。

为达到更好的滤波效果，可采用两级滤波的复合式滤波器电路：

对于小功率开关电源可采用简易式EMI 滤波器：用两个分立的铁氧体磁环线圈或螺线管线圈所构成，用于

5W 以下，电感1mH

九、开关电源主要参数的测试：

1. 输出电压的准确度：开关电源加上标称输入电压和额定负载，用实测输出电压并与标称电压比较100%

O O

V V

V V γ

在输入电压范围内Uimin～Uimax 测量输出电压的准确度

2. 电压调整度：开关电源加上额定负载，先测出标称输入电压下的输出电压，然后连续调节交流输入电压，使之从规定的最小值Uimin 一直变化到最大值Uimax，记下输出电压与标称值的最大偏差，计算：100% '

V V

S V

3. 负载调整率：在标称输入电压下，分别测出满载与空载下的输出电压值，计算：

100%

2 1 ?

S V V i

通常负载调整率是Io 从满载的10%变化到100%时测得的，V2 应为10%Iom 时的输出电压。

4. 输出纹波：通常用峰峰值或最大值来表示，要用20MHz 以上带宽的示波器来观察峰峰值。

5. 高频变压器在3kV 试验电压下的漏电流：分0.25mA、0.75mA、3.5mA 三个级别

6. 安全标准：

测试项目IEC380 UL478 UL1012

泄漏便携式<0.75mA 无规定<0.5mA

电流固定式<3.5mA 无规定<3.5mA

耐压初级对地1250Vac

试验初级对次级3750Vac

1250Vac 或

950V+1.2Ui

最高额定电压

+1000V

用500V兆欧表初级对地>2MΩ

测绝缘电阻初级对次级>7MΩ

无规定无规定

接地电阻<0.1Ω（加12V 电压，

通过25A 电流时）

无规定无规定

附1：国内漆包线的规格：

公制裸线径mm 近似AWG 美规近似SWG 英规最大外径mm 截面积mm2 可绕匝数/cm 0.050 43 47 0.065 0.00196 153.8

0.060 42 46 0.080 0.00283 125.0

0.070 41 45 0.090 0.00385 111.1

0.080 40 44 0.100 0.00503 100.0

0.090 39 43 0.110 0.00636 90.9

0.100 38 42 0.125 0.00785 80.0

0.110 37 41 0.135 0.00950 74.0

0.130 36 39 0.155 0.01327 64.5

0.140 35 0.165 0.01539 60.6

0.160 34 37 0.190 0.02011 52.6

0.180 33 0.210 0.02545 47.6

0.200 32 35 0.230 0.03142 43.4

0.230 31 0.265 0.04115 37.7

0.250 30 33 0.290 0.04909 34.3

0.290 29 31 0.330 0.06605 30.3

0.330 28 30 0.370 0.08553 27.0

0.350 27 29 0.390 0.09621 25.6

0.400 26 28 0.440 0.1257 22.7

0.450 25 0.490 0.1602 20.4

0.560 24 24 0.610 0.2463 16.3

0.600 23 23 0.650 0.2827 15.3

0.710 22 22 0.760 0.3958 13.1

0.750 21 0.810 0.4417 12.3

0.800 20 21 0.860 0.5027 11.6

0.900 19 20 0.960 0.6362 10.4

1.000 18 19 1.07 0.7854 9.3

1.250 16 13 1.33 1.2266 7.5

1.500 15 1.58 1.7663 6.3

2.000 12 14 2.09

3.1420

4.7

2.500 2.59 4.9080

3.8

3.00 7.0683

欧美国家常用圆密耳作导线横截面积单位，为1 密耳（0.001 英寸）线径的横截面积，1mm2=1980 圆密耳附2：三重绝缘线的规格：三重绝缘线中间是芯线，外面第一层是几微米的金黄色的聚酰胺薄膜，可承受3kV 脉冲高压，第二层为高绝缘性的喷漆涂层，最外的第三层是透明的玻璃纤维层，总厚度20～100um。绝缘强度高，层间可承受3000V 高压，不需要加阻挡层以保持安全边距，也不用在级间绕绝缘胶带层。三重绝缘线需加温到200～300℃才能变软进行绕制，绕完后遇冷，线圈自动成型。

日本古河电气TEX-E 三重绝缘线的规格表：

导线直径mm 容许公差mm 标称外径mm 最大外径mm 导线电阻Ω/km 质量kg/km

0.20 ±0.008 0.400 0.417 607.6 0.398

0.22 ±0.008 0.420 0.437 498.4 0.465

0.24 ±0.008 0.440 0.457 416.2 0.537

0.26 ±0.010 0.460 0.477 358.4 0.616

0.28 ±0.010 0.480 0.497 307.3 0.697

0.30 ±0.010 0.500 0.520 262.9 0.786

0.35 ±0.010 0.550 0.570 191.2 1.033

0.40 ±0.010 0.600 0.625 145.3 1.316

0.50 ±0.010 0.700 0.725 91.43 1.985

0.60 ±0.020 0.800 0.825 65.26 2.793

0.70 ±0.020 0.900 0.925 47.47 3.741

0.80 ±0.020 1.000 1.030 36.08 4.829

0.90 ±0.020 1.100 1.130 28.35 6.056

1.00 ±0.030 1.200 1.230 23.33 7.422

三重绝缘线是靠被膜来强化绝缘的，如被膜受外力或热力而发生严重变形、损伤，安全就无法保证，变压器骨架如有毛刺也会损伤绝缘层，切断的导线末端十分锐利，也会损坏绝缘层。

三重绝缘线被膜剥离时要一边熔化一边剥离，不然可能损伤导线。焊接也比较麻烦，最好有浸锡槽。

附3：常用磁芯的规格尺寸：

型号A B C D E F H Ae

cm2

cm3

nH/n2

EI16 16 - - 5 12.2 - 2 0.198 3.46 0.67 1100 1575

EI19 20 - - 5.2 13.55 - 2.3 0.24 3.96 0.95 1400 1825

EI22 22 12.6 6 6 14.3 10.3 4.5 0.42 3.93 1.63 2400 2255

EI25 25.3 19 6.5 7 15.5 12.2 2.7 0.41 4.7 1.927 2140 1962

EI28 28 18.6 7.5 11 16.5 12.0 3.5 0.86 4.82 4.145 4300 1960

EI30 30 19 11 11 21 16 5.5 1.11 5.8 6.44 4750 1984

EI33 33 - - 13 23.5 - 9.7 1.185 6.75 8.00 4450 2030

EI35 35 24.5 10 10 24 18 4.6 1.01 6.71 6.80 3950 2100

EI40 40 26.8 12 12 27.25 21 7.5 1.48 7.7 11.3 5000 2070

EI50 50 34 15 15 33 24.5 9 2.3 9.4 21.6 6300 2070

EI60 60 44 16 16 36 28 8.5 2.47 10.9 27.1 6000 2126

型号A B C D E F Ae

cm2

cm3

nH/n2

EE10 10.2 8 2.4 4.75 5.5 1.3 0.12 2.61 0.315 1006 1767

EE13 13 10 2.7 6.15 6 1.3 0.171 3.02 0.517 1100 1550

EE16 16 12 4 5 7 2 0.19 3.40 0.65 1200 1728

EE19 19 14 4.8 4.9 8 2.6 0.22 3.90 0.86 1350 1880

EE25 25 15.6 6.6 6.5 9.5 3.3 0.40 4.90 1.96 2000 1952

EE30 30 20 11 11 13 5 1.09 5.80 6.32 4750 2000

EE33 33 - - 13.7 13.8 - 1.15 7.55 8.71 3840 2000

EE35 34.9 26.5 9.3 9.5 14.2 4 1.06 7.00 7.39 3790 1990

EE40 40 28 11 11 16.5 6.5 1.48 7.70 11.40 4250 2040

EE42 42 29.6 12.2 15.2 21 6.2 1.82 9.70 17.60 4700 2510

EE50 50 35 15 15 21 8.5 2.26 9.60 21.7 6250 2125

EE55 56 37.6 17.2 21.0 27.5 9 3.54 12.3 43.5 7100 1977

EE60 60 44.6 16 16 22 8.3 2.47 11.0 27.2 6000 2135

EE70 71 46.6 22.2 20 54 11.1 4.45 23.18 103.0 4820 1990

EE72 72.3 53.5 19 19 20 9.5 3.58 13.4 48.1 6700 1995

EE80 79.3 59.4 20 19.8 37.5 9.5 3.81 18.3 69.8 5200 1980

型号A B ￠C D E F E-E Ae

cm2

cm3

nH/n2

EC90 91 71.2 30 30 45 9.6 91/90 6.24 21.6 13.5 5550 -

EC70 71 43.4 16.8 16.8 34.5 11.7 71/69 2.79 14.4 40.1 4800 1963 EIC70 70 44 16.2 16.2 29.8 6.8 70/39 2.79 - - - -

EC52 53 32.1 13.75 13.75 24.2 8.7 53/49 1.8 10.5 18.8 4200 1942

(整理)反激式开关电源变压器设计原理.

反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T

2019年反激式开关电源设计大全

前言对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来；第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。

可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。反激式开关电源设计的思考二---气隙的作用 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢? 由全电流定律可知:

反激式开关电源设计的思考(一到五)

反激式开关电源设计的思考一对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来；第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。关键词:开关电源反激式磁芯饱和反激式开关电源设计的思考二 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢?由全电流定律可知:

反激式变压器开关电源电路参数计算(精)

反激式变压器开关电源电路参数计算反激式变压器开关电源电路参数计算基本上与正激式变压器开关电源电路参数计算一样，主要对储能滤波电感、储能滤波电容，以及开关电源变压器的参数进行计算。1-7-3-1．反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算前面已经详细分析，储能滤波电容进行充电时，电容两端的电压是按正弦曲线的速率变化，而储能滤波电容进行放电时，电容两端的电压是按指数曲线的速率变化，但由于电容充、放电的曲率都非常小，所以，把图1-19反激式变压反激式变压器开关电源电路参数计算基本上与正激式变压器开关电源电路参数计算一样，主要对储能滤波电感、储能滤波电容，以及开关电源变压器的参数进行计算。 1-7-3-1．反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算前面已经详细分析，储能滤波电容进行充电时，电容两端的电压是按正弦曲线的速率变化，而储能滤波电容进行放电时，电容两端的电压是按指数曲线的速率变化，但由于电容充、放电的曲率都非常小，所以，把图1-19反激式变压器开关电源储能滤波电容两端电压的充、放电波形画成了锯齿波，这也相当于用曲率的平均值来取代曲线的曲率，如图1-26所示。图1-26中，uo是变压器次级线圈输出波形，Up是变压器次级线圈输出电压正半周波形的峰值，Up-是变压器次级线圈输出电压负半周波形的峰值，Upa是变压器次级线圈输出电压波形的半波平均值，uc是储能滤波电容两端的电压波形，Uo是反激式变压器开关电源输出电压的平均值，i1是流过变压器初级线圈的电流，i2是流过变压器次级线圈的电流，Io是流过负载两端的平均电流。从图1-26可以看出，反激式变压器开关电源储能滤波电容充、放电波形与图 1-7反转式串联开关电源储能滤波电容充、放电波形（图1-8-b））基本相同，只是极性正好相反。因此，图1-19反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算方法与图1-7反转式串联开关电源储能滤波电容参数的计算方法完全相同。反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算，除了参考图1-7以外，还可以参考前面串联式开关电源或反转式串联开关电源中储能滤波电容参数的计算方法，同时还可以参考图1-6中储能滤波电容C的充、放电过程。从图1-26中可以看出，反激式变压器开关电源与反转式串联开关电源中的储能电感一样，仅在控制开关K关断期间才产生反电动势向负载提供能量，因此，即使是在占空比D等于0.5的情况下，储能滤波电容器充电的时间与放电的时间也不相等，电容器充电的时间小于半个工作周期，而电容器放电的时间则大于半个工作周期，但电容器充、放电的电荷是相等的，即电容器充电时的电流大于放电时的电流。

反激式开关电源设计

基于U C3845的反激式开关电源设计时间：2011-10-2821:40:13来源：作者：引言反激式开关电源以其结构简单、元器件少等优点在自动控制及智能仪表的电源中得到广泛的应用。开关电源的调节部分通常采用脉宽调制（PWM）技术，即在主变换器周期不变的情况下，根据输入电压或负载的变化来调节功率MOSFET管导通的占空比，从而使输出电压稳定。脉宽调制的方法很多，本文中所介绍的是一种高性能的固定频率电流型脉宽集成控制芯片UC3845。该芯片是专为离线的直流至直流变换器应用而设计的。其主要特点是具有内部振荡器、高精度误差比较器、逐周电流取样比较、启动电流小、大电流图腾柱输出等，是驱动MOSFET的理想器件。 1UC3845简介 UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v（通），7.6V（断）；电流模式工作达500千赫输出开关频率；在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%~70%可调；自动前馈补偿；锁存脉宽调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大电流图腾柱输出；输入欠压锁定，带滞后；启动及工作电流低。芯片管脚图及管脚功能如图1所示。图1UC3845芯片管脚图 1脚：输出/补偿，内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚2之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。 2脚：电压反馈输入端。此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压（2.5V）进行比较，调整脉宽。 3脚：电流取样输入端。 4脚：RT/CT振荡器的外接电容C和电阻R的公共端。通过一个电阻接Vref通过一个电阻接地。 5脚：接地。 6脚：图腾柱式PWM输出，驱动能力为土1A. 7脚：正电源脚。 8脚：Vref，5V基准电压，输出电流可达50mA. 2设计方法如图2为基于UC3845反激式开关电源的电路图，虚线框内为UC3845内部简化方框图。 1）启动电压和电容的选择交流电源115VAC经整流、滤波后为一个纹波非常小的直流高压Udc,该电压根据交流电源范围往往可得到一个最大Udcmax，一和最小电压Udcmin。当直流输入电压大于144V以上时，UC3845应启动开始工作，启动电阻应由线路直流电压和启动所需电流来确定。根据UC3845的参数分析可知，当启动电压低于8.5V时，UC3845的整个电路仅消耗lmA的电流，即UC3845的典型启动电压为8.5V,电流为1mA.加上外围电路损耗约0.5mA,即整个电路损耗约1.5mA.在输入直流电压为最小电压Ddcmmn时，启动电阻Rin的计算如下：图2基于UC3845反激式开关电源的电路图启动过程完成后，UC3845的消耗电流会随着MOSFET管的开通增至100mA左右。该电流由启动电容在启动时储存的电荷量来提供。此时，启动电容上的电压会发生跌落到7.6V以上，要使UC3845fj~

反激式开关电源设计资料.doc

反激式开关电源设计资料前言反激式开关电源的控制芯片种类非常丰富，芯片厂商都有自己的专用芯片，例如UC3842、UC3845、OB2262、OB2269、TOPSWITCH 等等。虽然控制芯片略有不同，但是反激式开关电源的拓扑结构和电路原理基本上是一样的，本资料以UC3842为控制芯片设计了一款反激式开关电源。单端反激式开关稳压电源的基本工作原理如下： D1 T R L 图1 反激式开关电源原理图当加到原边主功率开关管Q1的激励脉冲为高电平使Q1导通时，直流输入电压V IN加载原边绕组N P两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流管D1反向偏置而截止；当驱动脉冲为低电平使Q1截止时，原边绕组N P两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流管被正向偏置而导通，此后存储在变压器中的磁能向负载传递释放。因单端反激式电源只是在原边开关管到同期间存储能

量，当它截止时才向负载释放能量，故高频变压器在开关工作过程中，既起变压隔离作用，又是电感储能元件。因此又称单端反激式变换器是一种“电感储能式变换器”。学习了反激式开关电源的工作原理之后，我们可以自行设计一款电源进行调试。开关电源是一门实验科学，理论知识的学习是必不可少的，但是光掌握了理论知识是远远不够的，还要多做实验，测试不同环境不同参数下的电源工作情况，这样才能对电源有更深的认识。除此之外，掌握大量的实验数据可以对以后设计电源和电源的优化提供很大帮助，可以更快速更合理的设计出一款新电源或者排除一些电源故障。通过阅读下面的章节，可以使你对电源从原理理解到设计能力有一个快速的提升。

第一章电源参数的计算第一步，确定系统的参数。我们设计一个电源首先要确定电源工作在一个什么样的环境，比如说输入电压的范围、频率、网侧电压是否纯净，接下来是电源的输出能力包括输出电压、电流和纹波大小等等。先要确定这些相关因素，才能更好的设计出符合标准的电源。我们在第二章会详细介绍如何利用这些参数设计电源。输入电压范围（V line min 和V line max ）；输入电压频率（f L ）；输出电压（V O ）；输出电流（I O ）；最大输出功率（P 0）。效率估计（E ff ）：需要估计功率转换效率以计算最大输入功率。如果没有参考数据可供使用，则对于低电压输出应用和高电压输出应用，应分别将E ff 设定为0.8~0.85。利用估计效率，可由式（1-1）求出最大输入功率。 O IN ff P P E = （1-1）第二步：确定输入整流滤波电容（C DC ）和DC 电压范围。最大DC 电压纹波计算： max DC V ?= （1-2）式（1-2）中，D ch 为规定的输入整流滤波电容的充电占空比。其典型值为0.2。对于通用型输入（85~265Vrms ），一般将max V DC ?设定为

反激式开关电源变压器是这么计算的

反激式开关电源变压器是这么计算的于法拉弟电磁感应定律,这个定律是在一个铁心中，当磁通变化的时候，其会产生一个感应电压，这个感应电压=磁通的变化量/时间T 再乘以匝数比,把磁通变化量换成磁感应强度的变化量乘以其面积就可以推出上式来，NP=90*4.7 微秒/32 平方毫米*0.15,得到88 匝0.15 是选取的值，算了匝数，再确定线径，一般来说电流越大线越热，所以需要的导线就越粗，需要的线径由有效值来确定，而不是平均值。上面已经算得了有效值，所以就来选线，用0.25 的线就可以，用0.25 的线，其面积是0.049 平方毫米，电流是0.2 安，所以其电流密度是4.08，一般选定电流密度是4 到10 安第平方毫米。若是电流很大，最好采用两股或是两股以上的线并绕，因为高频电流有趋效应，这样可以比较好。第六步，确定次级绕组的参数、圈数和线径。原边感应电压，就是一个放电电压，原边就是以这个电压放电给副边的，看上边的图，因为副边输出电太为5V，加上肖特基管的压降，就有5.6V，原边以80V 的电压放电，副边以5.6V 的电压放电，那么匝数是多少呢？当然其遵守变压器那个匝数和电压成正比的规律，所以副边电压=NS*(UO+UF) /VOR，其中UF 为肖特基管压降，这个副边匝数等于88*5.6/80，得6.16,整取6 匝，再算副边的线径，当然也就要算出副边的有效值电流，下图是副边电流的波形，有突起的时间是1-D，没有突起的是D，刚好和原边相反，但其KRP 的值和原边相同，这个峰值电流就是原边峰值电流乘以其匝数比，要比原边峰值电流大数倍。第七步，确定反馈绕组的参数。反馈是反激的电压，其电压是取自输出级的，所以反馈电压是稳定的，TOP

反激式开关电源的设计方法

1 设计步骤: 1.1 产品规格书制作 1.2 设计线路图、零件选用. 1.3 PCB Layout. 1.4 变压器、电感等计算. 1.5 设计验证. 2 设计流程介绍: 2.1 产品规格书制作依据客户的要求，制作产品规格书。做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。 2.2 设计线路图、零件选用。 2.3 PCB Layout. 外形尺寸、接口定义，散热方式等。 2.4 变压器、电感等计算. 变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的， 2.4.1 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式 Gauss x NpxAe LpxIp B 100(max ) B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm 2) B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss 之间，若所设计的 power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以做较大瓦数的Power 。 2.4.2 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power ，但相对价格亦较高。 2.4.3 决定变压器线径及线数: 变压器的选择实际中一般根据经验，依据电源的体积、工作频率，

反激式开关电源原理与工程设计

反激式开关电源原理与工程设计一．反激式开关电源的原理分析二．反激式开关电源实际电路的主要部件及其作用三．反激式开关电源电路各主要器件的参数选择四．反激式开关电源pcb排板原则五．变压器的设计六．反激式开关电源的稳定性问题

反激式开关电源原理与工程设计一．反激式开关电源的原理分析 1.反激式开关电源电路拓扑 2.为什么是反激式 a.变压器的同名端相反 b.利用了二极管的单向导电特性 3.电感电流的变化为何不是突变电压加在有电感的闭合回路上，流过电感上电流不是突变

的，而是线性增加。愣次定律： a.当电感线圈流过变化的电流时会产生感生电动势，其大小于与线圈中电流的变化率成正比； b.感生电动势总是阻碍原电流的变化 4.变压器的主要作用与能量的传递理想变压器与反激式变压器的区别反激式变压器的作用 a.电感（储能）作用遵守的是安匝比守恒（而不是电压比守恒）储存的能量为1/2×L×Ip2

b.限流的作用 c.变压作用初次级虽然不是同时导通，它们之间也存在电压转换关系，也是初级按匝比变换到次级，次级按变比折射回初级。 d.变压器的气隙作用扩展磁滞回线，能使变压器更不易饱和磁饱和的原理图电感值跟导磁率成正比,

导磁率=B/H B是磁通密度 H是磁场强度简单一点,H跟外加电流成正比就是了，增加电流,磁流密度会跟着增加, 当加电流至某一程度时,我们会发现,磁通密度会增加得很慢, 而且会趋近一渐近线.当趋近这一渐近线时,这时的磁通密度,我们就称為饱和磁通密度,电感值跟导磁率成正比,导磁率=B/H B是磁通密度,H是磁场强度(电流增加,H会增加.) H会增加,但B不会增加, 导磁率变化量会趋近零啦! 电感值跟导磁率变化量成正比, 导磁率变化量趋近零,那电感值会是多少? 零 5.开关管漏极电压的组成 a. 高压为基础部分 b. 折射回来的电压部分 c. 漏感产生的尖峰部分波形

总结：开关电源设计心得

总结：开关电源设计心得首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧，先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率，高脉冲状态，属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。 1、布局：脉冲电压连线尽可能短，其中输入开关管到变压器连线，输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接近开关电源输入端，输入线应避免与其他电路平行，应避开。 Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离，以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽，以上几项对开关电源的EMC性能影响较大。输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子，可影响电源输出纹波指标，两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解电容保持一定距离，以延长整机寿命，电解电容是开关电源寿命的瓶劲，如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离，电解之间也须留出散热空间，条件允许可将其放置在进风口。控制部分要注意：高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路，在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路，特别是电流控制型电路，处理不好易出现一些想不到的意外。下面谈一谈印制板布线的一些原则线间距：随着印制线路板制造工艺的不断完善和提高，一般加工厂制造出线间距等于甚至小于0.1mm已经不存在什么问题，完全能够满足大多数应用场合。考虑到开关电源所采用的元器件及生产工艺，一般双面板最小线间距设为0.3mm，单面板最小线间距设为0.5mm，焊盘与焊盘、焊盘与过孔或过孔与过孔，最小间距设为0.5mm，可避免在焊接操作过程中出现“桥接”现象。，这样大多数制板厂都能够很轻松满足生产要求，并可以把成品率控制得非常高，亦可实现合理的布线密度及有一个较经济的成本。最小线间距只适合信号控制电路和电压低于63V的低压电路，当线间电压大于该值时一般可按照500V/1mm经验值取线间距。

开关电源反激式变压器计算公式与方法

开关电源反激式变压器计算公式与方法公司标准化编码 [QQX96QT-XQQB89Q8-NQQJ6Q8-MQM9N]

原边电感量：Lp =(Dmax * Vindcmin)/ (fs * ΔIp) 开关管耐压：Vmos =Vindcmax+开关管耐压裕量(一般用150V)+Vf *反激电压(Vf)的计算: Vindcmin * Dmax = Vf *（1- Dmax）原边与副边的匝比：Np / Ns = Vf / Vout 原边与副边的匝比：Np / Ns = (Vdcmin * Dmax)/ [Vout * (1-Dmax)] 原边电流：[1/2 * （Ip1 + Ip2）] * Dmax * Vindcmin = Pout / η 磁芯：AwAe = (Lp * Ip2^2 * 10^4 / Bw * Ko * Kj) * 原边匝数：Np = (Lp * Ip^2 * 10^4 )/ (Bw * Ae) 气隙：lg = π * Np^2 * Ae * 10^-8 / Lp Lp:原边电感量, 单位：H Vindcmin:输入直流最小电压,单位：V Dmax:最大占空比: 取值~ Fs:开关频率 (或周期T),单位：Hz ΔIp:原边电流变化量,单位：A Vmos:开关管耐压，单位：V Vf:反激电压：即副边反射电压，单位：V Np:原边匝数,单位：T) Ns:副边匝数,单位：T) Vout:副边输出电压,单位：V η:变压器的工作效率 Ae:磁芯截面积,单位：cm2 Ip2:原边峰值电流，单位：A Bw:磁芯工作磁感应强度，单位：T 取值~ Ko:窗口有效用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为～ Kj:电流密度系数，一般取395A/ cm2(或取500A/cm2) Lg:气隙长度，单位：cm 变压器的亿裕量一般取150V 什么是反激电压假定原副边的匝比为n，在原边开关管截止时，开关管的高压端电压为 Vin(dc)+nVo, nVo即为反激到原边的电压。在反激电源的工作原理中，原边开关管截止时，变压器能量传递，次级二极管导通，次级绕组两端的电压，会“折射”到原边（用同名端对电位），叠加在开关管高压端。同理当原边开关管导通时，次级二极管是截止的，二极管上的电压除了输出电压Vo,还有原边“折射”过来的电压Vin(dc)/n，及Vo+[Vin(dc)/n,].。所以，匝比的设计，除了影响占空比，也影响着原边开关管及次级二极管的应力选择。在变压器线圈匝数未知的情况下，如何计算磁芯工作时的磁感应强度Bw测量其电感量（可用压

推挽式开关电源的变压器参数计算

推挽式开关电源的变压器参数计算用的开关变压器有两个初级线圈，它们都属于励磁线圈，但流过两个线圈的电流所产生的磁力线方向正好相反，因此，推挽式开关电源变压器属于双激式开关电源变压器；另外，推挽式开关电源变压器的次级线圈会同时被两个初级线圈所产生的磁场感应，因此，变压器的次级线圈同时存在正、反激电压输出；推挽式开关电源有多种工作模式，如：交流输出、整流输出、直流稳压输出，等工作模式，各种工作模式对变压器的参数要求会有不同的要求。 1-8-1-4-1．推挽式开关电源变压器初级线圈匝数的计算由于推挽式变压器的铁心分别被流过变压器初级线圈N1绕组和N2两个绕组的电流轮流进行交替励磁，变压器铁心的磁感应强度B，可从负的最大值-Bm，变化到正的最大值+Bm，因此，推挽式变压器铁心磁感应强度的变化范围比单激式变压器铁心磁感应强度的变化范围大好几倍，并且不容易出现磁通饱和现象。推挽式变压器的铁心一般都可以不用留气隙，因此，变压器铁心的导磁率比单激式变压器铁心的导磁率高出很多，这样，推挽式变压器各线圈绕组的匝数就可以大大的减少，使变压器的铁心体积以及变压器的总体积都可以相对减小。推挽式开关电源变压器的计算方法与前面正激式或反激式开关电源变压器的计算方法大体相同，只是对变压器铁心磁感应强度的变化范围选择有区别。对于具有双向磁极化的变压器铁心，其磁感应强度B的取值范围，可从负的最大值-Bm变化到正的最大值+Bm。关于开关电源变压器的计算方法，请参考前面“1-6-3．正激式变压器开关电源电路参数计算”中的“2.1 变压器初级线圈匝数的计算”章节中的内容。根据（1-95）式：

（1-150）式和（1-151）式就是计算双激式开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的公式。式中，N1为变压器初级线圈N1或N2绕组的最少匝数，S为变压器铁心的导磁面积（单位：平方厘米），Bm为变压器铁心的最大磁感应强度（单位：高斯）；Ui为加到变压器初级线圈N1绕组两端的电压，单位为伏；τ = Ton，为控制开关的接通时间，简称脉冲宽度，或电源开关管导通时间的宽度（单位：秒）；F为工作频率，单位为赫芝，一般双激式开关电源变压器工作于正、反激输出的情况下，其伏秒容量必须相等，因此，可以直接用工作频率来计算变压器初级线圈N1绕组的匝数；F和τ取值要预留20%左右的余量。式中的指数是统一单位用的，选用不同单位，指数的值也不一样，这里选用CGS单位制，即：长度为厘米（cm），磁感应强度为高斯（Gs），磁通单位为麦克斯韦（Mx）。 1-8-1-4-2．推挽式开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算 A）交流输出推挽式开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算推挽式开关电源如果用于DC/AC或AC/AC逆变电源，即把直流逆变成交流输出，或把交流整流成直流后再逆变成交流输出，这种逆变电源一般输出电压都不需要调整，因此电路相对比较简单，工作效率很高。用于逆变的推挽式开关电源一般输出电压都是占空比等于0.5的方波，由于方波的波形系数（有效值与半波平均值之比）等于1，因此，方波的有效值Uo与半波平均值Upa相等，并且方波的幅值Up与半波平均值Upa也相等。所以，只要知道输出电压的半波平均值就可以知道有效值，再根据半波平均值，就可以求得推挽式开关电源变压器初、次级线圈匝数比。根据前面分析，推挽式变压器开关电源的输出电压uo，主要由开关电源变压器次级线圈N3绕组输出的正激电压来决定。因此，根据（1-128）、（1-129）、（1-131）其中一式就可以出推挽式变压器开关电源的输出电压的半波平均值。由此求得逆变式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比： n=N3/N1 =Uo/Ui =Upa/Ui ——变压比，D为0.5时（1-152）（1-152）式就是计算逆变式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比的公式。式中，N1为开关变压器初级线圈两个绕组其中一个的匝数，N3为变压器次级线圈的匝数，Uo输出电压的有效值，Ui为直流输入电压，Upa输出电压的半波平均值。（1-152）式还没有考虑变压器的工作效率，当把变压器的工作效率也考虑进去时，最好在（1-152）式的右边乘以一个略大于1的系数。 B）直流输出电压非调整式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算直流输出电压非调整式推挽开关电源，就是在DC/AC逆变电源的交流输出电路后面再接一级整流滤波电路。这种直流输出电压非调整式推挽开关电源的控制开关K1、K2的占空比与DC/AC逆变电源一样，一般都是0.5，因此，直流输出电压非调整式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比可直接利用（1-152）式来计算。即： n=N3/N1 =Uo/Ui =Upa/Ui ——次/初级变压比，D为0.5时（1-152）不过，在低电压、大电流输出时，一定要考虑整流二极管的电压降。 C）直流输出电压可调整式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算

反激式开关电源的电路设计与参数计算_陈建林(精)

2013年第 09 期反激式开关电源的电路设计与参数计算陈建林王冬剑刘江南 (中国电子科技集团公司第三十六研究所浙江嘉兴 314033 Circuit Design and Parameter Calculation of Flyback Switching Power Supply CHEN Jian-lin WANG Dong-jian LIU Jiang-nan (The 36th Institute of China Electronics Technology Group Corporation, Jiaxing Zhejiang 314033, China 【摘要】反激式开关电源以其简单、轻巧、实用等特性 , 在工程技术中得到广泛应用。本文在简要介绍开关电源拓扑结构的基础上 , 详

细分析脉冲变压器的参数设计和 MOS 管的选型要求 , 同时介绍控制回路和吸收电路的参数计算 , 并对设计方案进行实验验证。结果表明 , 所设计的反激式开关电源性能稳定、可靠性高。【关键词】反激 ; 开关电源 ; 脉冲变压器 ; 吸收电路 ABSTRACT:Due to the characteristic of simple, legerity and utility, flyback switching power supply is widely used in engineering. This text firstly introduces the topology of switching power supply briefly, then analyses parameter design of pulse transformer and performance requirement of MOSFET in detail, parameter design of control and absorber circuit are also introduced. Experiment results indicate that flyback switching power supply designed in this text is stable and reliable. Keywords:Flyback; Switching Power Supply; Pulse Transformer; Absorber Circuit 引言

反激式开关电源设计

反激式开关电源变压器设计 2011年04月25日来源：网络 [责任编辑：wangpan] 中心议题： * 反激式开关电源变压器的设计步骤解决方案： * 选定原边感应电压V * 确实原边电流波形的参数 * 选定变压器磁芯 * 计算变压器的原边匝数 * 确定次级绕组的参数，圈数和线径反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电

压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来，这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L，这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L，这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L，，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOFF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（80+90）=0.47 第二步，确实原边电流波形的参数。原边电流波形有三个参数，平均电流，有效值电流，峰值电流。首先要知道原边电流的波形，原边电流的波形如下图所示，画的不好，但不要笑啊。这是一个梯形波横向表示时间，纵向表示电流大小，这

反激式开关电源设计

反激式开关电源设计 Document serial number【LGGKGB-LGG98YT-LGGT8CB-LGUT-

基于U C3845的反激式开关电源设计时间：2011-10-2821:40:13来源：作者：引言反激式开关电源以其结构简单、元器件少等优点在自动控制及智能仪表的电源中得到广泛的应用。开关电源的调节部分通常采用脉宽调制（PWM）技术，即在主变换器周期不变的情况下，根据输入电压或负载的变化来调节功率MOSFET管导通的占空比，从而使输出电压稳定。脉宽调制的方法很多，本文中所介绍的是一种高性能的固定频率电流型脉宽集成控制芯片。该芯片是专为离线的直流至直流变换器应用而设计的。其主要特点是具有内部振荡器、高精度误差比较器、逐周电流取样比较、启动电流小、大电流图腾柱输出等，是驱动MOSFET的理想器件。 1UC3845简介 UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v （通），7.6V（断）；电流模式工作达500千赫输出开关频率；在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%~70%可调；自动前馈补偿；锁存脉宽调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大电流图腾柱输出；输入欠压锁定，带滞后；启动及工作电流低。芯片管脚图及管脚功能如图1所示。图1UC3845芯片管脚图 1脚：输出/补偿，内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚2之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。 2脚：电压反馈输入端。此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压（2.5V）进行比较，调整脉宽。 3脚：电流取样输入端。 4脚：RT/CT振荡器的外接电容C和电阻R的公共端。通过一个电阻接Vref通过一个电阻接地。 5脚：接地。 6脚：图腾柱式PWM输出，驱动能力为土1A. 7脚：正电源脚。 8脚：Vref，5V基准电压，输出电流可达50mA. 2设计方法如图2为基于UC3845反激式开关电源的电路图，虚线框内为UC3845内部简化方框图。 1）启动电压和电容的选择交流电源115VAC经整流、滤波后为一个纹波非常小的直流高压Udc,该电压根据交流电源范围往往可得到一个最大Udcmax，一和最小电压Udcmin。当直流输入电压大于144V以上时，UC3845应启动开始工作，启动电阻应由线路直流电压和启动所需电流来确定。根据UC3845的参数分析可知，当启动电压低于8.5V时，UC3845的整个电路仅消耗lmA的电流，即UC3845的典型启动电压为8.5V,电流为1mA.加上外围电路损耗约0.5mA,即整个电路损耗约1.5mA.在输入直流电压为最小电压Ddcmmn时，启动电阻Rin的计算如下：图2基于UC3845反激式开关电源的电路图启动过程完成后，UC3845的消耗电流会随着MOSFET管的开通增至100mA左右。该电流由启动电容在启动时储存的电荷量来提供。此时，启动电容上的电压会发生跌落到7.6V以上，要使UC3845fj~保持

反激式开关电源设计详细流程

用SG6849设计反激式开关电源摘要：SG6849芯片是SG(System General)公司生产的开关电源专用集成电路，使用该芯片设计小功率开关电源，可大大减少外围电路，降低成本，电路可靠性高，且可以不带副边反馈。详细介绍了SG6849芯片的工作原理，并基于此芯片设计了一个5.6W的单端反激式开关电源，给出了实验结果。关键词：SG6849；反激；副边反馈 O 引言开关电源因具有重量轻、体积小、效率高、稳压范围宽等优点，在电视、电声、计算机等许多电子设备中得到了广泛的应用。为了进一步追求开关电源的小型化和低成本，人们不断研制成功一些新的开关电源集成电路芯片。台湾SG System General)公司开发的SG6 849，集内部振荡器、比较器、反馈补偿电路于一体，只需较少的外围元器件，就可构成一个电路结构简洁、成本低、性能稳定、制作及调试方便的单端反激式开关电源。在负载调整率要求不高的情况下，甚至可去掉副边反馈，进一步减少体积，节省成本。 1 SG6849芯片功能介绍 1.1 内部结构及管脚功能 SG6849芯片是台湾SG(System General)公司2004年底推出的SG684X系列PWM集成电路控制芯片。该芯片具有如下特点：不带副边反馈的恒压和恒流控制；轻载时工作于省电模式；较低的启动电流和较低的工作电流；65kHz和100kHz的固定频率；较少的外围元件；输出过流保护、过温保护和短路保护。该芯片采用S0T-26或DlP-8封装形式，内部结构如图1所示。下面就以DIP-8封装为例，说明各管脚的功能。脚l(GATE) 门极，用来驱动功率NOSFET。脚2(VDD) 提供芯片的工作电压，当不带副边反馈时，靠VDD来提供反馈信息，调整输出电压。脚3、5、6(NC) 悬空。脚4(SENSE) 过流保护。该引脚也可用于电流模式的PWM控制。脚7(FB) 为PWM控制器的内部比较器提供反馈信息，控制占空比；当不带副边反馈的时候，该引脚开路。脚8(CND) 接地。

反激式开关电源原理

反激式开关电源目录一．开关电源总框图： (2) 二．原理图 (3) 三．电源输入 (4) 四．电源输出 (4) 五．整流桥和滤波电路 (4) 六．漏极钳位保护 (7) 七．反馈电路 (8) 八．输出电路 (9) 九．变压器 (9) 十．PCB (11) 十一．元件清单 (12)

一．开关电源总框图：

二．原理图

三．电源输入最小输入交流电压：85V 最大输入交流电压：265V 二极管导通时间：2.69 ms 估计效率：? = 78.0 % 损耗分配因子：0.46 （Z表示次级损耗与总损耗的比值，Z=0表示全部损耗发生在初级，Z=1表示发生在次级）四．电源输出输出1：电压：12V 电流：1A 功率：12W 输出2：电压：5V 电流：0.1A 功率：0.5W 总功率：Po = 12.5W 五．整流桥和滤波电路上图为整流桥整流后的波形，交流电50Hz，则周期为T=20mS，tc为二极管导通时间 1．整流桥：

最小直流输入电压：Vdc(min) = 根号2 * Vac(min) = 120.19V 最大直流输入电压：Vdc(max) = 根号2 * Vac(max) = 374.71V 输入功率：Pin = Po / ? = 16W 整流桥反向击穿电压 Umax为最大交流输入电压 Ubr >= 468.4V 整流桥有效电流 Umin为最小输入电压为开关电源功率因数（0.5~0.7，取0.7） Irms = 0.27A IAVG = （0.6~0.7）Irms = 0.65 * 0.27 = 0.18A

2．滤波电容 Umin为最小交流输入电压 UImin为最小直流输入电压= Pin / Iavg = 89V 取90V C1 = 37uF 3.共模扼流圈共模扼流圈的电感量与额定电流有关