摘要
随着科学技术的飞速发展，半导体激光器技术已深入到国民经济和国防建设的各个领域。在远距离通讯，激光雷达，数字信号的存储和恢复，激光测距，机器人，全息应用，医学诊断等方面都有广泛的应用。但半导体激光器是一种高功率密度并具有极高量子效率的器件，对工作条件要求非常苛刻。在不适当的工作或存放条件下，会造成性能的急剧恶化乃至失效。所以，使激光器正常工作的激光器驱动电源就显得尤为重要。
该设计研究了一种稳压型宽范围的开关半导体激光器(LD)的驱动电源，利用单片机进行自动调节开关电源的绝缘门极晶闸管(IGBT)的占空比，从而使电源输出稳定的电压来实现LD的恒流驱动。该电源还能够根据不同规格LD在一定的范围内进行功率自适应调节。以单片机为主控制器，结合外围电路，采用PID算法实现了LD的功率自适应调节和恒流驱动。即它是一种基于开关电源的并且有功率自适应功能的LD驱动电源。
该设计采用了单片机作为主控制器，其接收的数据经A/D转换后，再与设定参数进行比较，然后把得到的处理结果送至D/A转换器，最后送入被控对象。硬件电路设计运用了模块设计的方法，主要包括了V/I转换模块、恒流源模块、D/A转换模块、以及采样模块。
关键词：开关电源；半导体激光器；功率自适应；PID算法
Abstract
With the rapid development of science and technology, the semiconductor laser technology has penetrated into all fields of national economy and national defense construction. In telecommunications, laser radar, digital signal storage and recovery, laser ranging, robot, holographic applications, medical Diagnosis and other aspects has a wide range of applications. However, the semiconductor laser is a high power density and high quantum efficiency devices, is very demanding for working conditions. Improper work or storage conditions will result in a sharp deterioration in the performance of even failure. So, so the normal work of the laser drive power supply is very important.
This Design research a design of wide range pressure switches semiconductor laser driving (LD) power supply, the use of single-chip microcomputer for automatic regulating switch power insulated gate bipolar transistor (IGBT) duty cycle, so that the power supply output a stable voltage to achieve LD constant current drive. The power supply also can accord to different specifications of LD in a certain range of adaptive power regulator. Taking SCM as the control core, combined with the external circuit, using PID algorithm LD power adaptive control and the constant current driving. It is based on a switching power supply and power adaptive function of LD driving power supply.
This design uses a single chip control, the received data after A/D conversion, with the set parameters were compared, and the results are sent to the D/A converter, and finally into the controlled object. Hardware circuit design used modular design method, including V/I conversion module, a constant current source module, the D/A conversion module, as well as the sampling module.
Key Words: Switching power supply, Semiconductor laser, Power adaptive, PID algorithm
目录
摘要..................................................................................................................................... I Abstract ..................................................................................................................................... II 目录.................................................................................................................................. III 1 绪论. (1)
1.1 课题的背景和意义 (1)
1.2 课题的研究现状 (2)
1.3 课题的研究内容和目标 (2)
2 开关型LD驱动电源的设计原理及总体方案 (4)
2.1LD开关电源的基本原理 (4)
2.2 系统结构原理 (5)
2.3 自适应功能软件设计 (5)
2.4 软件控制算法设计 (6)
3 系统硬件电路的设计与实现 (7)
3.1 单片机及最小系统 (7)
3.1.1 单片机的选择 (7)
3.1.2 单片机最小系统 (7)
3.2 信号采样电路 (8)
3.2.1 信号放大电路 (8)
3.2.2 温度传感器 (9)
3.2.3 电流采集电路 (10)
3.2.4AD转换电路 (10)
3.3 过流报警电路 (12)
3.4 光功率控制电路 (13)
3.5LD过流保护电路 (14)
3.6Protel DXP设计软件介绍 (14)
3.7 硬件PCB设计 (15)
4 系统软件的设计与实现 (18)
4.1 软件开发平台介绍 (18)
4.2 系统程序设计 (19)
4.2.1 系统总体框图 (19)
4.2.2ADC0809电流采样程序设计 (19)
4.2.3DS18B20温度采集程序设计 (19)
4.2.4 声光报警及过流保护系统 (20)
4.2.5PID控制算法设计 (21)
结论 (22)
致谢 (23)
参考文献 (24)
附录系统程序 (25)
1 绪论
1.1 课题的背景和意义
半导体激光器驱动电源具有结构简单、不需要高压、便于调试等独特的优点，其应用潜力很大。但是，过去由于半导体激光器的模式不好、波长长、寿命短，因而它的应用范围被大大地限制了。随着半导体光电子器件的研究开发，目前已经成功研制出了可以实现单模输出、寿命长达十几万小时、工作于可见波波段的性能更优越的半导体激光器，并在美国、德国以及日本等国家开始大规模商业化生产。具有如此优越性能的半导体激光器在很大程度上弥补了过去的缺陷，迅速扩展了其应用领域，在许多方面正在逐步取代He-Ne激光器。半导体激光器已经广泛地应用于光纤通讯、集成光学、激光扫描、激光印刷、光盘存储技术等领域。可见在今后相当长的一段时间内，半导体激光器的需求量将大幅度地增加。因此，提高半导体激光器的性能已经成为目前国内外研究的热点，大量的人力和物力已经投入到这方面的研究中。
目前，提高半导体激光器性能的途径主要有两个：一是应用最新的半导体技术来提高激光器器件本身的性能指标，例如选用新的半导体材料作为半导体激光器的有源物质；二是提高半导体激光器驱动源的特性，使半导体激光器工作在最理想的状态。因此，半导体激光器驱动源的研究与设计是激光应用领域的一项关键技术。
现在各个行业对激光器的功率要求日益增加，这就对半导体激光器功率的要求越来越高。大功率半导体激光器应用形式有固体激光泵浦光源和直接作为系统光源两种。半导体激光器体积小、重量轻、效率高，但这种光的光束质量较差，横模特性也不理想，只能在对光束质量要求不高的环境下直接应用。固体激光器输出的光束质量虽然高，但传统的泵浦源闪光灯又有体积大、寿命短、效率低的缺点。结合二者的优点，产生了半导体激光器泵浦固体激光器技术。目前大功率的半导体激光器最大的应用领域就是半导体激光器泵浦固体激光器。按泵浦方式不同，可以分为电子束泵浦激光器、注入式激光器和光泵激光器。其中，注入式激光器容易受激辐射，并且因其结构简单紧凑，通过改变注入电流便能直接调制输出，且加工工艺成熟，所以它是使用最广泛的一种半导体激光器[1]。
对全固态激光器来说，激光二极管驱动电源是一个核心组件，对于星载应用来说，提高效率和可靠性成为最主要的因素，提高激光驱动电源效率，可以有效提高整机效率，降低对卫星平台的资源需求以及热控要求，因此发展新型高效脉冲激光二极管驱动电源成为一个技术瓶颈，急需解决。由于传统驱动电源的自身特征，其输出效率受到一定限制，探索新的技术路线，既能满足激光二极管驱动的可靠性，又具有高的驱动效率，具
有重要的学术意义。
传统的半导体激光器驱动电源的过流保护功能比较单一，由于过流保护设计的不完善，导致激光器在使用过程中出现过流误判断或被损坏的情况时有发生，甚至造成工作延误和不必要的经济损失。对于中小功率半导体激光器，其驱动电流最大限定值通常设定在典型值的1.03~1.4倍之间。尽管张书云等人所设计的驱动电源能实现自适应过流保护功能，但把过流保护值取为设定电流值的1.02倍，对于典型值和最大限定值差别较大的半导体激光器，会被过早地判为寿命终结，因而不能最大限度的使用。
1.2 课题的研究现状
随着半导体激光器的飞速发展，作为激光器重要组成部分的激光器驱动源也得到了快速的发展，新驱动技术不断涌现，性能不断完善，对半导体激光器技术的发展和应用起到了推动作用。
在国外，对半导体激光器驱动源的研究已经取得了不错的成果，特别是德国、英国、日本等国家，半导体激光器驱动源的研究技术已经非常成熟，达到了很高的水平。据相关报道，他们目前已能获得输出电流达几十安培甚至上百安培，脉冲宽度达到纳秒级，甚至达到皮秒级的半导体激光器驱动源，但现在还处于实验研究阶段，没有商品化。一些半导体器件公司研制的大功率半导体激光器驱动源已经可以达到很高的指标，并且实现了商品化，但其价格比较昂贵。
在国内，虽然对半导体激光器驱动源的研究也不少，但大多用于光纤通信方面，只能达到几毫安到几十毫安的驱动电流。虽然也有一些文献资料报道，用雪崩管、闸流管或MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor,金属氧化物半导体型场效应管)构成的大电流窄脉冲半导体激光器驱动源的驱动电流可以达到十几安培，脉宽可以达到几十纳秒，但其重复频率却往往非常低，一般都只有几千赫兹甚至几赫兹。目前，国内绝大多数的研究报道表明，要同时产生脉冲幅度、边沿速度、重复频率等技术指标要求都较高的脉冲非常困难。国外生产的高重频大功率窄脉冲半导体激光器驱动源之所以非常昂贵，主要原因在于国内在这方面发展的不是很好，在这方面的产品可谓是凤毛麟角，特别是脉宽小于10ns，驱动电流十安培以上，重复频率上百千赫兹的半导体激光器驱动源，目前还没有商品化的产品[2]。
1.3 课题的研究内容和目标
半导体激光器自问世以来，以其超小型、高效率、结构简单、价格便宜以及高速工作等优点，获得越来越广泛的应用。然而，对于所有的激光二极管，其驱动电源的工作方式和性能都是共同的问题。如果输出的电压或电流波形质量不高，又缺乏有效的保护
措施，就会使激光二极管性能下降或造成永久性损伤。根据LD(Laser Driving,半导体激光器)的工作原理及输出特性，结合现有驱动技术和它的失效机理，采用了全新的方法理念，从各个方面对LD的工作状态进行监测并分析，设计出了一种稳压范围宽的开关型LD驱动电源，该驱动电源不仅能为LD提供高精度、高稳定性的电流，而且保证了激光器输出激光功率的稳定性，该电源还有根据不同规格的LD在一定设定范围内进行功率自适应调节的功能，为LD提供了更智能的电源驱动。本文研究内容主要有以下几个方面：
(1) 介绍了LD的背景和国内外研究现状。
(2) 介绍了LD驱动电源的设计原理和总体方案。
(3) 介绍了LD驱动电源的硬件电路设计，以AT89C51单片机作为主控制器，完成各个模块的硬件设计，具体包括：信号采集电路、信号放大电路、温度采集电路、A/D 和D/A转换电路、光功率控制电路和过流保护电路等。
(4) 在硬件电路的基础上开展控制系统软件的设计，采用了PID经典控制算法实现电流温度闭环控制。
(5) 总结在整个控制系统的研究中所取得的成果，同时也指出了该设计研究的不足之处与需要进一步研究和改进的方面。
2 开关型LD驱动电源的设计原理及总体方案
2.1 LD开关电源的基本原理
开关电源系统一般是由主电路和控制电路两部分组成。输入电源、储能电感、滤波电容、整流管和开关管等构成系统的主电路；控制电路中通过控制功率开关管的通断使输出电压恒定[3]，一般当输入电压及负载的变化在一定范围内时，负载电压能够维持恒定。
开关电源的调节和稳压是通过调节变换电路的功率开关管的占空比来实现的。本设计主要是采用PWM(Pulse Width Modulation,脉冲宽度调制)对开关电源进行控制的，即保持开关的频率不变，以改变导通时间的方式来改变占空比，进而达到改变其输出电压的目的。本文采用的双IGBT管(Insulated Gate Bipolar Transistor,绝缘栅双极晶体管)组成的半桥式功率变换电路，它的主电路拓扑如图2.1所示，其中BG1和BG2(IGBT)通过单片机调整PWM方波的占空比控制它们的导通时间。
图2.1 功率变换主电路
在驱动电压轮流开关的作用下，功率变换器的两个功率管IGBT交替地导通和截止，它们在变压器的原边线圈产生了高压开关脉冲，从而在副边感应出了交变方波脉冲，再经过全桥整流电路及滤波器消除其电路中的高频成分和电流冲击，以减小电路纹波系数进而得到所需的恒定直流电压。
变压器的初级在整个周期内都会有电流通过，所以磁芯得到了充分的利用。半桥式
电源的一个突出优点就是它有抗拒不平衡负载的能力，且经耦合电容的自动修正可避免磁饱和。该电路适用于本文设计的可变频率的应用场合。
2.2 系统结构原理
本设计的LD驱动电源，以单片机作为其控制核心，利用开关电源的技术，且采用闭环反馈系统，通过控制IGBT的占空比实现控制开关电源的作用，进而实现电源的恒压控制、电流源驱动和光功率控制等功能，其系统结构如图2.2所示。
图2.2 系统原理框图
市电先经输入电路中的防电磁干扰的电源滤波器滤除电源的高次谐波并且由桥式整流电路整流，再经功率变换电路变换、高频桥式整流以及LC滤波从而得到恒定的直流电压，最后由V/I转换电路实现其对电流的控制[4]。光功率和电流的采样电路将采集到的LD的输出电流和光功率信号经过放大器对其进行信号放大后再进过A/D转换送入单片机进行处理，调整PWM占空比，进而控制IGBT的导通时间来控制功率变换电路，最终实现LD输出光功率的闭环控制。数字温度传感器DS18B20采样得到的LD的温度信号，将直接以数字信号的形式送入单片机进行处理，再将得到的温控量经D/A转换后送入温控电路，最终实现了LD的温度闭环控制[5]。
2.3 自适应功能软件设计
LD驱动电源的工作运行相对比较复杂，对于各种瞬变的干扰通过适当的硬件电路就能抑制，但其动作时序的控制，尤其是对电流的控制和因温度变化造成的输出光功率变化的控制，若采用软件方法就能更加可靠、灵活和有效的实现。
该设计电源是一个根据不同规格LD进行自动调整其输出光功率的开关电源。打开开关电源，首先对其运行程序进行初始化设置，然后进入调整子程序，最后进入电源的正常工作主程序，主要是以PWM法对开关电源进行调节。程序中的过流保护模块采用
自适应过流保护的流程，针对不同规的LD 工作状态，实时地自动调整其过流保护值，确定处于过流状态时就关闭输出，并且发出过流告警信号，从而达到了过流保护的目的。
光功率的信号经过采样放大后分别送到电源的控制电路，形成了光功率的闭环控制。其控制电路由电流电压采样电路、光功率采样电路以及过流保护等电路组成。首先需要检测电流电压的采样值，若LD 工作在正常的范围内，则结合光功率控制并且做出对应调整；若超出正常的范围，则直接进行调整，同时检测输出光功率值，再将它转换成电流值送入单片机，经单片机计算，输出控制信号对驱动电路进行控制并且调节开关管占空比，以保证LD 工作在恒输出功率的状态。
2.4 软件控制算法设计
开关电源的系统通过对输出电压转换过来的电流作采样反馈，从而形成闭环控制。在LD 的电流控制过程中，主要采用适合的PID 控制算法。
PID 控制增量式的表达式如式2.1所示：
()()(1)
()()[()(1)]
P I D u k u k u k K e k K e k K e k e k ?=--=?+?+?-?- (2.1) 其中，k 为采样序号；u (k )和e (k )分别为第k 次的采样输出控制量以及采样值与设定值的
偏差量；K P 、K I 和K D 分别为比例系数、积分系数和微分系数。 积分环节的主要目的为消除静差，提高系统控制精度。但在过程的启动、停止或大幅增减设定时，短时间内的系统输出会有很大偏差，会造成PID 运算积分积累，进而会引起系统的较大超调，因电流过大而损坏激光器；若取消积分只进行PD 控制，则会使控制出现了余差。该设计采用了积分分离式PID 控制算法，放大后的信号送入PID 控制网络，当被控量与设定值的偏差比较大时，则取消积分的作用，以免降低系统的稳定性；当被控量接近给定值时，则引入积分式控制，以消除静差，提高了控制精度。
对开关电源的输出电压转换来的某一范围内电流，其频率为常值，可采用恒频PWM 进行调节。PWM 脉冲宽度的高电平时间T ON 采用此算法控制，以调节变换电路的功率开关管占空比的方式来实现开关电源的稳压输出，进而实现恒流控制的目的。
另外，半导体激光器的温控软件设计亦可采用此算法，能大大提高温控精度。
3 系统硬件电路的设计与实现
3.1 单片机及最小系统
3.1.1 单片机的选择
该设计采用MCS-51系列中的AT89C51单片机，AT89C51单片机是高性能单片机，其芯片中共有256个字节的RAM单元和4KB的掩膜ROM。其中RAM单元用来存储程序在运行期间的工作变量、运算的中间结果、数据暂存和缓冲、标志位等，它的后128单元被特殊功能寄存器占用，能作为寄存器供用户使用的只有前128个。AT89C51共有两个16位的定时器/计数器，每个定时器/计数器都可以设置成计数或定时方式，并可以根据计数或定时的结果实现计算机控制；AT89C51有5个中断源的中断控制系统，即外中断2个，定时/计数中断2个，串行中断1个；AT89C51芯片内部有时钟电路，但石英晶体和微调电容需外接，时钟电路为单片机产生时钟脉冲，系统允许的最高晶振频率为12MHz。
3.1.2 单片机最小系统
基于主控制器AT89C51的最小系统硬件电路包括电源电路、时钟电路和复位电路。
(1) 电源电路
单片机电源供给非常重要，电源模块的稳定可靠是系统平稳运行的前提和基础。51单片机容易受到干扰而出现程序混乱现象，克服这种现象的一个重要手段就是为单片机系统配置一个稳定可靠的电源供电模块。电源供给电路如图3.1所示，采用LM2940稳压芯片得到单片机工作所需的5V电压，电容C3和C4的作用是减小电源电压波动，提高系统的可靠性。
图3.1 LM2940电压转换电路
(2)时钟电路
时钟是单片机的心脏，单片机各功能部件的运行都是以时钟频率为基准，有条不紊地工作。AT89C51单片机常选择振荡频率为6MHz或12MHz的石英晶体。该设计中使用振荡频率为11.0592MHz的石英晶体[6]。A T89C51时钟电路如图3.2所示。
图3.2 A T89C51时钟电路
(3) 复位电路
复位是单片机的初始化操作，只要给单片机RESET引脚加上2个机器周期以上的高电平信号，就可使单片机复位。除了进入系统的正常初始化之外，当程序运行出错或操作错误使系统处于死锁状态时，为摆脱死锁状态，也需按复位键重新启动，单片机复位电路如图3.3所示。
图3.3 A T89C51按键电平复位电路
3.2 信号采样电路
信号采样电路的作用就是采样需要处理的模拟信号，并将经过AD0809转换后的数字信号送入单片机。单片机控制外围设备的准确度主要取决于信号采样的精度，所以信号采样电路的设计至关重要。
3.2.1 信号放大电路
该采样电路的模拟信号放大器件采用的是高精度、超低噪声、非斩波稳零的双极性
运算放大器OP07，该采样电路如图3.4所示，信号从U4的同相输入端输入，经过U4和U5两级放大，最后经过电压跟随器U6输出至AD转换芯片，通过调节滑动变阻器RP1和RP2可以调节放大倍数的大小，最终的放大倍数等于U4和U5放大倍数的乘积。
图3.4 信号放大电路
3.2.2 温度传感器
温度对LD特性的影响为：温度增加，阈值电流也会随之呈指数形式增加，而输出功率和斜率则分别呈抛物线以及指数的关系递减。本设计采用DS18B20数字温度传感器，DS18B20数字温度传感器接线方便，封装成后可应用于多种场合，如管道式，螺纹式，磁铁吸附式，不锈钢封装式，主要根据应用场合的不同而改变其外观。封装后的DS18B20可用于电缆沟测温，高炉水循环测温，锅炉测温，机房测温，农业大棚测温，洁净室测温，弹药库测温等各种非极限温度场合。耐磨耐碰，体积小，使用方便，封装形式多样，适用于各种狭小空间设备数字测温和控制领域。
DS18B20内部结构主要由四部分组成：64位光刻ROM、温度传感器、非挥发的温度报警触发器TH和TL、配置寄存器。DS18B20测温时得到的温度值的位数因分辨率不同而不同，且温度转换时的延时时间由2s减为750ms。
DS18B20的主要特性有：适应电压范围更宽，范围在3.0V~5.5V，在寄生电源方式下可由数据线供电；独特的单线接口方式，DS18B20在与微处理器连接时仅需要一条口线即可实现微处理器与DS18B20的双向通讯；DS18B20支持多点组网功能，多个DS18B20可以并联在唯一的三线上，实现组网多点测温；DS18B20在使用中不需要任何外围元件，全部传感元件及转换电路集成在形如一只三极管的集成电路内；测温范围
-55℃~+125℃，在-10℃~+85℃时精度为±0.5℃；可编程的分辨率为9~12位，对应的可分辨温度分别为0.5℃、0.25℃、0.125℃和0.0625℃，可实现高精度测温；在9位分辨率时最多在93.75ms内把温度转换为数字，12位分辨率时最多在750ms内把温度值转换为数字，速度更快；测量结果直接输出数字温度信号，以“一线总线”串行传送给CPU，同时可传送CRC校验码，具有极强的抗干扰纠错能力；负压特性：电源极性接反时，芯片不会因发热而烧毁，但不能正常工作。DS18B20引脚定义：DQ为数字信号输入/输出端；GND为电源地；VCC为外接供电电源输入端（在寄生电源接线方式时接地），如图3.5所示。
图3.5 DS18B20数字温度传感器接口电路
3.2.3 电流采集电路
恒流驱动电路如图3.6所示。它的工作原理是：当三极管Q3集电极的电流升高，则流经电阻R16的电流也会随着升高，即V2的值会升高，因V2经负反馈接到运放IC1反相输入端，导致运放IC1的差模输入电压会随着减小，因此它的输出电压也会随着降低，进一步使Q3的输出电流减小，从而达到了稳定电流的目的[7]。因该驱动电路是由两级恒流源电路组成的，这就大大提高了驱动电流的稳定可靠性。驱动电流I out就只与电阻R19有关。只要选择合适的R19，经简单线性运算就可得到输出电流和控制信号间的关系。因本设计采用的电阻R19具有较好稳定性能。所以驱动电流I out受环境的影响变化较小，即有较高稳定系数。复合三极管Q4能有效避免用MOSFET管时因外界的静电感应的电压过高而被击穿。
3.2.4 AD转换电路
A/D转换（模/数转换）就是将模拟量转换成与其模拟值成正比的数字量。在这次设计中选用目前国内应用最广泛的8位通用A/D芯片ADC0809。它是美国国家半导体公司生产的CMOS工艺8通道，8位逐次逼近式A/D模数转换器，它由8路模拟开关、地址锁存与译码器、比较器、8位开关树型A/D转换器、逐次逼近寄存器、逻辑控制和
定时电路组成。
ADC0809内部有一个8通道多路开关，它可以根据地址码锁存译码后的信号，只选通8路模拟输入信号中的一个进行A/D转换。ADC0809工作时首先输入3位地址，并使ALE=1，将地址存入地址锁存器中。此地址经译码选通8路模拟输入之一到比较器。START上升沿将逐次逼近寄存器复位，下降沿启动A/D转换，之后EOC输出信号变低指示转换正在进行。直到A/D转换完成，EOC变为高电平指示A/D转换结束，结果数据已存入锁存器，这个信号可用作中断申请。当OE输入高电平时，输出三态门打开，转换结果的数字量输出到数据总线上。
图3.6 半导体激光器恒流驱动电路
ADC0809芯片[8]有28条引脚，采用双列直插式封装，如图3.7所示，下面是对各引脚功能的说明：
(1) IN0~IN7：8路模拟量输入端。
(2) OUT1~OUT8：8位数字量输出端。
(3) ADDA、ADDB、ADDC：3位地址输入线，用于选通8路模拟输入中的一路。
(4) ALE：地址锁存允许信号，输入高电平有效。
(5) START：A/D转换启动脉冲输入端，输入一个正脉冲（宽度至少100ns）使其启动（脉冲上升沿使0809复位，下降沿启动A/D转换）。
(6) EOC：A/D转换结束信号输出端，当A/D转换结束时，此端输出一个高电平（转换期间一直为低电平）。
(7) OE：数据输出允许信号，输入高电平有效。当A/D转换结束时，此端输入一个高电平，才能打开输出三态门，输出数字量。
(8) CLK：时钟脉冲输入端。要求时钟频率不高于640kHz。
(9) VREF(+)、VREF(-)：基准电压。
(10) Vcc：电源，单一+5V。
(11) GND：地。
图3.7 ADC0809与单片机接口电路
3.3 过流报警电路
该设计中报警电路主要由高亮度发光二极管和蜂鸣器组成，当电路处于过流状态时，进行声光报警，提示操作人员及时进行维护和管理，以免损坏激光器。
当半导体激光器正常工作时，单片机的报警控制端口为低电平，报警电路不工作；当检测到半导体激光器处于过流状态时，单片机的相应控制端口输出一个200ms的方波驱动发光二级管和蜂鸣器断续响应，此时三极管Q1导通，蜂鸣器LS响起，同时报警指示灯D1不断闪烁，提示操作人员及时维护管理。这部分电路如图3.8所示，电阻R1
起限流作用，防止输入电流过大烧坏发光二级管。
图3.8 过流报警电路
3.4 光功率控制电路
激光器发光功率控制模块用来直接探测激光器发光功率大小，然后反馈功率，并产生保护作用。LD是靠载流子直接注入来工作的，驱动电流的稳定性将接影响LD的输出。为防中心波长漂移，要求注入电流有高稳定度和小纹波系数并且精确可调。采用负反馈技术可以稳定注入电流，本系统采用集成运放和采样电阻，其中采样电阻与LD串联，采样电阻的选取将影响驱动电流的稳定性，所以选取0.2Ω的高精度电阻。系统由CPU(Central Processing Unit,中央处理单元)控制8位精度D/A转换芯片DAC0832发出模拟电压，驱动U-I转换电路[9]，光功率控制电路如图3.9所示。
图3.9 光功率控制图
3.5 LD过流保护电路
使用LD造成损坏的原因主要是驱动电流过大以及浪涌击穿。针对各种可能会产生浪涌或过流的情况，采取了多重的保护措施，如图3.10所示，利用单片机实时监测采样电阻电压，超额定值时由CPU从Input端口输入控制信号，关闭U-I电路，自动锁定LD并报警，防止LD过流。在LD两端并联10000微法电解电容C10，构成硬件慢启动电路，防止软件慢启动失控而产生的浪涌。将1K电阻R20与LD并联构成电容放电保护。确保在更换激光器时电容存储的电荷全部释放。将零电阻开关SW与LD并联构成短路保护开关。为得到稳定的光功率输出，大多数LD驱动电源通过实时检测输出光功率的大小，采用负反馈闭合回路的方式来不断调整驱动电流的大小。但随着LD的不断老化而导致输出光功率下降时，如果继续采用加大输入电流的方式来稳定光功率输出，容易对LD造成永久性的损坏，甚至有可能会烧毁驱动电源，因此必须采取可靠的过流保护措施。
图3.10 过流保护电路
3.6 Protel DXP设计软件介绍
Protel DXP 2004是Altium公司于2004年推出的最新版本的电路设计软件，该软件能实现从概念设计，顶层设计直到输出生产数据以及这之间的所有分析验证和设计数据
的管理。Protel DXP 2004已不是单纯的PCB(Printed Circuit Board,印制电路板)设计工具，而是由多个模块组成的系统工具，分别是原理图设计、原理图仿真、PCB设计、Auto Router（自动布线器）和FPGA(Field Programmable Gate Array,现场可编程门阵列)设计等，覆盖了以PCB为核心的整个物理设计。Protel DXP是第一个将所有设计工具集于一身的板级设计系统，电子设计者从最初的项目模块规划到最终形成生产数据都可以按照自己的设计方式实现。Protel DXP运行在优化的设计浏览器平台上，并且具备当今所有先进的设计特点，能够处理各种复杂的PCB设计过程。通过设计输入仿真、PCB绘制编辑、拓扑自动布线、信号完整性分析和设计输出等技术融合，Protel DXP提供了全面的设计解决方案。与较早的版本——Protel 99 SE相比，Protel DXP 2004不仅在外观上显得更加豪华、人性化，而且极大地强化了电路设计的同步化，同时整合了VHDL(Very High Speed Integrated Circuit Hardware Description Language,超高速集成电路硬件描述语言)和FPGA设计系统，其功能大大加强了。软件环境如图3.11所示。
图3.11 Protel软件界面
3.7 硬件PCB设计
PCB中文名称为印制电路板，又称印刷电路板、印刷线路板，是重要的电子部件，是电子元器件的支撑体，是电子元器件电气连接的提供者。
目前，全球PCB产业产值占电子元件产业总产值的四分之一以上，是各个电子元件细分产业中比重最大的产业，产业规模达400亿美元。同时，由于其在电子基础产业中的独特地位，已经成为当代电子元件业中最活跃的产业，2003和2004年，全球PCB 产值分别是344亿美元和401亿美元。我国的PCB研制工作始于1956年，1963-1978年，逐步扩大形成PCB产业。改革开放后20多年，由于引进国外先进技术和设备，单面板、双面板和多层板均获得快速发展，国内PCB产业由小到大逐步发展起来。中国由于下游产业的集中及劳动力土地成本相对较低，成为发展势头最为强劲的区域。2002年，成为第三大PCB产出国。2003年，PCB产值和进出口额均超过60亿美元，首度超越美国，成为世界第二大PCB产出国，产值的比例也由2000年的8.54%提升到15.30%，提升了近1倍。2006年中国已经取代日本，成为全球产值最大的PCB生产基地和技术发展最活跃的国家。我国PCB产业近年来保持着20%左右的高速增长，远远高于全球PCB行业的增长速度。
由于手工焊接的电路板在布线和布局各方面存在很大的缺陷，电路的抗干扰能力以及稳定性相对较差。为了提高系统的稳定性和可靠性，通过Protel软件设计硬件PCB 板，在设计过程中对布线规则进行修改，使得电源线和接地线宽度相对较宽，同时将电源线的优先级设置为最高，这样可以有效提高电源系统的稳定性，减小电路之间的相互干扰。
PCB布线是制作电路很关键的一个环节，当原理图确保无误而各个元器件布局布线不当时，PCB上形成的干扰信号可能串入电路，从而导致电路工作不稳定，甚至可能无法正常工作。在设计PCB布线时，需要注意如下基本事项：
(1)PCB上的接地连接如要考虑走线时，设计应尽量加宽电源，尤其是大电流流经回路。地线、电源线、信号线之间的宽度关系是：地线大于电源线大于信号线。
(2) 应避免地环路，在PCB上不能形成地环路。
(3) 应避免大电流和小电流在电路上互串。
印制电路板的设计是以电路原理图为根据，实现电路设计者所需的功能。印刷电路板的设计主要指版图设计，需要考虑外部连接的布局、内部电子元器件的优化布局、金属连线和通孔的优化布局、电磁保护、热耗散等各种因素。
系统布局完成以后进行PCB布板，要对PCB图进行审查，看系统的布局是否合理，是否能够达到最优的效果，通常可以从以下若干方面进行考察：
(1) 系统布局是否保证布线的合理或者最优，是否能保证布线的可靠进行，是否能保证电路工作的可靠性。在布局的时候需要对信号的走向以及电源和地线网络有整体的了解和规划。
高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主 要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每 一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器(板载的10W降压Buck 变换器)。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在 系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙 之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使 用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。 更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。 设计指标 输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+5.0V 额定输出电流： 2.0A 过电流限制： 3.0A 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％ 最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值 输出功率： +5.0V*2A=10.0W(最大) 输入功率： Pout/估计效率=10.0W／0.90=11.1W 功率开关损耗 (11.1W-10W) * 0．5=0.5W 续流二极管损耗： (1l.lW-10W)*0.5=0.5W 输入平均电流 低输入电压时 11.1W／10V=1.1lA 高输入电压时： 11.1W／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。
《电力电子技术》课程设计说明书 大功率电源设计 院、部：电气与信息工程学院 学生姓名： 指导教师： 专业： 班级： 完成时间：2014年5月29日
摘要 主要介绍36kW 大功率高频开关电源的研制。阐述国内外开关电源的现状．分析全桥移相变换器的工作原理和软开关技术的实现。软开关能降低开关损耗，提高电路效率。给出电源系统的整体设计及主要器件的选择。试验结果表明，该装置完全满足设计要求，并成功应用于电镀生产线。 关键词：高频开关电源；全桥移相；零电压开关；软开关技术
ABSTRACT The analysis and design of 36 kW high frequency switching power supply are presented．The present state of switching power supply is explained．The operating principle of full bridge phase—shifted converter and realization of soft switching techniques are analysed．Soft switching can reduce switching loss and increase circuit s efficiency．Integer designing of power supply system and selection of main device parameters are also proposed．The experiment results demonstrate the power supply device satisfies design requirements completely．It has been applied in electric plating production line success—fully． Keywords：high frequency switching power supply；full bridge phase—shifted；zero voltage switching；soft switching tech— nlques
2019年反激式开关电源设计大全
前言 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它 的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消 副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负 载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水 泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整 个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电 流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分 量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝 数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很 小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。
可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压 器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没 有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向 磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁 感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动 势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开 关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下， 首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源 变压器设计的思考二中讨论。 反激式开关电源设计的思考二---气隙的作用 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁 芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢? 由全电流定律可知:
高效率开关电源设计实 例 文档编制序号：[KKIDT-LLE0828-LLETD298-POI08]
高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器()。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。 设计指标 输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+ 额定输出电流： 过电流限制： 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％ 最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值 输出功率： +*2A=(最大) 输入功率： Pout/估计效率=／= 功率开关损耗* 0．5= 续流二极管损耗：*= 输入平均电流 低输入电压时／10V= 高输入电压时：／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。
半桥型开关稳压电源 设计
电力电子技术课程设计（论文）题目：240W半桥型开关稳压电路设计
摘要 本次设计的是240W半桥型开关稳压电源，为负载供电。 电源是各种电子设备不可或缺的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。由于开关电源本身消耗的能量低，电源效率比普通线性稳压电源提高一倍，被广泛用于电子计算机、通讯、家电等各个行业。它的效率可达85％以上，稳压范围宽，除此之外，还具有稳压精度高、不使用电源变压器等特点，是一种较理想的稳压电源。本文介绍了一种采用半桥电路的开关电源，其输入电压为单相170 ~ 260V，输出电压为直流24V恒定，最大电流10A。设计内容包括主电路的原理与主电路图的设计、控制电路器件的选取、保护电路方案的确定以及计算机仿真与波形分析等方面。 关键词：半桥变换器；功率MOS管；脉宽调制；稳压电源。
目录 第1章绪论 (1) 1.1电力电子技术概况 (1) 1.2本文设计内容 (2) 第2章电路设计 (3) 2.1稳压电源总体设计方案 (3) 2.2具体电路设计 (4) 2.2.1 主电路设计 (4) 2.2.2 控制电路设计 (5) 2.2.3驱动电路设计 (6) 2.2.4保护电路设计 (7) 2.2.5 整体电路设计 (8) 2.3元器件型号选择 (9) 第3章课程设计总结 (13) 参考文献 (14) 第1章绪论 (1) 1.1电力电子技术概况 (1) 1.2本文设计内容 (2) 第2章电路设计 (3) 2.1稳压电源总体设计方案 (3) 2.2具体电路设计 (4) 2.2.1 主电路设计 (4) 2.2.2 控制电路设计 (5) 2.2.3驱动电路设计 (6)
反激式开关电源设计的思考一 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步： 第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。 可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。 关键词:开关电源反激式磁芯饱和 反激式开关电源设计的思考二 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢?由全电流定律可知:
反激式开关电源电路图讲解 一，先分类 开关电源的拓扑结构按照功率大小的分类如下： 10W以内常用RCC(自激振荡)拓扑方式 10W-100W以内常用反激式拓扑(75W以上电源有PF值要求) 100W-300W 正激、双管反激、准谐振 300W-500W 准谐振、双管正激、半桥等 500W-2000W 双管正激、半桥、全桥 2000W以上全桥 二，重点 在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源。 优点：成本低,外围元件少，低耗能，适用于宽电压范围输入,可多组输出. 缺点：输出纹波比较大。(输出加低内阻滤波电容或加LC噪声滤波器可以改善) 今天以最常用的反激开关电源的设计流程及元器件的选择方法为例。给大家讲解如何读懂反激开关电源电路图! 三，画框图 一般来说，总的来分按变压器初测部分和次侧部分来说明。开关电源的电路包括以下几个主要组成部分，如图1
图1，反激开关电源框图 四，原理图 图2是反激式开关电源的原理图，就是在图1框图的基础上，对各个部分进行详细的设计，当然，这些设计都是按照一定步骤进行的。下面会根据这个原理图进行各个部分的设计说明。 图2 典型反激开关电源原理图
五，保险管 图3 保险管 先认识一下电源的安规元件—保险管如图3。 作用：安全防护。在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。 技术参数：额定电压 ,额定电流 ,熔断时间。 分类：快断、慢断、常规 计算公式：其中：Po：输出功率 η效率：(设计的评估值) Vinmin ：最小的输入电压 2：为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的1.5~3倍。 0.98： PF值 六，NTC和MOV NTC 热敏电阻的位置如图4。 图4 NTC热敏电阻 图4中的RT为NTC，电阻值随温度升高而降低,抑制开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。
基于U C3845的反激式开关电源设计 时间：2011-10-2821:40:13来源：作者： 引言 反激式开关电源以其结构简单、元器件少等优点在自动控制及智能仪表的电源中得到广泛的应用。开关电源的调节部分通常采用脉宽调制（PWM）技术，即在主变换器周期不变的情况下，根据输入电压或负载的变化来调节功率MOSFET管导通的占空比，从而使输出电压稳定。脉宽调制的方法很多，本文中所介绍的是一种高性能的固定频率电流型脉宽集成控制芯片UC3845。该芯片是专为离线的直流至直流变换器应用而设计的。其主要特点是具有内部振荡器、高精度误差比较器、逐周电流取样比较、启动电流小、大电流图腾柱输出等，是驱动MOSFET的理想器件。 1UC3845简介 UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v（通），7.6V（断）；电流模式工作达500千赫输出开关频率；在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%~70%可调；自动前馈补偿；锁存脉宽调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大电流图腾柱输出；输入欠压锁定，带滞后；启动及工作电流低。 芯片管脚图及管脚功能如图1所示。 图1UC3845芯片管脚图 1脚：输出/补偿，内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚2之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。 2脚：电压反馈输入端。此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压（2.5V）进行比较，调整脉宽。 3脚：电流取样输入端。 4脚：RT/CT振荡器的外接电容C和电阻R的公共端。通过一个电阻接Vref通过一个电阻接地。 5脚：接地。 6脚：图腾柱式PWM输出，驱动能力为土1A. 7脚：正电源脚。 8脚：Vref，5V基准电压，输出电流可达50mA. 2设计方法 如图2为基于UC3845反激式开关电源的电路图，虚线框内为UC3845内部简化方框图。 1）启动电压和电容的选择 交流电源115VAC经整流、滤波后为一个纹波非常小的直流高压Udc,该电压根据交流电源范围往往可得到一个最大Udcmax，一和最小电压Udcmin。 当直流输入电压大于144V以上时，UC3845应启动开始工作，启动电阻应由线路直流电压和启动所需电流来确定。 根据UC3845的参数分析可知，当启动电压低于8.5V时，UC3845的整个电路仅消耗lmA的电流，即UC3845的典型启动电压为8.5V,电流为1mA.加上外围电路损耗约0.5mA,即整个电路损耗约1.5mA.在输入直流电压为最小电压Ddcmmn时，启动电阻Rin的计算如下： 图2基于UC3845反激式开关电源的电路图 启动过程完成后，UC3845的消耗电流会随着MOSFET管的开通增至100mA左右。该电流由启动电容在启动时储存的电荷量来提供。此时，启动电容上的电压会发生跌落到7.6V以上，要使UC3845fj~
输入输出电压关系 D T Ton Vin Vout == 开关管电流 Iout Iq =(max)1开关管电压 Vin Vds =二极管电流 ) 1(1D Iout Id ?×=二极管反向电压 Vin Vd =12、BOOST 电路 输入输出电压关系 D Ton T T Vin Vout ?= ?=11 开关管电流 11( (max)1D Iout Iq ?×=开关管电压 Vout Vds =二极管电流 Iout Id =1二极管反向电压 Vout Vd =13、BUCK BOOST 电路 输入输出电压关系 D D Ton T Ton Vin Vout ?= ?=1开关管电流 11( (max)1D Iout Iq ?×=开关管电压 Vout Vin Vds ?=二极管电流 Iout Id =1二极管反向电压 Vout Vin Vd ?=1
输入输出电压关系 D D Vin Vout ?= 1开关管电流 )1( (max)1D D Iout Iq ?×=开关管电压 Vout Vin Vds +=二极管电流 Iout Id =1二极管反向电压 Vin Vout Vd +=15、FLYBACK 电路 输入输出电压关系 Lp Iout Vout T D Vin Vout ×××=2开关管电流 (max)1Lp Ton Vin Iq ×= 开关管电压 Ns Np Vout Vin Vds × +=二极管电流 Iout Id =1二极管反向电压 Np Ns Vin Vout Vd × +=16、FORW ARD 电路 输入输出电压关系 D Np Ns T Ton Np Ns Vin Vout ×=×=开关管电流 Iout Np Ns Iq ×= (max)1开关管电压 Vin Vds ×=2二极管电流 D Iout Id ×=1
大功率直流开关电源设计 前言 开关电源的发展及国外现状 随着通信用开关电源技术的广泛应用和不断深入，实际工作中人们对开关电源提出了更高的要求，提出了应用技术的高频化、硬件结构的模块化、软件控制的数字化、产品性能的绿色化、新一代电源的技术含量大大提高，使之更加可靠、稳定、高效、小型、安全。在高频化方面，为提高开关频率并克服一般的PWM和准谐振、多谐振变换器的缺点，又开发了相移脉宽调制零电压开关谐振变换器，这种电路克服了PWM方式硬开关造成的较大的开关损耗的缺点，又实现了恒频工作，克服了准谐振和多谐振变换器工作频率变化及电压、电流幅度大的缺点。采用这种工作原理，大大减小了开关管的损耗，不但提高了效率也提高了工作频率，减小了体积，更重要的是降低了变换电路对分布参数的敏感性，拓宽了开关器件的安全工作区，在一定程度上降低了对器件的要求，从而显著提高了开关电源的可靠性。 1. 开关电源主电路的设计 开关电源最重要的两部分就是主电路和控制电路。本章将根据大功率直流开关电源的要求对主电路各部分进行性能分析并计算各项参数，根据计算所得的数据结果选择各元器件，设计出各个独立模块，最后组装成开关电源的主电路。 1.1 开关电源的设计要求 在本课题研究的过程中，主要对大功率开关直流电源的工作原理、电路的拓扑结构和运行模式进行了深入研究，并结合系统的技术参数，确定系统主电路的拓扑，设计出主电路，即分别设计出滤波、整流、DC-DC变换器、软启动和保护控制等部分。下面就对电源主电路的设计进行详细说明。
1.2 主电路组成框图 根据需要设计大功率开关电源的技术要求，本文进行了方案的验证与比较，设计如图2-1所示的软开关直流开关电源的主电路框图。虚线以上是主电路，主电路主要分为输入整流滤波、逆变开关电路、逆变变压器和输出整流滤波；虚线以下为控制回路，控制回路主要包括信息检测电路、控制和保护单元、监控单元和辅助电源。 本电源采用ZVZCS- PWM 拓扑，原边加箝位二极管，三相交流输入整流后，加LC 滤波，以提高输入功率因数，主功率管选用IGBT ，控制电路采用UC3875移相控制专用集成芯片，电流电压双闭环控制。具体设计主电路如图2-2所示，包括三个部分:(1) 输入整流滤波电路；(2) 单相逆变桥；(3) 输出整流滤波电路. EMI 全桥整流滤波 高频逆变 整流滤波 辅助电源 控制和保护单元 反馈 监控单元 交流输入 集中监控单元 直流输出 图2-1 直流开关电源的主电路框图 1.2.1 输入整流滤波电路 三相交流电经电源内部EMI 滤波后，加到整流滤波模块。EMI 滤波器的作用是滤除功率管开关产生的电压电流尖峰和毛刺，减小电源内部对电网的干扰，同时又能减小其他用电设备通过电网传向电源的干扰。滤波电路采用LC 滤波，电感的作用是拓开电流导通时间，限制电流峰值，可以提高电源的输入功率因数。滤波电容采用四个电解电容，两个串联后并联使用，满足三相整流后的高压要求。电阻R1、R2是平衡串联电容上的电压，高频电容与电解电容并联使用，滤除高频谐波，弥补电解电容高频特性差的缺陷。
反激式开关电源设计资料 前言 反激式开关电源的控制芯片种类非常丰富，芯片厂商都有自己的专用芯片，例如UC3842、UC3845、OB2262、OB2269、TOPSWITCH 等等。虽然控制芯片略有不同，但是反激式开关电源的拓扑结构和电路原理基本上是一样的，本资料以UC3842为控制芯片设计了一款反激式开关电源。 单端反激式开关稳压电源的基本工作原理如下： D1 T R L 图1 反激式开关电源原理图 当加到原边主功率开关管Q1的激励脉冲为高电平使Q1导通时，直流输入电压V IN加载原边绕组N P两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流管D1反向偏置而截止；当驱动脉冲为低电平使Q1截止时，原边绕组N P两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流管被正向偏置而导通，此后存储在变压器中的磁能向负载传递释放。因单端反激式电源只是在原边开关管到同期间存储能
量，当它截止时才向负载释放能量，故高频变压器在开关工作过程中，既起变压隔离作用，又是电感储能元件。因此又称单端反激式变换器是一种“电感储能式变换器”。 学习了反激式开关电源的工作原理之后，我们可以自行设计一款电源进行调试。开关电源是一门实验科学，理论知识的学习是必不可少的，但是光掌握了理论知识是远远不够的，还要多做实验，测试不同环境不同参数下的电源工作情况，这样才能对电源有更深的认识。除此之外，掌握大量的实验数据可以对以后设计电源和电源的优化提供很大帮助，可以更快速更合理的设计出一款新电源或者排除一些电源故障。通过阅读下面的章节，可以使你对电源从原理理解到设计能力有一个快速的提升。
第一章 电源参数的计算 第一步，确定系统的参数。我们设计一个电源首先要确定电源工作在一个什么样的环境，比如说输入电压的范围、频率、网侧电压是否纯净，接下来是电源的输出能力包括输出电压、电流和纹波大小等等。先要确定这些相关因素，才能更好的设计出符合标准的电源。我们在第二章会详细介绍如何利用这些参数设计电源。 输入电压范围（V line min 和V line max ）； 输入电压频率（f L ）； 输出电压（V O ）； 输出电流（I O ）； 最大输出功率 （P 0）。 效率估计（E ff ）：需要估计功率转换效率以计算最大输入功率。如果没有参考数据可供使用，则对于低电压输出应用和高电压输出应用，应分别将E ff 设定为0.8~0.85。 利用估计效率，可由式（1-1）求出最大输入功率。 O IN ff P P E = （1-1） 第二步：确定输入整流滤波电容（C DC ）和DC 电压范围。 最大DC 电压纹波计算： max DC V ?= （1-2） 式（1-2）中，D ch 为规定的输入整流滤波电容的充电占空比。其 典型值为0.2。对于通用型输入（85~265Vrms ），一般将max V DC ?设定为
要制造好高频变压器要注意两点： 一是每个绕组要选用多股细铜线并在一同绕,不要选用单根粗铜线,简略地说便是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的实习是越挨近导线中轴电流越弱,越挨近导线表面电流越强。选用多股细铜线并在一同绕,实习便是为了增大导线的表面积,然后更有效地运用导线。 二是高频逆变器中高频变压器最好选用分层、分段绕制法,这种绕法首要目的是削减高频漏感和降低分布电容。 1、次级绕组：初级绕组绕完，要加绕(3~5层绝缘垫衬再绕制次级绕组。这样可减小初级绕组和次级绕组之间分布电容的电容量，也增大了初级和次级之间的绝缘强度，契合绝缘耐压的需求。减小变压器初级和次级之间的电容有利于减小开关电源输出端的共模打扰。若是开关电源的次级有多路输出，而且输出之间是不共地的为了减小漏感，让功率最大的次级接近变压器的初级绕组。 若是这个次级绕组只要相对较少几匝，则为了改善耦合状况，仍是应当设法将它布满完好的一层，如能够选用多根导线并联的方法，有助于改善次级绕组的填充系数。其他次级绕组严密的绕在这个次级绕组的上面。当开关电源多路输出选用共地技能时，处置方法简略一些。次级能够选用变压器抽头方式输出，次级绕组间不需要采用绝缘阻隔，从而使变压器的绕制愈加紧凑，变压器的磁耦合得到加强，能够改善轻载时的稳压功能。 2、初级绕组：初级绕组应放在最里层，这样可使变压器初级绕组每一匝用线长度最短，从而使整个绕组的用线为最少，这有效地减小了初级绕组自身的分布电容。通常状况下，变压器的初级绕组被规划成两层以下的绕组，可使变压器的漏感为最小。初级绕组放在最里边，使初级绕组得到其他绕组的屏蔽，有助于减小变压器初级绕组和附近器材之间电磁噪声的相互耦合。初级绕组放在最里边，使初级绕组的开始端作为衔接开关电源功率晶体管的漏极或集电极驱动端，可削减变压器初级对开关电源其他有些电磁打扰的耦合。 3、偏压绕组：偏压绕组绕在初级和次级之间，仍是绕在最外层，和开关电源的调整是依据次级电压仍是初级电压进行有关。若是电压调整是依据次级来进行的则偏压绕组应放在初级和次级之间，这样有助于削减电源发生的传导打扰发射。若是电压调整是依据初级来进行的则偏压绕组应绕在变压器的最外层，这可使偏压绕组和次级绕组之间坚持最大的耦合，而与初级绕组之间的耦合减至最小。 初级偏压绕组最佳能布满完好的一层，若是偏压绕组的匝数很少，则能够采用加粗偏压绕组的线径，或许用多根导线并联绕制，改善偏压绕组的填充状况。这一改善方法实际上也改善了选用次级电压来调理电源的屏蔽才干，相同也改善了选用初级电压来调理电源时，次级绕组对偏压绕组的耦合状况。 高频变压器匝数如何计算？很多设计高频变压器的人都会有对于匝数的计算问题，那么我们应该如何来计算高频变压器的匝数，从而解决这个问题？接下来，晨飞电子就为大家介绍下匝数的计算方法：
移相全桥大功率软开关电源的设计 移相全桥大功率软开关电源的设计 1引言 在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。 本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好 的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。 2主电路的拓扑结构 鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。 隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。考虑到效率的问题，谐振电感LS只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大，将会导致过高 的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。 图1主电路原理图 3零电压软开关 高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS控制方式，控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。
开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。 图2IGBT驱动电压和集射极电压波形图 4容性功率母排 在最初的实验样机中，滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGBT上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡，图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后，功率母排的温升为38℃，电容C5的温升为24℃。 图3使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形 为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率母排，图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11℃，电容C5的温升为10℃。 图4使用容性功率母排后变压器初级电压和电流波形 5采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流为了进一步减小损耗，输出整流二极管采用多只大电流（400A）、耐高电压（80V）的肖特基二极管并联使用。而且，每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样，每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时，次级整流二极管配上了RC吸收网络，以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起 的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗，有利于效率的提高。 对于大电流输出来说，一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件，并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方
高效率开关电源设计实例 1 0 W同步整流Buck变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路 的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PW履计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器（板载的10W降压 Buck变换器）。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步 控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3/4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的（见图20的电路图）。 设计指标 输入电压范围：DC+10- +14V 输出电压：DC+5.0V
额定输出电流：2.0A 过电流限制：3.0A 输出纹波电压：+30mV (峰峰值) 输出调整：土1% 最大工作温度：+40 C “黑箱”预估值 输出功率：+5.0V *2A=10.0W最大) 输入功率：Pout/估计效率=10.0W^0.90=11.1W 功率开关损耗(11.1W-10W) * 0 . 5=0.5W 续流二极管损耗：(1I.IW-10W) *0.5=0.5W 输入平均电流 低输入电压时11.1W / 10V=1.1IA 高输入电压时：11.1W/ 14V=0. 8A 估计峰值电流：1 . 4lout(rated)=1 . 4X 2. 0A=2. 8A 设计工作频率为300kHz。
开关电源热阻计算方法及热管理 我们设计的DC-DC电源一般包含电容、电感、肖特基、电阻、芯片等元器件；电源产品的转换效率不可能做到百分百，必定会有损耗，这些损耗会以温升的形式呈现在我们面前，电源系统会因热设计不良而造成寿命加速衰减。所以热设计是系统可靠性设计环节中尤为重要的一面。但是热设计也是十分困难的事情，涉及到的因素太多，比如电路板的尺寸和是否有空气流动。 我们在查看IC产品规格书时，经常会看到R JA 、T J 、T STG 、T LEAD 等名词；首先R JA 是指芯 片热阻，即每损耗1W时对应的芯片结点温升，T J 是指芯片的结温，T STG 是指芯片的存储温 度范围，T LEAD 是指芯片的加工温度。 二、术语解释 首先了解一下与温度有关的术语：T J 、T A 、T C 、T T 。由“图1”可以看出，T J 是指芯片 内部的结点温度，T A 是指芯片所处的环境温度，T C 是指芯片背部焊盘或者是底部外壳温度， T T 是指芯片的表面温度。 数据表中常见的表征热性能的参数是热阻R JA ，R JA 定义为芯片的结点到周围环境的热阻。 其中T J = T A +（R JA *P D ） 图1.简化热阻模型 对于芯片所产生的热量，主要有两条散热路径。第一条路径是从芯片的结点到芯片 顶部塑封体(R JT )，通过对流/辐射(R TA )到周围空气；第二条路径是从芯片的结点到背部焊 盘(R JC )，通过对流/辐射(R CA )传导至PCB板表面和周围空气。 对于没有散热焊盘的芯片，R JC 是指结点到塑封体顶部的热阻；因为R JC 代表从芯片内 的结点到外界的最低热阻路径。 三、典型热阻值 表1典型热阻
1 设计步骤: 1.1 产品规格书制作 1.2 设计线路图、零件选用. 1.3 PCB Layout. 1.4 变压器、电感等计算. 1.5 设计验证. 2 设计流程介绍: 2.1 产品规格书制作 依据客户的要求，制作产品规格书。做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。 2.2 设计线路图、零件选用。 2.3 PCB Layout. 外形尺寸、接口定义，散热方式等。 2.4 变压器、电感等计算. 变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的， 2.4.1 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式 Gauss x NpxAe LpxIp B 100(max ) B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm 2) B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考 虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss 之间，若所设计的 power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心 因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以 做较大瓦数的Power 。 2.4.2 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power ，但相对价格亦较高。 2.4.3 决定变压器线径及线数: 变压器的选择实际中一般根据经验，依据电源的体积、工作频率，
反激式开关电源原理与工程设计 一．反激式开关电源的原理分析 二．反激式开关电源实际电路的主要部件及其作用三．反激式开关电源电路各主要器件的参数选择四．反激式开关电源pcb排板原则 五．变压器的设计 六．反激式开关电源的稳定性问题
反激式开关电源原理与工程设计 一．反激式开关电源的原理分析 1.反激式开关电源电路拓扑 2.为什么是反激式 a.变压器的同名端相反 b.利用了二极管的单向导电特性 3.电感电流的变化为何不是突变 电压加在有电感的闭合回路上，流过电感上电流不是突变
的，而是线性增加。 愣次定律： a.当电感线圈流过变化的电流时会产生感生电动势，其大 小于与线圈中电流的变化率成正比； b.感生电动势总是阻碍原电流的变化 4.变压器的主要作用与能量的传递 理想变压器与反激式变压器的区别 反激式变压器的作用 a.电感（储能）作用 遵守的是安匝比守恒（而不是电压比守恒） 储存的能量为1/2×L×Ip2
b.限流的作用 c.变压作用 初次级虽然不是同时导通，它们之间也存在电压转换关系，也是初级按匝比变换到次级，次级按变比折射回初级。 d.变压器的气隙作用 扩展磁滞回线，能使变压器更不易饱和 磁饱和的原理 图 电感值跟导磁率成正比,
导磁率=B/H B是磁通密度 H是磁场强度 简单一点,H跟外加电流成正比就是了，增加电流,磁流密度会跟着增加, 当加电流至某一程度时,我们会发现,磁通密度会增加得很慢, 而且会趋近一渐近线.当趋近这一渐近线时,这时的磁通密度,我们就称為饱和磁通密度,电感值跟导磁率成正比,导磁率=B/H B是磁通密度,H是磁场强度(电流增加,H会增加.) H会增加,但B不会增加, 导磁率变化量会趋近零啦! 电感值跟导磁率变化量成正比, 导磁率变化量趋近零,那电感值会是多少? 零 5.开关管漏极电压的组成 a. 高压为基础部分 b. 折射回来的电压部分 c. 漏感产生的尖峰部分 波形
– 20 – 2012年第11卷第2期1 引言 近年来，随着电力电子技术的迅速发展，高频开关电源 已广泛应用于计算机、通信、航空航天、工业加工等领域， 它具有电能转换效率高、体积小、重量轻、控制精度高和快 速性好等优点。基于这些优点，高频开关电源已经在很多方 面逐步取代了效率低、笨重、精度不高的传统线性电源，本 文介绍和比较了电压型PWM控制器和电流型PWM控制器的优缺 点，着重论述了电流型控制芯片UC3846在大功率全桥开关电 源中的应用，并对电路进行具体的分析。 2 电压型和电流型PWM控制器 2.1 电压型PWM控制器 目前应用广泛的PWM控制器都是采用电压模式控制的，它 只对输出电压进行采样, 采样信号Vf作为反馈信号与基准电 压Vr在误差放大器中进行比较放大，得到误差信号Ve，Ve和 锯齿波信号比较后通过PWM比较器输出一系列高频脉冲来控制 开关管的导通和截止，它的主要缺点是：响应速度慢，稳定 性差，甚至在大信号变化时会产生振荡，造成功率管损坏等 故障[1]。 图1 电压控制型的原理图2.2 电流型PWM控制器针对上述电压型控制器的缺点，最近十几年发展起来电流型控制技术。 现代建设 Modern Construction [作者简介] 吴军（1982- ），男，江苏盐城人，在读硕士，就读于郑州大学信息工程学院，主要研究方向为开关电源设计。 基于UC3846的大功率开关电源的设计 吴军 李长华 刘平 （郑州大学信息工程学院，河南 郑州 450001 ） 摘 要：本文介绍并比较了电压控制型和电流控制型PWM变换器的基本原理，设计出基于电流型控制芯片UC3846的大功率全桥开关电源的实用电路。给出了各部分相应的原理图，并进行了详细的介绍。实践表明，该电路具有良好的性能。关键词：UC3846；电压控制型；电流控制型；脉宽调制 中图分类号：TP303+.3 文献标识码：A 文章编号：1671-8089（2012）02-0020-03 Design of a High Switching Power Supply Based on UC3846 WU Jun LI Changhua LIU Ping (college of Information Engineering ,Zhengzhou university Zhengzhou 450001) Abstract: The basic principles of voltage-mode control and current-mode control PWM converters are introduced and compared .An applied circuit of a high power Full-Bridge switching power supply is designed based on the PWM IC UC3846 for current mode control.The every circuit diagram with corresponding part is provide and detailed.The experiment result shows that the circuit has better performance. Key words: UC3846; voltage-mode control; current-mode control; PWM
如何设计高效率开关电源 开关电源中广泛用于我们的生活中，高效率的开关电源越来越受市场的青睐。如何提高电源效率，成了电源设计时的重大课题。本文将为你解读NTC 热敏电阻的使用方法，以及通过减小NTC 自身损耗提升电源效率的方法。 下图是一个较为完整的开关电源框架图：包括EMI 电路，输入，输出整流电路，PFC 电路，PWM 驱动电路,保护电路，变压器转换等。 想要提高开关电源的效率，首先需要了解开关电源在工作中存在哪些地方的损耗。开关电源的损耗主要有输入整流器损耗，开关管损耗和缓冲电路损耗， 控制，检测驱动和保护电路损耗，变压器和电感损耗，滤波电容器的损耗，多级电源变换的损耗，不合理控制方式的损耗，线路损耗等。 如何使用用继电器减小热敏电阻(NTC)损耗： 在AC-DC 的开关电源设计中，工程师常常会在到AC 输入端加个热敏电阻（NTC ）来降低电源启动时浪涌电流冲击给电源带来的损害。事实上热敏电阻在电源正常工作后电流持续流过会给电源带来一定的损耗。比如使用一个25℃时为10Ω的NTC 热敏电阻，假设滤波电容的等效串联电阻为1Ω，那么浪涌电流的大小将相应的降到十分之一左右，可见NTC 的阻值越大限制浪涌电流的效果越好。但是NTC 得阻值越大相对应的给电源带来的损耗也就越高。如下图所示电路： L N 上图所示的是一个输出100W 的AC-DC 电源前端电路的一部分，假设Z1使用一个25℃时为10Ω的NTC,在刚接通电源时，NTC 电阻将会有2W 左右的功率损耗： I 平均=P 总/V 有效值=100w/200V=0.45A
P损耗=I平2*R=0.45A*0.45A*10=2W 随后随着电流流过NTC热敏电阻，温度逐步升高，使用负温度系数的电阻在温度达到85℃的时候，电阻将会降到2Ω左右，在热敏电阻上长期损耗将会在0.4W左右。假设100W 开关电源效率为80%，那么热敏电阻上损耗的占比将会是[0.4W/(100W/0.8)]*100%=0.32%。单个器件就达到0.32%占比的损耗，对于高效率开关电源来说是不予许出现的，所以在设计时需要考虑如何去降低NTC带来的损耗，又要保证电源浪涌冲击性能。我们可以在电路中增加继电器，在电源启动后通过后续供电来使继电器动作，通过减小流过热敏电阻上的电流来降低损耗。如下图所示电路： L N 上图所示的是在NTC上并联一个继电器J1，电源启动时NTC起到防浪涌冲击作用，当电源正常工作后，通过三极管Q1导通继电器J1，继电器J1导通给电源供电，减小了流过NTC上的电流，达到减小NTC损耗作用。 电源电路通电的瞬间，外部电源的的能量首先转移到输入滤波电容上。使用NTC热敏电阻可以限制浪涌电流，但NTC自身的损耗将会直接影响到电源设计效率。所以在高效率开关电源设计中中常常会增加继电器去减小NTC的自身损耗。 提高开关电源工作效率有多种方法，降低NTC热敏电阻自身损耗只是电路设计中的一小点。在后续的文章中，将会进一步的通过电路设计，具体的讲解如何减小电路或者器件带来损耗。降低开关电源损耗，除整流器的损耗外其他都可以用措施降低损耗，利用软开关方法降低开关管的开关损耗；采用同步整流器降低低压输出的整流器导通损耗；采用低功耗控制集成电路芯片降低控制电路损耗；采用无附加电路的零电压/零电流开关，消除软开关的附加电路损耗，采用零电压/零电流开关同步整流器降低同步整流器的开关损耗和栅极驱动损耗。 致远电子自主研发、生产的隔离电源模块已有近20年的行业积累，目前产品具有宽输入电压范围，隔离1000VDC、1500VDC、3000VDC及6000VDC等多个系列，封装形式多样，兼容国际标准的SIP、DIP等封装。同时致远电子为保证电源产品性能建设了行业内一流的测试实验室，配备最先进、齐全的测试设备，全系列隔离DC-DC电源通过完整的EMC测试，静电抗扰度高达4KV、浪涌抗扰度高达2KV，可应用于绝大部分复杂恶劣的工业现场，为用户提供稳定、可靠的电源隔离解决方案。