目前，应用光伏并网系统为小功率光伏建筑屋顶系统（BIPV），一般来说多集中在单台额定功率为10KWp以下的并网逆变器。通过大规模的逆变器并联使用可以组成兆瓦级的光伏电站。本章以单相高频隔离作为主电路的研究对象，详细分析了系统前级DC-DC部分以及后级DC-AC逆变部分的主要关键参数设计，系统的研究了二级功率变换整体控制方案中每种方案实现的优缺点。对系统逆变部分的电流环设计采用的是滑模控制策略，给出了在滑模控制下的电流环仿真和实验结果，仿真结果表明滑模控制的可行性以及其优越性。
5.1 主电路拓扑的选择
在前言绪论部分就单相光伏并网逆变器的电路拓扑已经从总体上做了分类研究，单相高频并网系统中BOOST电路加全桥逆变是流行的选择，其主电路拓扑简单可靠，前级DC-DC部分控制简单。但是这种拓扑不具有电气上的隔离。当然也可以在逆变后级部分再加一级工频变压器隔离，但是系统的效率会下降且体积和重量增大。基于电气隔离的这种考虑，因此本文所研究的系统拓扑选择就集中在前级DC-DC拓扑上的选择。作为单相高频光伏并网前级变换的DC-DC部分，选择何种拓扑我们主要考虑的DC-DC电路的如下因素[84-85]：
1）具有电气隔离性能；
2）高的转换效率和宽的输入电压范围；
3）费用较低；
4）较小的阵列电压、电流纹波；
满足上述条件的DC-DC主电路拓扑在目前实用的产品化阶段分别为推挽电路、半桥电路、全桥电路，推挽电路拓扑如图5-1所示：
a）电压型推挽DC-DC b）电流型推挽DC-DC
图5-1 推挽隔离DC-DC变换器
Fig.5-1 Push-pull isolated DC-DC converter
推挽电路的问题主要有二点[86-87]：其一是需要附加额外的去磁复位电路；其二是功率器件关断时承受二倍输入电压的电压。在考虑到变压器漏感、电路分布
电感以后，功率管的关断电压尖峰可能会大于二倍输入电压，对阵列输入电压较高的场合，此时的开关管关断时承受的电压应力非常大，这样对功率器件的选型较为困难。同时过大的电压尖峰也会造成关断损耗增加。因此推挽电路不适合应用于输入电压较高的场合，同时也就意味着该拓扑不适合宽输入电压范围的情形。在电力电子学中推挽电路更多的是应用在低压大电流的场合。因此在光伏并网系统中这种DC-DC 电路更适合应用于交流组件（多集中在250瓦以下）的并网发电系统[88]，此时输入电压的最大值为单个电池组件的开路电压。
和推挽电路的上述缺点比较起来，半桥电路拓扑是一种较好的选择，如图5-2a 所示。开关管的电压应力在理想情况下为输入电压，考虑到变压器漏感和分布电感，开关管的关断是电压应力比推挽电路小的多。和全桥电路相比，在同样输出电压的情况下半桥电路的输入电压是全桥电路的一倍，或者半桥电路的输入电压不变但是需要增加一倍于全桥电路的变压器匝比，但是这会增加变压器的体积、重量和损耗[89]。与半桥电路相比，全桥电路无疑是最好的选择，如图5-2b 所示。相对半桥而言，功率管的数量和驱动均增加一倍，成本增加，但是可用在功率较大的场合，其具体的优点是：主变压器只需要一个原边绕组，通过正反方向电压得到正反方向的磁通，副边通过全波整流输出。因此变压器的铁芯和绕组最佳利用，使得效率功率密度得到提高，另外功率管的关断电压应力等于输入电压，反并联二极管能够消除一部分又漏感产生的过压，因而无需设置能量恢复绕组，反激能量便得到恢复利用。虽然功率管的数量较多，但是通过适当的控制方式，全桥电路较容易工作在ZSC/ZVS 的软开关的工作状态。因此系统的整体效率不会因为功率管的数量增多而下降。
L
L a ） 半桥DC-DC 拓扑 b ）全桥DC-DC 拓扑
图5-2 桥式隔离DC-DC 变换器
Fig.5-2 Bridge isolated DC-DC converter
总之，经过上述的比较分析，本文最终选择全桥隔离DC-DC 变换电路作为系统直流变换的拓扑，这样整个系统的电路拓扑如图5-3所示。系统整体为二级变换结构，前级的DC-DC 实现了输入电压的变换和电气隔离以及系统的最大功
率跟踪。后级为另一个全桥电路组成的逆变电路。
图5-3 单相高频隔离光伏并网逆变器主电路拓扑
uit topology of single-phase high freq Fig.5-3 Main circ uency isolation
photovoltaic grid-connected inverter
5.2 全桥变换器整流桥的研究
380V 管的关断损耗，然而另一方面如前所述对二极管的选型提出了很高的难度。
5.2.1 整流桥寄生振荡的产生与解决方案[90-93]
管全部（n 为变压器的匝比），整流桥中有二只二极管要关断，另外二个继续导通。前级的DC-DC 部分是全桥软开关，具有电压应力低，高频变压器的磁通对称，利用变压器的漏感或者原边串联谐振电感和功率管的寄生电容或外接电容实现软开关（ZVS 或者ZCS ）。变压器副边输出的交流脉冲波形经过全桥整流变成直流，是应用于中大功率DC-DC 场合的较为理想拓扑。由于光伏并网逆变器的输入阵列电压范围宽，这样做目的是同一逆变器适合较多的阵列组合，从而极大的方便了用户选择阵列的灵活性以及产品的通用性。目前较多的单相光伏并网逆变器的性能指标中输入电压的范围一般都在180V~600V （开路电压）。如此宽的电压范围经过前级DC-DC 变换以后其输出的直流母线上的电压一般为稳定的左右（根据系统不同工作状态，该电压是变化的，但是变化的幅度不大）。
输出整流二极管反向恢复时，由于变压器的漏感（或者附加的谐振电感）以及分布电容产生的高频振荡，从而在二极管关断时产生很高的前沿尖峰电压，随着输入电压的提高全桥整流二极管反向关断电压将会更高。这一方面增加了二极整流桥寄生振荡产生于变压器的漏感或者附加的谐振电感与变压器的绕组分布电容和整流管的结电容之间。当副边电压为零时，在全桥整流器中四只二极导通，输出滤波电感电流处于自然续流状态。而当副边电压变化为高电压n V in /
这时变压器的漏感或者附加的谐振电感就开始和关断的整流二极管的寄生电容产生谐振。二极管关断时的振荡电压尖峰的形成原因如图5-4所示；正常工作时，变压器T 原边输入电压波形如下图所示在期间，副边的输出电压为零，相当于短路状态。此时变换器的输出由电感的续流继续供给负载。在时间段，正偏导通，但是不是立即截止，而是需要经过一个反向的恢复过程，这是二极管的固有特性，如图5-5所示：其反向恢复的电流变化率10~t t 21~t t 1D 2D dt di F 与变压器的副边的漏感和二极管的寄生电容形成了复杂的高频振荡，因而在关断过程中就形成了高的尖峰振荡电压。其它的二极管关断情况类似。二极管关断时其振荡最大的幅值与二极管反向恢复时间t 2D rr 、变压器副边的漏感以及分布电感电容有关。过大的尖峰振荡电压除了增加二极管的电压应力之外，还有就是对系统的电磁兼容（EMC ）的解决加大了难度。为了最小化EMC ，应选用反向恢复特性更软的超快速二极管。如图5所示的是快恢复二极管RHRG30120的反向恢复特性。
图5-4 整流桥换流等效电路
Fig.5-4 Converter equivalent circuit of rectifier bridge
图5-5 二极管RHRG30120反向恢复特性
Fig.5-5 Reverse recovery characteristics of RHRG30120
为了说明二极管关断时的电压振荡尖峰，将上述电路采用Matlab/Power System 进行仿真。仿真的参数为：二极管寄生电容参数为：C=3000pF ；变压器副边输出电压的幅值为200V 。仿真结果图5-6表明二极管的关断电压尖峰很大，实际电路中的分布参数比仿真时的参数更为复杂，因此有必要采取措施来抑制这种非常高的尖峰振荡电压。
350
U a b /V 100 150 250
200
300
50
t /ms
0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2
图5-6 二极管关断时前沿尖峰振荡电压仿真
Fig.5-6 Simulation of spike oscillations voltage diode turn-off 由于二极管反向恢复脉冲电流脉冲的幅度和dt di F 都很大，它们的引线电感和与其相连接的电路中，会产生很高的感应电压，从而造成宽频瞬态电磁噪声，在开关电源中这部份强干扰对整个系统的电磁兼容的影响不可忽视。图5-7所示的是实际系统运行时，二极管没有采取任何吸收电路的措施下二极管端电压的波形，可以看出当二极管关断时，关断电压尖峰是很大的，随着电压的身高，这种振荡尖峰甚至达到一倍其关断电压，如图5-7b 所示。与其同时强烈的电压高频振荡尖峰通过电路分布电容的耦合引起了控制电路的地电平的较大毛刺，从而对控制电路的稳定性运行埋下了安全隐患。比如过大的地电平毛刺有可能超过门电路的噪声容限，从而使得门电路误动作。还有可能就是干扰了诸如数字器件如DSP 的正常工作，使得程序跑飞等。因此必须采取一定的措施加以抑制这种高频振荡电压尖峰的幅值。
V 1V 1V 2V 2
a ）V 1：250V/格；V 2：200mV/格
b ）V 1：500V/格；V 2：200mV/格
图5-7 无吸收电路时二极管关断时的电压振荡尖峰
（V 1：二极管二端电压；V 2：地电平噪声电压）
Fig.5-7 Diode turn-off voltage oscillation peak without absorption circuit
为了抑制这种尖峰振荡电压，诸多的文献提出了很多解决方法，解决二极管的反向dt di F 无疑是解决问题的根本方法，采用超快恢复二极管不能从根本上解决问题。采用新型器件如SIC 二极管是个不错的选择，因为SIC 二极管的反向恢复时间为零，但是目前来说成本偏高。另外还得有其它的手段：常见的方法加缓冲吸收电路，此时关断电压的尖峰得到抑制，由此造成的地电平噪声也相应减小，如图5-8所示。但是这样会降低电路的整体效率。
V 1
V 2
（V 1：500V/格；V 2：200mV/格）
图5-8 有吸收电路电路时二极管关断时的电压振荡尖峰
（V 1：二极管二端电压；V 2：地电平噪声电压）
Fig.5-8 Diode turn-off voltage oscillation peak with absorption circuit 还有的策略的就是增加有源和无源钳位电路。如采用初级加钳位二极管的电路，通过钳位二极管把整流管上的电压钳位在；或者采用一种有源钳位电路
in nV [94]，通过一个容量较大的电容将整流管上的电压钳位在一个适当的电压值。上述二种方法对前沿尖峰振荡电压都有较为都有显著的效果。另外减弱前沿振荡尖峰也可以在次级加上无源辅助电路。如文献[95]提出了一种次级加辅助电路如图5-9a 所示。整流输出部分由附加电路和钳位电路组成，钳位电路由放电二极管和钳位电容和放电电阻组成，整个电路较复杂。
c D c C C R
a ） b)
a ）
b ）
图5-9 次级整流输出部分加钳位电路
Fig.5-9 Clamp circuit of Secondary rectification
另外文献[95]又提出了一种改进的更为简单的钳位电路，该电路可以有效减少电压尖峰和初级环流，在宽负载范围内实现滞后桥臂的零电流开通、零电流关断。电路中有钳位电容和、二极管，构成能量吸收电路，如图5-9b 所示。上述的二种钳位电路在实际应用中都可以取得较为良好的效果，文献[96]提出一种更为简洁的钳位电路，仅有一个小电容和二个二极管组成，如图5-10所示。
1C 2C 1d 3
d
图5-10 解决二极管关断电压尖峰的一种无源钳位电路
Fig.5-10 A passive clamp circuit for solving the diode turn-off voltage 图5-10的钳位电路中，钳位的二极管关断时的峰值电压最大值为[96]：
()D nV V in rec ?=?2max （5-1）
另外对光伏并网逆变器这种输入电压范围较宽的来说，比如输入150V~450V 时，经过变压器副边输出交流脉冲的幅值最大为450*n(n 为变压器的变比)。如n=3的话，即使不考虑过压，那么二极管的关断电压就是1350V 。如果不采取任何措施的话，尖峰振荡电压的幅值将为2700V ，这对二极管的选型几乎是不可能。即使采样二极管钳位电路或者RC 吸收电路，二极管的最高承受电压仍然是大于1200V ，这对选择主流型1200V 二极管仍然是不可行。因此考虑到非常宽的输入电压情况下，如果其它减弱电压振荡尖峰的措施都不尽如意的话可以考虑将图5-10中的二极管整流部分的电路换成双全桥整流电路，再加上适当的RC 吸收电路，系统的双全桥整流电路如图5-11所示；牺牲了系统的整体效率，后续的实验证明，系统多出了4个二极管对系统整体的效率影响1%-2%之间。
图5-11 双全桥整流电路结构图
Fig.5-11 Full-duplex bridge rectifier circuit diagram 二极管关断时的过电压解决之后，同样在二极管开通时的后沿尖峰同样也会
产生地电平毛刺，如图5-12所示。后沿尖峰产生于变压器的一次侧回路，是激
磁电感中的漏感中的储能在功率开关管截止的瞬间不被负载吸收从而引起的电
流突变所致。减弱后沿振荡尖峰从而减小地电平振荡毛刺的方法主要有如下[93]：
z选用开关速度快的二极管；
z使用高磁导率的磁芯，设计变压器的激磁电流尽可能的小；
z使用饱和磁通密度高的磁性材料，确保变压器在额定功率下不至于磁芯饱和；
z选用PQ罐形磁芯，减少漏磁；
z变压器绕组尽量减小漏感，采用三明治绕法；
z必要时给功率开关管加吸收电路；
V
1
V
2
（V1：500V/格；V2：200mV/格）
图5-12 二极管开通时的后沿尖峰的产生及其对地电平的影响
（V1：二极管二端电压；V2：地电平噪声电压）
Fig.5-12 Peak time of emergence and its impact on ground level when
diode opening
5.3 系统主电路参数设计
如图5-3所示，系统的主电路参数设计包含输入平波电容、变压器的参数、DC-DC 输出滤波电感、DC-AC 输出滤波电感的设计计算以及功率管（IGBT ）、二极管的选型。在参数设计之前，系统的设计的要求或者指标如下：阵列电压输入范围为180V—500V(开路电压)，设计额定输出功率为2.5KWp 。在第六章中有实验所要求的详细参数和指标。
5.3.1 高频变压器设计
1）磁芯种类及型号的选择：在开关电源中常用的磁性材料主要有3类：合金带、磁粉芯和铁氧体。由于软磁材料应用范围广，可根据不同的工作条件对软磁材料提出不同的要求，但是有共同的要求，概括为以下四点：1）磁导率要高；2）要求具有很小的矫顽力和狭窄的磁滞回线；3）电阻率C H ρ要高，交变磁场工作的磁芯具有涡流损耗，电阻率高，涡流损耗小；4）具有较高的饱和磁感应强度，磁感应强度高，相同的磁通需要较小的磁芯截面积，磁性元件体积小。在低频时，最大工作磁通密度受饱和磁通密度限制；但是在高频时，主要是损耗限制了磁通密度的选取，饱和磁通密度大小并不重要S B [97]。在常用的三种材料中磁粉芯和合金带只用于电感或者反激变换器变压器磁芯，由于不用开磁隙，散磁少，电磁兼容性好。但是其绕线困难，不适宜做大功率变换器。合金带一般具有较高的饱和磁感应强度，低的电阻率，损耗大。但是在大功率场合较为适用。而铁氧体是电力电子开关电源中应用最为广泛的磁性材料，价格低廉，磁芯规格齐全，工作频率最高可达1MHz 以上S B [98]。
通过以上的分析，前级的功率变压器磁芯材料选用铁氧体作为磁芯材料较为适合。但是这种材料材质较脆，易破损使用时应当注意。查相关的铁芯选择手册，得知在自然冷却空气对流的条件下温度上升到40°时的图表，如图5-13所示。EE65的磁芯在开关频率20K 时大约能够输出1200W 的功率，所以采用双EE65。提高系统的开关频率可以提高功率密度，但是过高的开关频率增加了开关管的开通和关断损耗，这对光伏并网逆变器来说是不利的，综合其它的因素选择系统的开关频率为20K 是适合的。和采用EE85这样大的磁芯相比，采用双EE65并在一起组成的磁芯成本较低同时另外变压器的体积减小从而有利于装配。一方面能
够节约成本，同时也能够达到输出功率的要求。在实际的产品中往往采用磁芯组
合来代替尺寸较大的磁芯。
图5-13 铁氧体磁芯选择图表
Fig.5-13 Select chart of ferrite cores
2）选择最佳的磁感应强度
变压器设计为求最佳效率，均从铜耗等于鉄耗出发的。如图5-14所示，损耗是磁感应强度增量ΔB 的函数，随着ΔB 的增加，铜损减小，铁损增大，系统的总损耗有一个最佳的磁感应强度。因此对于一个确定的磁芯规格来说，选择一个最佳的磁感应强度来说对于变压器的正常工作和提高系统的效率来说都是非常重要的。
图5-14 铁氧体铜耗、鉄耗和总损耗随工作磁感应强度变化的曲线
Fig.5-14 Illustrating the principle of finding the transformer optimum
ac B 3）原边线圈匝数的计算
原边线圈匝数的计算公式为：
e
on S P BA t V N Δ= （5-2） 式（5-2）中：原边线圈脉动直流电压幅值（取最小值）
S V ON t 最大导通时间
B Δ总磁感应强度增量
e A 磁芯有效面积，对双EE65来说为单EE65的2倍
e
A
图5-15 各种铁芯型号的磁感应强度峰值B 与频率的函数关系曲线
Fig.5-15 A variety of core types of magnetic induction intensity of peak B with a function of the frequency curve 由图5-15可知，EE65磁芯在开关频率20KHz 时的磁感应强度峰值大约为125mT ，则磁感应密度增量为ΔB=250mT ，变压器采用的是双EE65，因此窗口面积为2*500（mm ），当占空比为0.5时，（此时移相角达到最大）
()us t ON 252000
1*5.0max ==；考虑到阵列的最低输入电压为150V ，因此选取输入电压的最低值为150V 来设计变压器的匝数。因此变压器的原边匝数为：
15500*2*25.025*150==Δ=
e on S P BA t V N （匝） 4）副边线圈匝数的计算
一般情况下系统正常工作时，中间直流母线也即DC-DC 的直流输出电压一般为400V 左右，本系统取稳定值为360V ，考虑到输出电压的纹波，一般去10%；二极管整流时的压降，副边输出电压的平均值为：
%10*2O D DC S V V V V ++=′=360+1.4+36=397.4V （5-3）
原边每匝伏数=150/15=10伏/匝；因此副边的匝数为：
74.3910
4.397==
S N （匝） 取整得到副边的匝数为N S =40匝 5.3.2 DC-DC 直流输出滤波电感的设计[99]
二极管整流输出的脉动直流电压经过滤波电路后成为稳定的直流电压，如图5-16所示。由于阵列输入是变化的，因此设计滤波电感的大小是考虑到在最低输入电压条件下的电感值，根据前面设计的变压器的匝比可得变压器副边输出的最低电压为V V ab 40015
40*150min ==，此时占空比得到最大，这里我们选最大占空比为0.95。另外注意到当开关频率为20k 时，整流后的脉动直流电压的频率为40k 。
图5-16 直流输出滤波电感设计
Fig.5-16 Design of DC output filter inductor 在开关电源的设计手册中，电流纹波率r 是个非常重要的系数，它是电感电流的交流分量与其相应的直流分量的比值。r 的选择非常重要，它影响功率器件的电流应力和所有功率器件的损耗，从而影响功率器件的选择。一般选择0.3-0.5较为适合的。考虑到后级接入并网逆变部分这里选择r =0.2，根据电感的伏秒相等的法则并且结合图5-16可得电感值的计算公式为：
f I r D V L L ON ×××=
（对所有拓扑） （5-4） 式（5-4）中：为通过电感电流直流分量；这里等于输出电流L I A I O 25.64002500==，D =0.95， r =0.2 。
所以可得()mH 76.01000
4025.62.095.0360400=××××?=×××=f I r D V L L ON 实际的样机系统中取L =1mH ，电感材质选用鉄硅铝磁环。
5.3.3 交流输出滤波电感设计[100]
交流滤波电感在并网系统中起到十分重要的作用。主要体现在二个方面：1）电感参数的设计；2）电感材质的选择和加工，这是系统整体效率的保证。因此可以这么说交流滤波电感是并网系统最重要的一个元件也是较为难以设计的一个参数。一般中小功率多采用的是LC 低通滤波器，当然也可以考虑采用LCL 低通滤波器。考虑到减小系统的共模干扰，采用的是对称的双电感LC 低通滤波器。具体的双电感滤波减小共模干扰在本文的第七章中有详细的分析，这里就不在赘述。并网控制的开关调制策略一般分为二种，即单极性SPWM 调制和双极性SPWM 调制。下面分别就二种情形下分析滤波电感的参数设计：
1）单极性调制情况滤波电感设计
单极性SPWM 调制下的滤波电路及其在一个开关周期内的电感电流示意图如图5-17所示，如同设计直流滤波电感一样，电流纹波系数是一个非常重要的参数。图5-17中U ab 为全桥桥臂二中点之间的输出SPWM 波形，输出电
压的幅值大小为V dc 、
0和-V dc ， 由于U ab 对称因此分析半个工频周期即可。其中f s 为开关频率。
图5-17 单极性调制下的电感电流波形示意图
Fig.5-17 Inductor current waveform diagram of unipolar modulation 根据图5-17所示，由电感的伏秒平衡关系可得：
()21t V t V V ac ac dc =? （5-5）
2
21s T t t =+ （5-6） 1
t i L V V ac dc Δ=? （5-7） 由式（5-5）（5-6）（5-7）可得纹波电流的大小为：
()s
dc ac ac dc f LV V V V i 2?=Δ （5-8）
设电网的电压形式为： t V V m ac ωsin = （5-9）
因此由式（5-8）（5-9）可得并网电流纹波的表达式为：
()s dc m m dc f LV t
V t V V i 2sin sin ωω?=Δ （5-10）
对式（5-10）求导并令导数为零可得：
()()02cos sin 2cos 2=??=Δs
dc m dc f LV t t V t V V t d i d m ωωωω （5-11） （5-12）
t t V t V m dc ωωωcos sin 2cos ?=满足极值条件为0cos =t ω，以及m
dc V V t 2sin =ω，当0cos =t ω时并网电流的纹波小于当m
dc V V t 2sin =ω时的电流纹波，因此式（5-12）的极值条件选为m
dc V V t 2sin =ω，也就是最大纹波不是在电网的峰值处，将极值条件代入式（5-10）可得最大并网电流的纹波电流为：
s
dc Lf V i 8max =Δ （5-13） 如果满足并网电流纹波要求，则滤波电感最小值为：
s
dc f i V L max 8Δ≥ （5-14） 因此从式（5-14）可以看出，并网滤波电感的大小和电网电压的大小无关，影响电感大小的有并网纹波电流、直流侧电压和开关频率。在实际的并网系统中，
开关频率是固定的参数，一般来说纹波电流大小一般为额定电流的10%-20%。因此在开关频率以及纹波电流大小确定的情况下，影响电感的因素只有直流侧电压的大小。直流侧电压越高，电流纹波越大；反之则越小。从这个角度考虑，二级功率变换时的中间直流母线电压在满足额定功率并网的条件下，其值的大小不宜取得过高。
2）当开关的调制策略是双极性调制时，
双极性SPWM 调制下的滤波电路及其在一个开关周期内的电感电流示意图如图5-18所示。图5-18中U ab 为全桥桥臂二中点之间的输出SPWM 波形，输出电压的幅值大小为V dc 、和-V dc ，其中f s 为开关频率。
V 2
/L 2
/L dc V ?图5-18 双极性调制下的电感电流波形示意图
Fig.5-18 Inductor current waveform diagram of bipolar modulation 由电感的伏秒平衡关系可得：
()()21t V V t V V ac dc ac dc +=? （5-15）
s T t t =+21 （5-16）
1
t i L V V ac dc Δ=? （5-17） 由式（5-15）（5-16）（5-17）可得并网电流的纹波电流大小为为： s dc f LV V V i ac dc 222?=Δ （5-18）
当并网电流过零点时，此时0=ac V ，纹波电流取得最大值。纹波电流最大值为：
s
dc Lf V i 2max =
Δ （5-19） 则电感最小值为： s f i V L dc
max min 2Δ≥ （5-20）
比较式（5-13）和（5-19）可知，在同样开关频率和直流侧电压大小以及滤波电感相同的情形下，双极性调制时的电流纹波是单极性调制时的4倍。
上述的是满足纹波条件下的最小电感取值。电感上限的选择主要就是在额定功率运行的情况下，在直流母线电压不变的时候，系统能够将电能输出到电网，在SPWM 调制下，逆变器输出电压的基波的表达式为：由图2-1可知，在单位功率因数的情况下，系统满足：
()22
2dc L ac V LI U ≤+ω （5-21） 因此电感上限的范围是：一般情形下式（5-22）较易得到满足。
L ac dc I U V L ω22?≤
（5-22）
3）电感参数设计的仿真验证： 仿真参数为：并网额定电流最大值为：A I o 10max =，取A A i 110%10max =?=Δ；开关频率为10K ；V dc =360V 。 当单极性调制时电感的下限为：mH f i V L s dc 5.41000
*10*1*83608max ==Δ≥ 当双极性调制时电感的下限为：mH f i V L s dc 181000*10*1*23602max ==Δ≥
这里分别选取单极性调制滤波电感为 4.5mH ，双极性调制时滤波电感为18mH ，其它的仿真参数一样。仿真的目的是在开关频率、直流侧电压以及功率确定的情况下，当取L 分别为4. 5mH 和18mH 时，二种调制方式下的电流纹波最大值是否为 。单极性调制时电网纹波电流的仿真结果如图5-19所示：为了电流纹波看的较为清楚这里选择的是仿真半个周期波形。
A i 1max =Δ
并网电流
局部
a ） 半周电流波形(5A/格)
并网电流
A
i 1max =Δb ）最大纹波电流(0.5A/格)
图5-20 双极性调制并网电流的纹波以及大小
Fig.5-20 Grid current ripple and size of bipolar modulation
从图5-20的仿真结果中可以看出双极性调制的在并网电流峰值处电流纹波最小，在并网电流过零点其纹波最大。另外除了电感参数不同之外，在电路外部参数一样的条件下以及相同纹波电流的条件下，双极性调制下的电感值是单极性电感的4倍，而不是2倍。因此双极性调制下要想取得较小纹波电流，其滤波电感较大。较大的电感除了成本增加外，其体积和重量增加，电感损耗也增大从而降低了整机效率，效率是光伏并网逆变器中一项非常重要的指标。因此双极性调制的应用在某种程度上受到一定的限制。
5.4 二级功率变换中系统整体控制方案
由于系统是二级功率变换，因此系统的控制就涉及到前级DC-DC 的控制，以及后级DC-AC 的控制。不管怎么样，前级DC-DC 控制的目的就是保持中点直流母线电压的稳定以及实现系统的最大功率跟踪，也就是说通过控制前级DC-DC 使得直流母线电压为稳定的电压同时实现最大功率跟踪的功能。目前二级功率变换的整体控制基本有三种控制方案可供选择：
1）前级单独实现系统的最大功率跟踪，后级通过电压环和电流内环保持直流母线电压的稳定，前后级分开单独控制。详细的控制方案原理框图如图5-21所示[101]。系统的前级DC-DC 通过采样阵列电压和电流实现系统的最大功率跟踪。这里MPPT 算法的被控变量可以是阵列电压或者电流，通过控制DC/DC 变换器的开关管的占空比来调节光伏阵列的工作点。后级通过电压外环控制直流母线电压的稳定同时控制并网电流的大小，后级此时的控制和单级变换时并网电流内环控制一样。这种前后级分开控制方式性能稳定，但是在实现最大功率跟踪时需要同
时采样阵列的电压和电流，从而增加了系统的成本。在使用前级DC/DC变换器来实现MPPT控制时，需要注意的问题是为了确保DC/DC变换器输出的功率能通过DC/AC逆变器及时的传递到电网而不在直流母线电容上产生能量堆积或能量亏损，这就要求DC/AC逆变器控制部分的指令调节速度快于DC/DC变换器MPPT跟踪的调节速度。
图5-21 前级实现MPPT的二级控制系统整体控制方案
Fig.5-21 Overall control program and the achieving of MPPT by DC-DC 2）通过后级并网电流的大小实现前级DC-DC最大功率跟踪并且保持直流母线电压的稳定, 详细的控制方案原理框图如图5-22所示。
图5-22 通过直流母线电压控制实现MPPT的二级系统控制方案
Fig.5-22 O verall control program and the achieving of MPPT by DC bus
voltage
如图5-22所示：系统通过直流母线电压的电压环控制，电压环电压控制器的输出反映了系统功率的变化，在经过MPPT算法得出相应的占空比来控制前级的输出功率。同时电压环的输出为电流环内环的参考给定从而控制了并网电流的大小，通过直流母线电压的变化从而完成能量的解耦和最大功率跟踪[102]。这种
控制方案简洁不需要采样阵列的电压和电流，因此也就不需要直流侧所需的电流
传感器，从而降低了系统的成本。其MPPT的控制原理如图5-23所示。
图5-23 直流母线电压控制下的MPPT控制原理
Fig.5-23 Control principle of MPPT under DC bus voltage control
在光伏阵列的V-I曲线上，在电压源区，当占空比增大时，逆变器的输出电
流增大，在电流源区，当占空比增大时，逆变器的输出电流减小。因此当占空比
增加时，如果逆变器的电流增大，那么MPPT控制器就一直增加占空比直到逆
变器的电流减小。当占空比增大时，如果逆变器的电流减小，那么MPPT控制
器就减小占空比直到电流增大。
3）通过中间直流母线电压控制前级DC-DC的占空比来实现系统的最大功率跟踪同时保持直流母线电压的稳定，详细的控制方案原理框图如图5-24所示[103]。
图5-24 后级实现MPPT的二级功率变换并网系统整体控制方案
Fig.5-24 Overall control program and the achieving of MPPT by DC-AC 图5-24中：首先前级DC-DC的控制采用电压闭环，从而保证了直流母线电
压的稳定。系统后级通过并网电流的预估判断出阵列输出电流的大小。通过相应
的MPPT算法得出并网电流的参考给定。
上述的几种控制方案中，第一种方案中系统的最大功率跟踪都是通过检测阵