摘要：本文首先介绍了磁性材料的特性，然后根据它的特性，讨论电子镇流器中电感线圈参数的选择与计算方法，包括选用磁芯尺寸、气隙大小、线圈圈数和漆包线线径等。
关键词：锰锌铁氧体初始磁导率磁通密度饱和磁通密度功率损耗居里温度气隙
考虑到一些工程技术人员对磁性材料及所涉及的计算公式不够熟悉，为便于展开讨论，本文从基础知识讲起，首先介绍在电子镇流器中常用的锰锌铁氧体磁性材料的一般特性和磁路的基本计算公式，然后，在此基础上，再讨论电感线圈计算中有关问题，包括磁芯尺寸、气隙大小、磁芯中的磁感应强度、磁芯损耗以及线圈的圈数和线径的计算等。这些内容对于从事电子镇流器设计的人员无疑是很有用的。
一．锰锌铁氧体磁性材料的一般特性
表征磁性材料的磁性参数有以下数种：
1.初始磁导率μi
初始磁导率是基本磁化曲线上起始点的磁感应强度B与磁场强度H之比。任何一种磁性材料的初始磁导率可以按以下方法求得：用该材料做成截面积为A（cm2)的圆环，平均直径为D（cm)，在圆环上均匀分布绕线N匝，在LCR电桥（例如TH2811C数字LCR电桥）上，测出其电感为L（H），则可按下述计算公式求出其磁导率
式中，Le、Ae分别代表磁芯磁路的有效长度及有效面积，如式（1）除以真空磁导率μ0（μ0=4π×10-7（H/m）），则得到相对初始磁导率，它可以表示为：
式（1）、（2）中，L的单位为亨（H），D、有效长度Le的单位为cm，A、有效面积Ae的单位为cm2。如D、A分别换用mm、mm2为单位，则式（2）中最后一项应换成1010。公式（2）由于除以μ0，所以是无量纲的，一般在磁性材料的工厂手册中给出的初始磁导率，就是按式（2）求得的。
例1 有一个R5K材料磁环，其尺寸为外径12mm、内径6mm、厚4mm，试计算其相对初始磁导率。
解：在磁环上绕4匝线圈，测出其电感（用TH2811C数字LCR电桥在10kHz条件下测量
电感）为53.1μH。直接查厂家提供的数据表，查得磁环的有效磁路长度Le=26.1mm，有效截面积为11.3mm2。如没有这些数据，作为粗略估算，其有效磁路长度可按外径和内径的平均值计算出圆环的周长来代替，即Le=π(12+6)/2=9π mm=28.2mm；有效截面积并非等于由磁环厚度与其外径、内径之差的乘积计算出的实际面积，而应考虑磁场强度（或磁通密度）沿半径方向内强外弱的线性变化，磁通并非均匀分布，故实际面积应除以2，才是其有效面积。按这样方法求得的值为12mm2，与手册表中所给数据差不多，代入式（2）得：
根据以上计算，上述材料应为R5K材料。目前工厂使用的测量磁导率的仪器，如磁环参数分选仪UI9700，仪表指示的不是相对初始磁导率的绝对值，而是它的相对大小。
磁性材料的初始磁导率μi不是固定的，它随温度的变化而变化，如图1所示。图中给出的是金宁公司的磁性材料JP4A（相当于TDK的PC40）的初始磁导率随温度变化的曲线。
图1 （相对）初始磁导率随温度之变化
2. 有效磁导率eμ(Effective permeability)
在闭合磁路中，用有效磁导率μe来表示磁心的导磁性能：
式中，L为装有磁心的线圈的电感量（亨利，H），N为线圈的匝数，le为磁芯的有效磁路长度（mm)，Ae为磁芯的有效截面积（mm2)。μ0为真空磁导率(4π×10-7H/m)
显然这里μe是相对于真空磁导率的比值，也是无量纲的。
如果在闭合磁路中，磁芯各段截面积不同，此时磁芯的有效磁导率为
式中L为装有磁芯线圈的自感量（亨），N为线圈匝数，
Li为具有均匀截面积第i部分的磁路长度（mm）
Ai为该部分的截面积（mm2）
对于一个中心开有气隙长度为lg的E形磁芯，如忽略磁芯本身的磁阻，认为磁场强度全部降落在气隙上，则有效磁路长度即等于lg，式（4）最后一项可去掉Σ符号，简单地写作
lg/Ae，如此，式（4）将变为
因为空气隙的相对有效磁导率μe为1。以μe=1，带入上式，由此可得气隙lg的表达式为：
lg=4π?10-10N2?Ae/L (5)
式中，lg 以mm为单位，Ae 以mm2为单位，L以亨为单位。在国外某些公司发表的技术资料中采用式（5）作为初步估算气隙长度的依据。但如果计算出来的气隙不够大，则磁芯部分不能忽略不计，这个数值是不够准确的。
3. 电感因数(Inductance Factor)
电感因数是指磁芯的单匝电感量。一个装有磁心的电感，绕有N匝线圈，其电感值为L，则磁芯的单匝电感量即电感因数AL，可按下式求得：
AL= L/N2 或L=N2?AL （6）
AL 单位为nH／匝2(有的资料省去分母不写，简写为nH)。一般取N=100，测得电感量L后，按式（6）计算出AL值，厂家在其产品手册会给出未磨气隙的每种规格磁芯的AL值以及有效磁路长度、有效截面积、有效体积等，例如PC30材料EEI3的AL值为1000nH；EE16A
的AL值为1100nH；EE25A的AL值为1900nH。由于磁性材料参数的零散性，这个数值并不很准确，有+/-（15~25）%的误差。我们使用时，一般都磨气隙，由于有气隙存在，AL值虽然变小了，但是电感因子却相对稳定了，零散性也小了。为求得磨气隙后磁芯的AL值，我们可以在相应骨架上先绕100匝，装上磁心，测得其电感值L，根据式（6），即可算出开气隙后磁心的AL值。例如EE25A中心磨气隙1.6mm.后，其AL值降为59.6 nH。
已知某种型号磁芯的AL值，要求绕制的磁芯线圈的电感量为L，可求得所需绕的线圈的匝数N
电感量和圈数的平方成正比，圈数变化1%，电感量大约变化2%。在绕制电感时，如只在小范围内改变电感量时，可按此原则调整、估算圈数。
例2 已知EE16（中心磨气隙0.8mm）的AL值为46.8 nH/匝2，为绕制2.8mH的电感，应绕多少匝数N?
解：根据式（7），代入L及值，得
例3 已知某电感采用EE16磁芯，所绕匝数N1为305、电感量L1为4.5mH，今欲绕制的电感为L2=3.4mH，试求出应绕的匝数N2
解：由公式（7）知
两式相除，得
代入相应值
所以，已知磁芯的AL值，对于确定电感所应绕的匝数是很有用的。
4.饱和磁通密度(Saturation magnetic flux density)
饱和磁通密度是一个很重要的参数，对镇流器是否能可靠地工作关系很大。如所熟知，当电流（或磁场）增加到某一数值后，磁芯就会饱和，磁通密度不再增加，如图2的曲线所表示的那样。此时，磁导率很低，该磁通密度称为饱和磁通密度，以Bs表示之。Bs不是固定的，随温度的升高而下降，在80~100°C下，比室温下低得很多。由图2可以查出，在节能灯中常用的PC30、PC40材料在25℃时，Bs=510mT，而在100℃时，Bs只有390 mT，下降了20%多。应该指出的是，磁芯工作时允许的磁感应强度要比上述的390 mT低得多，一方面因为在100℃时接近300 mT附近磁芯的磁导率已开始降低，另一方面，如工作时磁芯的磁感应强度较大，则磁芯损耗亦较大（见图4）。所以在工程计算中均取B为200~230mT作为磁芯工作时允许的最大磁感应强度值，远离磁饱和。
图2 饱和磁通密度随温度变化曲线
在一体化节能灯或电子镇流器中所用磁性材料，如果由于工作温度升高，则其磁芯的Bs 值下降，造成磁导率及电感量减少，流过电感的电流上升，在电流的峰值附近出现很大的尖峰，如图3所示。这种情形是很危险的，它会导致电感量进一步减少及电流进一步加大，最终使电感失磁，L=0，三极管因电流过大、管子结温过高而损坏。
图3 电感饱和后电感线圈中的电流波形
5. 磁性材料的功率损耗(Power loss of magnetic material)
磁性材料的功率损耗是一个很重要的参数，它反映磁芯工作时发热的程度，损耗大，发热就厉害。带有磁芯的线圈，其功率损耗包括线圈电阻的功率损耗（俗称铜耗）和磁芯材料的功率损耗（俗称铁耗）。磁芯材料的功率损耗包括磁滞损耗、涡流损耗和剩余损耗三部分。
大家知道，磁芯中磁感应强度B的变化滞后于磁场强度H的变化，并呈现出封闭的磁滞回线形状，磁滞损耗的大小与磁滞回线所包围的面积呈正比。也与频率成正比。
涡流损耗则是由于交变磁通穿过磁芯截面时，在与磁力线相垂直的截面内环绕交变磁通会产生涡流，涡流亦产生功率损耗。它与磁通变化的频率，磁性材料的电阻大小有关。一般磁芯材料的电阻愈大、工作频率愈低，涡流损耗愈小；反之亦然。
上述损耗与频率及其工作时的磁感应强度有关，工作频率愈高、磁感应强度愈大，则其损耗亦愈大。
图4给出了磁性材料JP4A(PC40)在不同的磁感应强度下损耗随频率变化的情况，随着频率增加，损耗亦加大。例如在200mT、100oC的工作条件下，当频率由20kHZ变为40kHZ时，功率损耗密度由20kW/m3（20μW/mm3）增加为50kW/m3（50μW/mm3），大约增加为原来的2.5倍。可见，在同样的磁感应强度下，磁心损耗随其工作频率的增加而增加。因此，提高镇流器的工作频率，则电感损耗将加大；反过来，降低镇流器的工作频率，将有利于减少镇流电感的功耗和发热。在某些大功率的镇流器中，把频率调到20~30kHZ附近，其目的即在于此。
图4 在不同的感磁应强度下损耗随频率的变化
由图还知，在同一频率下，磁芯损耗随磁感应强度的增加而增加，例如在40kHZ、100°C 条件下，当磁感应强度由150mT增加到200mT时，功率损耗密度由50kW/m3增加为
100kW/m3，大约增加为原来的2倍，如果磁感应强度为300mT时，功率损耗密度将增加为250kW/m3，大约增加为原来的5倍。
可见，磁心损耗随其工作感磁感应强度的增加而增加。同一种材料和尺寸的磁心，在保持电感不变时，增加气隙，能减少其磁感应强度（以后会讲到），对于降低功率损耗是有利的。或者，在同样的气隙下，减少电感量，就会减少磁感应强度，也能降低磁芯的损耗。当然，如采用大一号的磁心，也会大大降低磁心的磁感应强度和它的发热程度。不过，增加气隙，虽能减少磁芯损耗，但线圈的圈数要增加，铜损会增大，而且窗口的面积会容纳不下线圈。所以，气隙的增加也是有限度的，并非愈大愈好。应对铜损和铁损两者综合加以考虑才对。
例4 已知某大功率电子镇流器所用电感为PC40（JP4A）材料、EE28磁芯，磁芯的磁感应强度为200mT，EE28的有效体积Ve为5254mm3。计算它在100°C的条件下，当频率为20kHZ 和40kHZ时磁芯的功率损耗，如磁感应强度增为300mT，再计算其损耗。
解：磁芯的损耗P=PC×Ve，在图4中查出相应的单位体积的损耗PC值
当磁感应强度为200mT时，在20kHZ时，P=20μW/mm3×5254mm3=0.105W
在40kHZ时，P=50μW/mm3×5254mm3=0.26W
当磁感应强度为300mT时，在20kHZ时，P=105μW/mm3×5254mm3=0.55W
在40kHZ时，P=350μW/mm3×5254mm3=1.8W
可见，在100°C、300mT时，磁心的损耗是十分惊人的，所以，降低工作频率和磁感应强度很有必要。选择磁芯工作的磁感应强度，不仅从是否饱和，还要从损耗大小综合考虑，前面提到的以200~230mT作为计算磁感应强度B的参考值，就是基于以上的双重考虑。
图5表示JP3（PC30）、JP4A（PC40）在不同的频率下损耗随温度变化的情况。材料的损耗在某一温度下为最低，出现一个谷点。在谷点左边，随温度的增加，损耗减少；在谷点右边，随温度的增加，损耗亦增加。
图5 磁芯中功率损耗随温度的变化曲线
对于PC30（JP3）材料，谷点大约在75℃左右，对于PC40（JP4A）材料，谷点大约在
90~95℃左右。我们希望磁性材料稳定的工作温度处于损耗曲线的谷点温度附近。也就是说，如能保持PC30电感磁心的温度为75℃左右，而PC40电感磁心的温度在80~90℃左右，或者稍低一些，那么，电感损耗将为最低，或者随温度的上升而有所下降，电子镇流器的可靠性将最高。可见PC40（JP4A）材料适合在较高的温度下工作，而PC30材料适合在较低的温度下工作。
磁性材料还有其它的参数如居里温度、功率损耗密度…等，一般对它的理解都很清楚，不再赘述。
二．磁感应强度的计算公式
由交流电路基础知，在有磁心线圈的均匀磁路中，如线圈的圈数为N，电感为L，流过线圈的电流为i，则线圈两端的电压u有：
u=Ldi/dt=Ndφ/dt, 或写作：u= LΔi/Δt=NΔφ/Δt，
从而得LΔi=NΔφ,
如电流是交变的正弦波，则可按符号法分析，电流和磁通以有效值表示，则有：
NΦ=LI, （9）
又知电感量L与圈数N的关系为：L= AL×N2
代入式（9），求出磁心中的磁通Φ为：
Φ=LI/N=N2×AL×I/N=N×AL×I
考虑Φ=B×Ae，由此可得，磁心中的磁感应强度B与流过线圈的电流I和线圈圈数N之间的关系为：
B=Φ/Ae=N×AL×I/Ae （10）
上式中，B的单位为T（特斯拉）、I的单位为安、Ae的单位为m2、AL的单位为亨/匝2。
式（10）是一个很有用的公式，根据它，可以对已绕制的电感线圈计算磁芯的磁感应强度，以判断磁芯会不会饱和，工作是否可靠。
或者，根据已知的（允许的）磁感应强度B，可由式（10）求出在一定的线圈工作电流I 下，允许绕制的最大圈数N，得：
N=LI/φ=LI/B×Ae
已知电感量L和规定的磁感应强度B，则线圈的圈数和磁芯的有效面积Ae的乘积必须满足：
N×Ae=LI/B （11）
国外有的公司提供的磁芯数据表中会给出磁芯尺寸和在一定线径下的N×Ae值。由式（11）就可以选用合适的磁芯尺寸和线圈的线径了。在国外公司提供的应用指南中就有这样的计算实例。我国的磁性材料厂家一般都不提供这样的资料，所以按式（11）来选用磁芯不太现实。
三。磁芯气隙对磁感应强度的影响
磁芯气隙对磁感应强度的影响是一个很重要的问题，如何选择气隙，至关重要，我们不妨通过一个具体例子来作进一步的说明。
例5 已知在一拖二36W电子镇流器中，要求的电感量为2.1mH，根据在工作台上测试，流过此电感的电流（有效值）为0.3A，试选用磁芯，并计算磁心的有效磁导率、磁芯中的磁感应强度B，如果不加气隙，有没有饱和的问题？如果磨气隙1.6mm，情况怎样？
解：首先根据经验以及电子镇流器的功率大小，我们初步选用EE25 磁芯，由厂家的数据表查出：它的有效截面积Ae为39.6mm2，电感因子AL=1900nH，有效磁路长度为49.5mm。
（1）如果不加气隙，根据其厂家提供的电感因子AL数据，要绕制2.1mH的电感，其圈数为：
N=（2.1×10-3/1900×10-9）1/2=33圈，
（2）按式（2），未磨气隙的磁芯的有效磁导率为
其磁导率为2k，说明这是R2k或R2.5k材料。对于磨有气隙的磁芯不能用式（3）计算磁导率，因为磁芯不是均匀的。
（3）磁感应强度
根据电感量、圈数、及流过线圈的电流，按式（10）求得：
B=N×AL×I/Ae =35×1900×10-9×0.3/39.6×10-6=0.503T=503mT
这样大的磁感应强度，即便在室温下磁芯肯定要饱和。如果再考虑到磁性材料参数的不一致性，有+30%的误差，以及灯电流波峰系数（一般限制为1.7以下，有时可能更大），则在电流最大的峰值(1.7×0.3=0.51A)附近，磁感应强度最大值将达到
BM=1.7×503mT=855mT，
再加上AL值+30%的误差，磁心的磁感应强度更是大得不得了，磁芯肯定饱和。饱和时，磁心中的电流波形将如图3所示。
所以，不磨气隙，或气隙太小，电路是不可能正常工作的。
（4）如果在中心磨气隙1.6mm，其电感因子经测试降为AL=59.6nH，电感因子降低了1900/59.6=31.9倍。为绕制2.1mH的电感，其圈数变为
N=（2.1×10-3/59.6×10-9）1/2=188圈，
由于电感与圈数的平方成正比，线圈圈数N只增加了188/33=5.7倍。这样，电感因子大幅度减少，而圈数增加并不多，所以磁感应强度下降了。
在磨气隙后，按式（10），磁感应强度B变为：
B=N×AL×I/Ae =188×59.6×10-9×0.3/39.6×10-6=0.084T=85mT
可见，磨气隙后，磁心的磁感应强度大幅度下降。气隙越大，磁芯的磁感应强度越低，电感线圈越不容易饱和、损耗越小，越可靠，但是用的漆包线变多了。
在85mT的磁感应强度下，即便考虑电流的波峰系数=1.7，最大的磁感应强度也不过144.5mT（加气隙后，AL值是稳定的，没有误差），那怕温度上升，磁芯也肯定不会饱和。
这个例子充分说明：如果没有气隙，在上述电流下，由于磁场强度太大，磁心会饱和。所以作为镇流器的扼流电感，磁心必须加足够大的气隙，减少其有效磁导率，用增加圈数的办法来得到所希望的电感量。因为磨气隙，电感因子AL会减少很多，但电感量是与圈数N的平方成正比，圈数增加并不多，所以磁芯的磁感应强度会大大下降，就不会饱和了。
磨气隙后，材料的有效磁导率μe和电感因子之所以会降低，是因为磁路的磁阻变大了，相当于有效长度Le加长了。由理论知，磨气隙后，存在以下关系式：
H=NI/Le
B=μeH （12）
tgδ(gap) = tgδ×(μe/μi)
以上三式表明，磁场强度H和有效磁导率μe下降，磁感应强度B亦随之下降。
在同样的电感和同样的电流下，增加气隙后，磁场强度H减少，再考虑有效磁导率μe减少，结果，带来的第一个好处是：磁感应强度（磁通密度）B必然大幅度下降，磁心就不会饱和了。式（12）中tgδ(gap) 为有气隙的损耗角正切（或损耗因子），它表示磁心的损耗。此值愈大，损耗愈大。由于μe<μi，所以增加气隙后，损耗因子减少，带来的第二个好处是磁心的损耗减少了。
经验证明：磨气隙后，还会增加磁性材料参数的的稳定性和一致性，减少磁心尺寸参数离散性的影响，带来的第三个好处是使绕制的电感一致性变好。
这里提醒一下，如果电感是外加工的，一般加工方为了节省铜材，都愿采用较小的气隙，这样做，对于镇流器来说是很危险的。因此在给外加工的加工规范中，必须对气隙做出明确而严格的规定。如果是自己绕制电感，在选用好磁心、气隙和圈数后，不要忘了按式（10）计算一下磁心的磁感应强度，判断电感在最高工作温度和最大电流下有没有饱和的可能，并留有一定的余地。
一般在已知线圈通过电流(有效值)的条件下，计算出来的磁感应强度应在200~230mT以下为宜，不能太大。如果计算出来的值达到300mT以上，磁芯不仅可能饱和，而且损耗过大，这是不能允许的。这时应加大气隙，或选用大一号的磁芯。
一般来说，磁芯尺寸愈大，气隙亦应愈大。作为经验值，我们推荐：EE13的中心气隙应≥0.4mm，EE16的中心气隙应≥0.6mm，EE19的中心气隙应≥0.8mm，EE25的中心气隙应
≥1.3~1.5mm，EE28的中心气隙应≥1.5~1.8mm，EE30的中心气隙应≥1.8~2.0mm等等。为了给气隙的选择找到一个合理的而不是盲目的依据，建议对每种规格的磁心，磨不同的气隙，计算它在不同的电流和电感量下的磁感应强度，根据磁感应强度值，来判断气隙大小是否合适。
例6 通常用磁心EE16A（A×B×C=16×7×5）来做25W以下节能灯的电感，采用0.5 ~0.8mm 的气隙，磁心的有效面积为18.4mm2，，已知灯的实测参数如下：
（1）3U15W灯：电感为4.2mH，导入阴极电流为148mA，灯功率为13.5W，电流波峰系数CCF=1.6
3U24W灯：电感为2.4mH，导入阴极电流为217mA，灯功率为22.4W，电流波峰系数CCF=1.63
试分别计算其磁感应强度，判断磁心是否会饱和？在同样的电感量下，允许流过线圈的最大电流是多少？
（2）如果磁芯的气隙为：0.5mm，磁心的电感因子为63.5nH/匝2，情况又将如何？
（3）如果设计不好，例如磁环圈数太多，驱动过分，24W的灯要求电感量为3.5mH，其它情况不变，即导入阴极电流仍为217mA，灯功率为22.4W，电流波峰系数CCF=1.6，此时情况又如何？
解：
1。气隙为0.8mm时，由例2知，磁心的电感因子为46.8nH/匝
对于15W的灯：
（1）为得到4.2mH电感，应当绕的圈数为
N=（4.2×10-3/46.8×10-9）1/2= 299圈
（2）按式（10），磁感应强度为:
B=N×AL×I/Ae=299×46.8×10-9×0.148/18.4×10-6=112mT，
即便考虑电流波峰系数为1.6，最大磁感应强度BM为:
BM=N×AL×IM/Ae=112mT×1.6=179mT
磁心也不会饱和。
（3）如果允许最大磁感应强度BM为200~230 mT，则允许流过的最大电流为
IM=BM×Ae/N×AL=（200 ~230）×0.148/112=0.264 ~0.304 A
考虑到电流波峰系数1.6，则允许流过的最大的电流有效值为（0.264 ~0.304）
A/1.6=0.165~0.190A。由于实际流过的电流为0.148A,仍有110 ~130%的富裕量，所以对15W灯来说，EE16磁心的富裕量是足够的.
对24W的灯，计算方法同上。
（1）为得到2.4mH电感，线圈的圈数为
N=（2.4×10-3/46.8×10-9）1/2= 226
（2）磁心的磁感应强度B为
B=N×AL×I/Ae=226×46.8×10-9×0.217/18.4×10-6=125mT
最大的磁感应强度BM
BM=N×AL×IM/Ae=125mT×1.53=191mT
（3）如果允许最大磁感应强度为200 ~230 mT则允许流过的最大电流为
IM= BM×Ae/N×AL=（200 ~230）×0.217/125=0.347 ~0.399 A。考虑到电流波峰系数1.63，最大的电流有效值为（0.347 ~0.399 ）A ）/1.63=0.212 ~0.245 A。与实际的电流有效值0.217A 相比，基本上没有什么富裕量了。
2。气隙为0.5mm时，磁心的电感因子为63.5nH/匝2
对于15W的灯：
（1）为得到4.2mH电感，应当绕的圈数为
N=（4.2×10-3/63.5×10-9）1/2= 257圈
（2）按式（10），磁感应强度为:
B=N×AL×I/Ae=257×63.5×10-9×0.148/18.4×10-6=131mT。
与0.8气隙相比，减少气隙，线圈圈数减少了，但磁芯中磁感应强度变大了，这时磁芯中损耗也会增加。
本例中，对15W的灯，如气隙为0.5mm即便考虑电流波峰系数为1.6，最大磁感应强度BM也不过为:
BM=N×AL×IM/Ae=131mT×1.6=210mT
磁心不会饱和，还是有一些富裕量。
对24W的灯
（1）为得到2.4mH电感，线圈的圈数为
N=（2.4×10-3/63.5×10-9）1/2= 194
（2）磁心的磁感应强度B为
B=N×AL×I/Ae=194×63.5×10-9×0.217/18.4×10-6=145mT，
考虑电流波峰系数为1.6，最大磁感应强度BM为:
BM=N×AL×IM/Ae=145mT×1.6=232mT
磁心虽不会饱和，但已接近允许最大磁感应强度BM。所以，对于24W功率的灯，还是用0.8mm气隙为好。
由以上计算表明，对15W的灯，由于电流及功率较小，EE16磁芯采用0.5 mm的气隙是可以的、合适的；对于24W的灯，由于电流较大，建议采用0.8 mm的气隙。
3。如24W灯要求电感量为3.5mH，流过电感的电流仍为217mA，此时为得到所需要的电感量，线圈的圈数为：
N=（3.5×10-3/63.5×10-9）1/2= 235
磁心的磁感应强度变为：
B=235×63.5×10-9×0.217/18.4×10-6=175mT
考虑电流波峰系数为1.6，最大磁感应强度BM为:
BM=N×AL×IM/Ae=175mT×1.6=280mT
这种情况下，磁芯中的磁感应强度超过了所推荐的200 ~230 mT。极容易变为饱和，且损耗增大，电路变得不可靠了。
由此看来，在磁芯尺寸一定的条件下，电感量越大，气隙越小，磁芯中磁感应强度越大，在同样的电流下，越容易造成电感饱和。而且，磁芯中的损耗也随磁感应强度变大而增加，发热也越来越严重，电路越不可靠。
四．线圈中电流之计算及线径的选择
为了合理选择漆包线的线径，必须知道流过电感的电流。在图6（a)的单启动电容的电路中，流过电感的电流，等于导入阴极电流（它等于灯管电流与灯丝电流之向量和，即其平方之和的根值），一般可由仪器测得。在双启动电容图6(b)中，仪器所测的导入阴极电流，已不正确，比实际流过电感的电流少，应加以修正。考虑到辅助启动电容C2并在灯管两端，与启动电容C1上的高频电压差不多相等，流过C2的电流与流过C1的灯丝电流同相，且大小与其容量成正比，因此可用电流IF'=（1+C2/C1）IF，代替原来的灯丝电流，然后根据修正后的这一电流，求出它与灯管电流的向量和，即它的平方值与灯管电流的平方值之和，再求出其根值，就可以得到真正流过电感的电流了。
图6 流过电感的电流
例7 某55W电子镇流器，实际输入功率为40.2W，采用单启动电容8n2，用电感
L=2.3mH，由电子镇流器综合测试仪测得的灯管电流为0.322A，灯丝电流为0.157A，导入阴极电流为0.361A，试计算其电感线圈的圈数和线径。
解：考虑其电流较大，这里选用EE25A磁心（25×10×6，中心磨气隙1.5mm。用100匝的线圈去测得该磁心的电感为596μH，由此可以算出其AL值为596/1002=59.6nH/匝2
1）线圈的圈数
为绕制2.3mH的电感，按公式（7），线圈的圈数
N=（L/AL）1/2=（2.3×106/59.6)1/2=196匝
2）线圈的线径
表1 为漆包线的标称直径、铜心截面积以及其载流量等。一般导线的电流密度按2.5A~4A 来选取，由表1知，为通过0.361A的电流，导线的载流截面积应为0.08~0.10mm2，可以选用φ0.31或φ0.33的漆包线,其载流截面积分别为0.076、0.0855mm2。计算线圈占用空间时，应考虑漆层厚度，根据表1的最大外径，其实际占用面积分别为0.108、0.119mm2。为经济计,这里选用φ0.31的线，其实际面积为0.108mm2。
3）线圈是否绕得下？窗口是否够？
用一股φ0.31的线，线圈占用的面积为196×1×0.108=21.2 mm2。EE25的窗口面积为42mm2左右，完全绕得下。经试绕后,磁心窗口确实尚有较大的空隙。
4）计算磁芯的最大磁感应强度B
按公式（10），磁芯的磁感应强度B=N×AL×I/Ae
这里I应按最大电流考虑，即它的有效值再乘以电流波峰系数1.7，Ae为磁芯的有效截面积，对EE25A 为39.6mm2，得磁芯的最大磁感应强度：
BM=196×59.6×10-9×0.322×1.7/39。6×10-6=0.161T=161mT，
比一般推荐的磁感应强度200~230mT值低。工作时，不会有饱和问题，损耗也不会太大。根据磁感应强度值可以判断，我们选择气隙的大小基本上是合适的。
装入整灯实际使用后,电感线圈及磁心的温度都不高,可见,磁心尺寸及漆包线线径的选择是合适的。
例8 某75W电子镇流器，实际输入功率为56.7W，采用双启动电容，有灯丝电流的电容
C1=4n7，辅助启动电容C2=6n8，电感L=2.6mH。
由镇流器综合测试仪测得的灯管电流值为0.322A，灯丝电流为0.157A，导入阴极电流为0.361A，试计算其电感。
解：考虑其电流更大一些，这里选用EE28磁心，中心磨气隙1.8mm。
为了求得线圈的圈数，必须知道磁心的AL值。为此，可用100匝的线圈去测得磁心的电感为850μH，由此可以算出其AL值为850/1002=85.0nH/匝2。
1）线圈的圈数
为绕制2.6mH的电感，线圈的圈数N=（L/AL）1/2=（2.6×106/85.0）1/2=168匝。
2）线圈的线径
由于采用双启动电容，仪器所测得的导入阴极电流已不是真正流过线圈的电流，必须加以
修正。修正后与灯管并联的容性电流=（1+C2/C1）0.157A=（1+6.8/4.7）0.157A=0.424A，由此可算出流过线圈的电流为修正后的容性电流与灯管电流的向量和，即
(0.3222+0.4242)1/2=0.532A.
由表1知，为通过0.532A的电流，导线的载流截面积应为0.16mm2，可以选用φ0.45的漆包线,考虑到趋肤效应,这里选用φ0.29的线双股并绕,其有效线径为1.414×φ0.29=0.41mm，考虑漆包层，其单股实际截面积为0.096mm2。。如嫌线稍细一些，可选用φ0.31的线双股并绕更好。
3）所占用窗口的空间
168×2×0.096=32.3mm2，窗口空间足够。经试绕后,磁心窗口确实尚有一定空隙。
4）计算磁芯的最大磁感应强度BM
磁芯的磁感应强度BM=N×AL×I/Ae=
168×85.0×10-9×0.532×1.7/71.6×10-6=0.180T=180mT
低于推荐值200mT，不会有饱和问题。经试绕后,装入整灯实际使用后,电感线圈及磁芯的温度也都不高,可见,上述磁芯尺寸、气隙大小及漆包线线径的选择是合适的。
在计算漆包线的的电流密度和线的载流截面积时，可按其标称值计算。供应商提供的漆包线规格，均是线材的裸径，不包含漆膜厚度，勿须考虑再减去漆包线的绝缘厚度。一般漆膜的厚度在0.01~0.04mm左右，线径细的，绝缘厚度小一些，而线径粗的，绝缘厚度大一些。在计算线圈占用窗口面积时，应考虑加漆包线漆层厚度后，比漆包线标称值要大，在表1中给出了漆包线最大外径，可按此值，计算其实际截面积，以免磁心的窗口装不下。
例9。计算某有源功率因数校正器的升压电感，电路的输入电压范围为180-265V，直流输出电压为400V，最大输出功率为80W，变换器的效率η为0.95。
根据文献1第七章公式(7-11)知，升压电感L的计算公式为:
上式中取最低的开关频率为fsw=30kHZ（开关频率一般应不低于23kHZ），在最大的输入线电压VIMAX=265V，且sinΩt=1时，计算电感，并将已知数据代入式（13），得
（注：以下公式仅针对CCM模式） 1.占空比 (Vi-Vo)*Ton/L=Vo*Toff/L D=Vo/Vi D—占空比 2.电感 dIL= (Vi-Vo)*Ton/L dIL== L=5(Vi-Vo)Vo*T/(Vi*Io) IL_avg = Io IL_peak= IL_rms=ILavg*(1+12) L电感量的选取原则使电感纹波电流为电感电流的20%（可根据应用改变）dIL—电感纹波电流峰峰值 IL_avg—电感电流平均值 IL_peak—电感峰值电流 IL_rms—电感电流有效值 3.xx二极管 Id_peak= Vrd=Vi Id_peak—续流二极管峰值电流
Vrd—续流二级管反向耐压（Ton期间） 4.开关管 Isw_peak= Vsw_peak =Vi Isw_peak—开关管峰值电流 Vsw_peak—开关管耐压（Toff期间） 5.输出电容 Icin_rms = [(Io-Iin)D+Iin(1-D)] Ico_rms=dIL/ 电容选取：耐压、纹波电流、电容量 Icin_rms—输入电容的纹波电流有效值 Ico_rms—是输出电容的纹波电流有效值 技术资料，仅供参考 这里具体采用上海芯龙半导体有限公司降压IC举例说明 电源管理IC降压型电路电感应用XL4003 ①(（Vi-Vo)/L)*D=（Vo/L）*(1-D)已知输入电压Vi，输出电压Vo,求出D;22 D=Vo/Vi ②Io 为设定值已知输出电流Io; ③Ton=T*D 求出Ton ④((Vi-Vo)/L)Ton=dI=*Io可求出L. L=((Vi-Vo) *Ton)/*Io)
深入剖析电感电流 DC/DC电路中电感的选择 原文：Fairchild Semic on ductor AB-12 : In sight into In ductor Curre nt 翻译：frm （注：只有充分理解电感在DC/DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC/DC 电路。本文还包括对同步DC/DC及异步DC/DC既念的解释。） 简介 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择 电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L （C是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中（Fairchild 典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND V JM A S悟怕1 DC Output Voltage * State 2 Figure 1. Basic Switching Action of a Converter 在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side ”）MOSFE连接到输入电压。在状态2过程中，电感连接到GND由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“ low-side ”）MOSFE接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus ）”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2 过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输 出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。
电感电容的频率特性 结论 电感：通直流阻交流，通低频阻高频，其感抗XL=wL； 电容：通交流阻直流，通高频阻低频，其容抗Xc=1/wC 。（匹配要点） 电感越大，阻抗越大，交流信号更不易通过；电容越大，阻抗越小，交流信号更易通过。 当工作频率达到电感（电容）的自谐振频率(w＝√LC)，对电流的阻抗Z最大（最小）。 磁珠 对低频基本没什么衰减（相当于电感），对高频有较强衰减。 解释 1、当交流信号通过线圈时，线圈两端将会产生自感电动势，自感电动势的方向与外加电压的方向相反，阻碍交流的通过，频率越高，自感电动势越大，线圈阻抗越大。 采用容抗公式分析电容，当频率越高，容抗（阻抗）越小，高频更容易通过。 2、电容器有一个充放电的时间问题。当交流电的正半周，给电容器充电的瞬间，电路是有电流流过的，相当于通路，一旦电容器充电完毕，则电路就没有电流流过了，相当于断路。当交流电的负半周到来时，又将产生电流，先抵消掉原来充在电容上的那个相反的电荷，在继续充电至充满。 现在假设电容器需要的充电时间t一定，则 （1）当一个频率较高的交流电正半周结束时，假设电容器容量够大，还未充满电，负半周就到来了，则这电路会一直流着电流，相当于这电容器对这个高频的交流电来说，是通路的。 （2）如果这个交流电的频率较低，正半周将电容器充满电荷以后，负半周仍未到来，则电流会在中途断流，则电容器对于这个低频的交流电来说，就不是完全通路了，只是有一定的阻抗 （3）如果充电的时间相对于那个频率的交流电的半周期来讲，是极短的，那么电容器就可以认为完全断路，没有电流流过。 阻抗概念 1、在具有电阻、电感和电容的电路里，对电路中的电流所起的阻碍作用叫做阻抗。阻抗常用Z表示，是一个复数，实部为电阻，虚部为电抗，其中电容在电路中对交流电所起的阻碍作用称为容抗，电感在电路中对交流电所起的阻碍作用称为感抗，电容和电感在电
为开关电源选择合适的电感 电感是开关电源中常用的元件，由于它的电流、电压相位不同，所以理论上损耗为零。电感常为储能元件，也常与电容一起用在输入滤波和输出滤波电路上，用来平滑电流。电感也被称为扼流圈，特点是流过其上的电流有“很大的惯性”。换句话说，由于磁通连续特性，电感上的电流必须是连续的，否则将会产生很大的电压尖峰。 电感为磁性元件，自然有磁饱和的问题。有的应用允许电感饱和，有的应用允许电感从一定电流值开始进入饱和，也有的应用不允许电感出现饱和，这要求在具体线路中进行区分。大多数情况下，电感工作在“线性区”，此时电感值为一常数，不随着端电压与电流而变化。但是，开关电源存在一个不可忽视的问题，即电感的绕线将导致两个分布参数(或寄生参数)，一个是不可避免的绕线电阻，另一个是与绕制工艺、材料有关的分布式杂散电容。 杂散电容在低频时影响不大，但随频率的提高而渐显出来，当频率高到某个值以上时，电感也许变成电容特性了。如果将杂散电容“集”为一个电容，则从电感的等效电路可以看出在某一频率后所呈现的电容特性。 当分析电感在线路中的工作状况或者绘制电压电流波形图时，不妨考虑下面几个特点： 1. 当电感L 中有电流I 流过时，电感储存的能量为： E＝0.5×L×I2 (1) 2. 在一个开关周期中，电感电流的变化(纹波电流峰峰值)与电感两端电压的关系为： V＝(L×di)/dt (2) 由此可看出，纹波电流的大小跟电感值有关。 3. 就像电容有充、放电电流一样，电感器也有充、放电电压过程。电容上的电压与电流的积分(安·秒)成正比，电感上的电流与电压的积分(伏·秒)成正比。只要电感电压变化，电流变化率di/dt 也将变化；正向电压使电流线性上升，反向电压使电流线性下降。 计算出正确的电感值对选用合适的电感和输出电容以获得最小的输出电压纹波而言非常重要 从图1 可以看出，流过开关电源电感器的电流由交流和直流两种分量组成，因为交流分量具有较高的频率，所以它会通过输出电容流入地，产生相应的输出纹波电压dv=di×RESR。这个纹波电压应尽可能低，以免影响电源系统的正常操作，一般要求峰峰值为10mV~500mV。 纹波电流的大小同样会影响电感器和输出电容的尺寸，纹波电流一般设定为最大输出电流的10%~30%，因此对降压型电源来说，流过电感的电流峰值比电源输出电流大5%~15%。 降压型开关电源的电感选择 为降压型开关电源选择电感器时，需要确定最大输入电压、输出电压、电源开关频率、最大
SMD Type Power Inductors FPI Series FPI Series Unshielded Power Inductors. On-Board Type Coils / Chip Inductors Unit:mm Features 1.Excellent solderability and high heat resistance 2.Excellent terminal strength construction. 3.Packed in embossed carrier tape and can be used by automatic mounting machine. 4.The products contain no lead and also support lead-free soldering. Applications Power supply for VCR,OA equipment ,LCD television set notebook, DC to DC converters, DC to AC inverters etc. Dimensions 1. 2. 3. 4. VCR - - Lead Free Part Numbering A A : Series B : Dimension A x C C : Lead Free Code D : Inductance 1R0=1.0uH E : Inductance Tolerance K= 10%, M= 20% B C D E FPI 0302 F 1R0 M
为DC/DC转换器选择正确的电感器与电容器 随着手机、PDA以及其它便携式电子产品在不断小型化，其复杂性同时也在相应提高，这使设计工程师面临的问题越来越多，如电池使用寿命、占板空间、散热或功耗等。 使用DC/DC转换器主要是为了提高效率。很多设计都要求将电池电压转换成较低的供电电压，尽管采用线性稳压器即可实现这一转换，但它并不能达到基于开关稳压器设计的高效率。本文将介绍设计工程师在权衡解决方案的占用空间、性能以及成本时必须要面对的常见问题。 大信号与小信号响应 开关转换器采用非常复杂的稳压方法保持重/轻负载时的高效率。现在的CPU内核电源要求稳压器提供快速而通畅的大信号响应。例如，当处理器从空闲模式切换至全速工作模式时，内核吸收的电流会从几十微安很快地上升到数百毫安。 随着负载条件变化，环路会迅速响应新的要求，以便将电压控制在稳压限制范围之内。负载变化幅度和速率决定环路响应是大信号响应还是小信号响应。我们可根据稳态工作点定义小信号参数。因此，我们一般将低于稳态工作点10％的变化称为小信号变化。 实际上，误差放大器处于压摆范围(slew limit)内，由于负载瞬态发生速度超过误差放大器的响应速度，放大器并不控制环路，所以，在电感器电流达到要求之前，由输出电容器满足瞬态电流要求。 大信号响应会暂时使环路停止工作。不过，在进入和退出大信号响应之前，环路必须提供良好的响应。环路带宽越高，负载瞬态响应速度就越快。 从小信号角度来看，尽管稳压环路可以提供足够的增益和相位裕度，但是开关转换器在线路或负载瞬态期间仍然可能出现不稳定状态和振铃现象。在选择外部元件时，电源设计工程师应意识到这些局限性，否则其设计就有可能遇到麻烦。 电感器选型 以图1所示的基本降压稳压器为例，说明电感器的选型。 对大多数TPS6220x应用而言，电感器的电感值范围为4.7uH～10uH。电感值的选择取决于期望的纹波电流。一般建议纹波电流应低于平均电感电流的20％。如等式1所示，较高的VIN或VOUT也会增加纹波电流。电感器当然必须能够在不造成磁芯饱和(意味着电感损失)情况下处理峰值开关电流。 以增加输出电压纹波为代价，使用低值电感器便可提高输出电流变化速度，从而改善转换器的负载瞬态响应。高值电感器则可以降低纹波电流和磁芯磁滞损耗。 可将线圈总损耗结合到损耗电阻(Rs)中，该电阻与理想电感(Ls)串联，组成了一个如图1所示的简化等效电路。 尽管Rs损耗与频率有关，但在产品说明书中仍对直流电阻(RDC)进行了定义。该电阻取决于所采用的材料或贴片电感器的构造类型，在室温条件下通过简单的电阻测量即可获得。RDC的大小直接影响线圈的温度上升。因此，应当避免长时间超过电流额定值。
电感和磁珠的选型 在电子设备的PCB 板电路中会大量使用感性元件和EMI滤波器元件。这些元件包括片式电感和片式磁珠，以下就这两种器件的特点进行描述并分析他们的普通应用场合以及特殊应用场合。 表面贴装元件的好处在于小的封装尺寸和能够满足实际空间的要求。除了阻抗值，载流能力以及其他类似物理特性不同外，通孔接插件和表面贴装器件的其他性能特点基本相同。片式电感 在需要使用片式电感的场合，要求电感实现以下两个基本功能：电路谐振和扼流电抗。谐振电路包括谐振发生电路，振荡电路，时钟电路，脉冲电路，波形发生电路等等。谐振电路还包括高Q带通滤波器电路。 要使电路产生谐振，必须有电容和电感同时存在于电路中。在电感的两端存在寄生电容，这是由于器件两个电极之间的铁氧体本体相当于电容介质而产生的。在谐振电路中，电感必须具有高Q，窄的电感偏差，稳定的温度系数，才能达到谐振电路窄带，低的频率温度漂移的 要求。 高Q 电路具有尖锐的谐振峰值。窄的电感偏置保证谐振频率偏差尽量小。稳定的温度系数保证谐振频率具有稳定的温度变化特性。 标准的径向引出电感和轴向引出电感以及片式电感的差异仅仅在于封装不一样。电感结构包括介质材料（通常为氧化铝陶瓷材料）上绕制线圈，或者空心线圈以及铁磁性材料上绕制线圈。 在功率应用场合，作为扼流圈使用时，电感的主要参数是直流电阻（DCR）,额定电流，和低Q 值。当作为滤波器使用时，希望宽带宽特性，因此，并不需要电感的高Q 特性。低的DCR 可以保证最小的电压降，DCR 定义为元件在没有交流信号下的直流电阻。 片式磁珠 片式磁珠的功能主要是消除存在于传输线结构（PCB 电路）中的RF噪声,RF能量是叠加在直流传输电平上的交流正弦波成分，直流成分是需要的有用信号,而射频RF能量却是无用的电磁干扰沿着线路传输和辐射（EMI）。要消除这些不需要的信号能量，使用片式磁珠扮演高频电阻的角色（衰减器），该器件允许直流信号通过，而滤除交流信号。通常高频信号为30MHz 以上，然而，低频信号也会受到片式磁珠的影响。
DC_DC电感选型指南 一：电感主要参数意义 DC-DC外围电感选型需要考虑以下几个参数：电感量L，自谐频率f0,内阻DCR，饱和电流Isat，有效电流Irms。 电感量L：L越大，储能能力越强，纹波越小，所需的滤波电容也就小。但是L 越大，通常要求电感尺寸也会变大，DCR增加。导致DC-DC效率降低。相应的电感成本也会增加。 自谐频率f0：由于电感中存在寄生电容，使得电感存在一个自谐振频率。超过此F0是，电感表现为电容效应，低于此F0，电感才表现为电感效应（阻抗随频率增大而增加）。 内阻DCR：指电感的直流阻抗。该内阻造成I2R的能量损耗，一方面造成DC-DC 降低效率，同时也是导致电感发热的主要原因。 饱和电流Isat：通常指电感量下降30%时对应的DC电流值。 有效电流Irms：通常指是电感表面温度上升到40度时的等效电流值。 二：DC-DC电感选型步骤 1，根据DC-DC的输入输出特性计算所需的最小电感量。 对于Buck型DC-DC，计算公式如下 Lmin=【V out*（1-V out/Vinmax）】/Fsw*Irpp 其中：Vinmax = maximum input voltage Vout = output voltage fsw = switching frequency Irpp = inductor peak-to-peak ripple current 通常将Irpp控制在50%的输出额定电流Irate。则上述公式变化如下： Lmin=2*【V out*（1-V out/Vinmax）】/Fsw*Irate 对于Boost型DC—DC的Lmin电感计算公式如下： Lmin=2*【Vinmax*（1-Vinmax/V out）】/Fsw*Irate 2，根据电感的精度，计算出有一定裕量的电感值例如：对于20%精度的电感，考虑到5%的设计裕量。则Dc-DC所需的电感为 L=1.25*Lmin
电容电感的选择及EMI中的应用 电容电感的选择及EMI中的应用 云母电容: 用金属箔或者在云母片上喷涂银层做电极板，极板和云母一层一层叠合后，再压铸在胶木粉或封固在环氧树脂中制成。它的特点是介质损耗小，绝缘电阻大、温度系数小，适宜用于高频电路。 陶瓷电容: 用陶瓷做介质，在陶瓷基体两面喷涂银层，然后烧成银质薄膜做极板制成。它的特点是体积小，耐热性好、损耗小、绝缘电阻高，但容量小，适宜用于高频电路。 铁电陶瓷电容容量较大，但是损耗和温度系数较大，适宜用于低频电路。 薄膜电容: 结构和纸介电容相同，介质是涤纶或者聚苯乙烯。涤纶薄膜电容，介电常数较高，体积小，容量大，稳定性较好，适宜做旁路电容。 聚苯乙烯薄膜电容，介质损耗小，绝缘电阻高，但是温度系数大，可用于高频电路。 金属化纸介电容 结构和纸介电容基本相同。它是在电容器纸上覆上一层金属膜来代替金属箔，体积小，容量较大，一般用在低频电路中。 油浸纸介电容: 它是把纸介电容浸在经过特别处理的油里，能增强它的耐压。它的特点是电容量大、耐压高，但是体积较大。 铝电解电容: 它是由铝圆筒做负极，里面装有液体电解质，插入一片弯曲的铝带做正极制成。还需要经过直流电压处理，使正极片上形成一层氧化膜做介质。它的特点是容量大，但是漏电大，稳定性差，有正负极性，适宜用于电源滤波或者低频电路中。使用的时候，正负极不要接反。 钽、铌电解电容: 它用金属钽或者铌做正极，用稀硫酸等配液做负极，用钽或铌表面生成的氧化膜做介质制成。它的特点是体积小、容量大、性能稳定、寿命长、绝缘电阻大、温度特性好。用在要求较高的设备中。 半可变电容: 也叫做微调电容。它是由两片或者两组小型金属弹片，中间夹着介质制成。调节的时候改变两片之间的距离或者面积。它的介质有空气、陶瓷、云母、薄膜等。 可变电容: 它由一组定片和一组动片组成，它的容量随着动片的转动可以连续改变。把两组可变电容装在一起同轴转动，叫做双连。可变电容的介质有空气和聚苯乙烯两种。空气介质可变电容体积大，损耗小，多用在电子管收音机中。聚苯乙烯介质可变电容做成密封式的，体积小，多用在晶体管收音机中。 NPO(COG):电气性能最稳定，基本上不随温度、电压与时间的改变面改变，适用于对稳定性要求高的高频电路；
电感 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注与解释：电感上的DC 电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC 滤波电路中的L（C 是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。在降压转换中（Fairchild 典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC 输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。 在状态1 过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET 连接到输入电压。在状态2 过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET 接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态 1 过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2 过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式： V=L(dI/dt) 因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2 所示： 通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为DC 电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式，我们可以计算出峰值电流： 其中，ton 是状态1 的时间，T 是开关周期（开关频率的倒数），DC 为状态1 的占空比。 警告：上面的计算是假设各元器件（MOSFET 上的导通压降，电感的导通压降或异步电路中肖特基二极管的正向压降）上的压降对比输入和输出电压是可以忽略的。 如果，器件的下降不可忽略，就要用下列公式作精确计算： 同步转换电路： 异步转换电路：
电容 电容（或电容量, Capacitance）指的是在给定电位差下的电荷储藏量；记为C，国际单位是法拉（F）。一般来说，电荷在电场中会受力而移动，当导体之间有了介质，则阻碍了电荷移动而使得电荷累积在导体上；造成电荷的累积储存，最常见的例子就是两片平行金属板。也是电容器的俗称。 电容（或称电容量）是表征电容器容纳电荷本领的物理量。我们把电容器的两极板间的电势差增加1伏所需的电量，叫做电容器的电容。电容器从物理学上讲，它是一种静态电荷存储介质（就像一只水桶一样，你可以把电荷充存进去，在没有放电回路的[1]情况下，刨除介质漏电自放电效应/电解电容比较明显，可能电荷会永久存在，这是它的特征），它的用途较广，它是电子、电力领域中不可缺少的电子元件。主要用于电源滤波、信号滤波、信号耦合、谐振、隔直流等电路中。 电容的符号是C。 C=εS/d=εS/4πkd(真空)=Q/U 在国际单位制里，电容的单位是法拉，简称法，符号是F,常用的电容单位有毫法(mF)、微法(μF)、纳法(nF)和皮法(pF)(皮法又称微微法)等， 换算关系是： 1法拉(F)= 1000毫法(mF)＝1000000微法(μF) 1微法(μF)= 1000纳法(nF)= 1000000皮法(pF)。 电子电路中，只有在电容器充电过程中，才有电流流过，充电过程结束后，电容器是不能通过直流电的，在电路中起着“隔直流”的作用。电路中，电容器常被用作耦合、旁路、滤波等，都是利用它“通交流，隔直流”的特性。那么交流电为什么能够通过电容器呢？我们先来看看交流电的特点。交流电不仅方向往复交变，它的大小也在按规律变化。电容器接在交流电源上，电容器连续地充电、放电，电路中就会流过与交流电变化规律一致(相位不同)的充电电流和放电电流。 电容器的选用涉及到很多问题。首先是耐压的问题。加在一个电容器的两端的电压超过了它的额定电压，电容器就会被击穿损坏。一般电解电容的耐压分档为6.3V，10V，16V，25V，50V等。 电感 电感是指线圈在磁场中活动时，所能感应到的电流的强度，单位是“亨利”（H）。也指利用此性质制成的元件。 电感器（电感线圈）和变压器均是用绝缘导线（例如漆包线、纱包线等）绕制而成的电磁感应元件，也是电子电路中常用的元器件之一，相关产品如共模滤波器等。 电感简介 diàn’gǎn [INDUCTOR] ，复数：INDUCTORS 电感器（电感线圈）和变压器均是用绝缘导线（例如漆包线、纱包线等）绕制而成的电磁感应元件，也是电子电路中常用的元器件之一，相关产品如共模滤波器等。 编辑本段自感与互感 自感
DC-DC升压型稳压器选型指南 概述 Sipex半导体公司的DC/DC升压稳压器可使用单片锂电池或2节干电池做为输入电源。升压稳压器可把输入电压升到期望的水平。高效开关模式电源方案能够提供更长的电池寿命、更少的热量和更小的尺寸。DC/DC升压稳压器普遍用于计算机相关产品、便携式产品。 DC/DC升压稳压器原理 DC/DC升压有三种基本工作方式： 一种是电感电流处于连续工作模式，即电感上电流一直有电流； 一种是电感电流处于断续工作模式，即在开关截止末期电感上电流发生断流； 还有一种是电感电流处于临界连续模式，即在开关截止期间电感电流刚好变为“0”时，开关又导通给电感储能。 特性 高效率 低静态电流：低至10μA 简单、低成本电路 应用场合 相机闪光 无线鼠标 MP3播放器 PDA（掌上电 脑） 手持GPRS 系统 便携式医疗 器械 便携式测量
仪器 手持通信器 典型器件 SP6641A/B特性 极低的静态电流：10μA 宽范围的输入电压：0.9V～4.5V 1.3V输入对应90mA的IOUT （SP6641A-3.3V） 2.6V输入对应500mA的IOUT （SP6641B- 3.3V） 2.0V输入对应100mA的IOUT （SP6641A-5.0V） 3.3V输入对应500mA的IOUT （SP6641B-5.0V） 固定的3.3V或5.0V的输出电压 高达87﹪的效率 0.3Ω的NFET RDSon 0.9V就可确保器件启动 0.33A的电感电流限制（SP6641A） 1A的电感电流限制（SP6641B） 逻辑关断控制 SOT-23-5封装 SP6648特性 极低的12uA的静态电流 2.6V的输入对应400mA的输出电流： 3.3VOUT 从2节电池到 3.3VOUT，效率可达到94﹪ 很宽的输入工作电压范围：0.85V～4.5V 3.3V的固定或可调输出 集成的同步整流器：0.3Ω 0.3Ω的开关 抗振铃开关技术 电感器峰值电流可编程
电感 电感是闭合回路的一种属性，是一个物理量。当线圈通过电流后，在线圈中形成磁场感应，感应磁场又会产生感应电流来抵制通过线圈中的电流。这种电流与线圈的相互作用关系称为电的感抗，也就是电感，单位是“亨利（H）”，以美国科学家约瑟夫·亨利命名。它是描述由于线圈电流变化，在本线圈中或在另一线圈中引起感应电动势效应的电路参数。 电感是自感和互感的总称。提供电感的器件称为电感器。[1]中文名 电感 外文名 inductance 实质 闭合回路的一种属性，一种物理量 单位 亨利（H） 目录 1. 1定义 2. ?自感 3. ?互感 1. 2单位及换算 2. 3计算公式
3. ?自感 1. ?互感 2. ?三相制均衡输电线的电感 定义编辑 导体的一种性质，用导体中感生的电动势或电压与产生此电压的电流变化率之比来量度。稳恒电流产生稳定的磁场，不断变化的电流(交流)或涨落的直流产生变化的磁场，变化的磁场反过来使处于此磁场的导体感生电动势。感生电动势的大小与电流的变化率成正比。比例因数称为电感，以符号L表示，单位为亨利(H)。[2] 电感是闭合回路的一种属性，即当通过闭合回路的电流改变时，会出现电动势来抵抗电流的改变。这种电感称为自感（self-inductance），是闭合回路自己本身的属性。假设一个闭合回路的电流改变，由于感应作用而产生电动势于另外一个闭合回路，这种电感称为互感（mutual inductance）。自感 当线圈中有电流通过时，线圈的周围就会产生磁场。当线圈中电流发生变化时，其周围的磁场也产生相应的变化，此变化的磁场可使线圈自身产生感应电动势（感生电动势）（电动势用以表示有源元件理想电源的端电压），这就是自感。
随着手机、PDA以及其它便携式电子产品在不断小型化，其复杂性同时也在相应提高，这使设计工程师面临的问题越来越多，如电池使用寿命、占板空间、散热或功耗等。 使用DC/DC转换器主要是为了提高效率。很多设计都要求将电池电压转换成较低的供电电压，尽管采用线性稳压器即可实现这一转换，但它并不能达到基于开关稳压器设计的高效率。本文将介绍设计工程师在权衡解决方案的占用空间、性能以及成本时必须要面对的常见问题。 大信号与小信号响应 开关转换器采用非常复杂的稳压方法保持重/轻负载时的高效率。现在的CPU内核电源要求稳压器提供快速而通畅的大信号响应。例如，当处理器从空闲模式切换至全速工作模式时，内核吸收的电流会从几十微安很快地上升到数百毫安。 随着负载条件变化，环路会迅速响应新的要求，以便将电压控制在稳压限制范围之内。负载变化幅度和速率决定环路响应是大信号响应还是小信号响应。我们可根据稳态工作点定义小信号参数。因此，我们一般将低于稳态工作点10％的变化称为小信号变化。 实际上，误差放大器处于压摆范围(slew limit)内，由于负载瞬态发生速度超过误差放大器的响应速度，放大器并不控制环路，所以，在电感器电流达到要求之前，由输出电容器满足瞬态电流要求。
大信号响应会暂时使环路停止工作。不过，在进入和退出大信号响应之前，环路必须提供良好的响应。环路带宽越高，负载瞬态响应速度就越快。 从小信号角度来看，尽管稳压环路可以提供足够的增益和相位裕度，但是开关转换器在线路或负载瞬态期间仍然可能出现不稳定状态和 振铃现象。在选择外部元件时，电源设计工程师应意识到这些局限性，否则其设计就有可能遇到麻烦。 电感器选型 以图1所示的基本降压稳压器为例，说明电感器的选型。 对大多数TPS6220x应用而言，电感器的电感值范围为4.7uH～10uH。电感值的选择取决于期望的纹波电流。一般建议纹波电流应低于平均电感电流的20％。如等式1所示，较高的V IN或V OUT也会增加纹波电流。电感器当然必须能够在不造成磁芯饱和(意味着电感损失)情况下处理峰值开关电流。 以增加输出电压纹波为代价，使用低值电感器便可提高输出电流变化速度，从而改善转换器的负载瞬态响应。高值电感器则可以降低纹波电流和磁芯磁滞损耗。
电感线圈的选用常识 絕大多數的電子元器件，如電阻器、電容器。揚聲器等，都是生産部門根據規定的标準和系列進行生産的成品供選用。而電感線圈隻有一部分如阻流圈、低頻阻流圈，振蕩線圈和LG固定電感線圈等是按規定的标準生産出來的産品，絕大多數的電感線圈是非标準件，往往要根據實際的需要，自行制作。由于電感線圈的應用極爲廣泛，如LC濾波電路、調諧放大電路、振蕩電路、均衡電路、去耦電路等等都會用到電感線圈。要想正确地用好線圈，還是一件較複雜的事情；這裏提到的一些知識，有的是根據一些人的實踐經驗，隻供讀者參考。 1〃電感線圈的串、并聯 每一隻電感線圈都具有一定的電感量。如果将兩隻或兩隻以上的電感線圈串聯起來總電感量是增大的，串聯後的總電感量爲： L串= L1+L2+L3+L4…… 線圈并聯起來以後總電感量是減小的，并聯後的總電感量爲： L并= 1/(1/L1+1/L2+1/L3+1/L4+……) 上述的計算公式，是針對每隻線圈的磁場各自隔離而不相接觸的情況，如果磁場彼此發生接觸，就要另作考慮了。2〃電感線圈的檢測 在選擇和使用電感線圈時，首先要想到線圈的檢查測量，而後去判斷線圈的質量好壞和優劣。欲準确檢測電感線圈的電感量和品質因數Q，一般均需要專門儀器，而且測試方法較爲複雜。在實際工作中，一般不進行這種檢測，僅進行線圈的通斷檢查和Q值的大小判斷。可先利用萬用表電阻檔測量線圈的直流電阻，再與原确定的阻值或标稱阻值相比較，如果所測阻值比原确定阻值或标稱阻值增大許多，甚至指針不動（阻值趨向無窮大X 可判斷線圈斷線；若所測阻值極小，則判定是嚴重短路萬果局部短路是很難比較出來人這兩種情況出現，可以判定此線圈是壞的，不能用。如果檢測電阻與原确定的或标稱阻值相差不大，可判定此線圈是好的。此種情況，我們就可以根據以下幾種情況，去判斷線圈的質量即Q值的大小。線圈的電感量相同時，其直流電阻越小，Q值越高；所用導線的直徑越大，其Q值越大；若采用多股線繞制時，導線的股數越多，Q值越高；線圈骨架（或鐵芯）所用材料的損耗越小，其Q值越高。例如，高矽矽鋼片做鐵芯時，其Q值較用普通矽鋼片做鐵芯時高；線圈分布電容和漏磁越小，其Q值越高。例如，蜂房式繞法的線圈，其Q值較平繞時爲高，比亂繞時也高；線圈無屏蔽罩，安
DC-DC升压和降压电路电感参数选择 注：只有充分理解电感在DC-DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC-DC电路。本文还包括对同步DC-DC及异步DC-DC概念的解释。 DC-DC电路电感的选择简介 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L（C是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。 在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。在状态2过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式： V=L(dI/dt)
再谈电阻、电容、三极管等电子元件基础 第一章：基本元件 第一节电阻器 电阻，英文名resistance，通常缩写为R，它是导体的一种基本性质，与导体的尺寸、材料、温度有关。欧姆定律说，I=U/R，那么R=U/I，电阻的基本单位是欧姆，用希腊字母"Ω"表示，有这样的定义：导体上加上一伏特电压时，产生一安培电流所对应的阻值。电阻的主要职能就是阻碍电流流过。事实上，"电阻"说的是一种性质，而通常在电子产品中所指的电阻，是指电阻器这样一种元件。师傅对徒弟说："找一个100欧的电阻来！"，指的就是一个"电阻值"为100欧姆的电阻器，欧姆常简称为欧。表示电阻阻值的常用单位还有千欧（kΩ），兆欧（MΩ）。 一、电阻器的种类 电阻器的种类有很多，通常分为三大类：固定电阻，可变电阻，特种电阻。在电子产品中，以固定电阻应用最多。而固定电阻以其制造材料又可分为好多类，但常用、常见的有ＲＴ型碳膜电阻、ＲＪ型金属膜电阻、ＲＸ型线绕电阻，还有近年来开始广泛应用的片状电阻。型号命名很有规律，Ｒ代表电阻，Ｔ－碳膜，Ｊ－金属，Ｘ－线绕，是拼音的第一个字母。在国产老式的电子产品中，常可以看到外表涂覆绿漆的电阻，那就是ＲＴ型的。而红颜色的电阻，是ＲＪ型的。一般老式电子产品中，以绿色的电阻居多。为什么呢？这涉及到产品成本的问题，因为金属膜电阻虽然精度高、温度特性好，但制造成本也高，而碳膜电阻特别价廉，而且能满足民用产品要求。 电阻器当然也有功率之分。常见的是1/8瓦的"色环碳膜电阻"，它是电子产品和电子制作中用的最多的。当然在一些微型产品中，会用到1/16瓦的电阻，它的个头小多了。再者就是微型片状电阻，它是贴片元件家族的一员，以前多见于进口微型产品中，现在电子爱好者也可以买到了 二、电阻器的标识 这些直接标注的电阻，在新买来的时候，很容易识别规格。可是在装配电子产品的时候，必须考虑到为以后检修的方便，把标注面朝向易于看到的地方。所以在弯脚的时候，要特别注意。在手工装配时，多这一道工序，不是什么大问题，但是自动生产线上的机器没有那么聪明。而且，电阻器元件越做越小，直接标注的标记难以看清。因此，国际上惯用"色环标注法"。事实上，"色环电阻"占据着电阻器元件的主流地位。"色环电阻"顾名思义，就是在电阻器上用不同颜色的环来表示电阻的规格。有的是用４个色环表示，有的用５个。有区别么？是的。４环电阻，一般是碳膜电阻，用３个色环来表示阻值，用１个色环表示误差。５环电阻一般是金属膜电阻，为更好地表示精度，用４个色环表示阻值，另一个色环也是表示误差。下表是色环电阻的颜色-数码对照表：
1.电感的认识 按结构可分积层结构和线圈结构，平常比较常见的有铁氧体磁珠（FERRITE BEAD），多层积层电感，绕线式电感，COMMON CHOKE，POWER DIVIDER，Transformer 2.电感器的规范叙述 例子： 1 FERRITE BEAD ①②③④ Ex. FERRITE BEAD 0201 240OHM100mA BLM03AG241SMD ①COMPONENT SIZE ②IMPEDANCE ③RATED CURRENT 額定電流 ④VENDOR PART NUMBER 2 INDUCTOR/CHOKE ①②③④⑤Ex. INDUCTOR 1uH15A 15% Mohm DIP Ex. CHOKE ①INDUCTANCE ②RATED CURRENT ③INDUCTANCE TOLANCE ④DC RESISTANCE 直流阻抗值 ⑤PACKAGE TYPE 3 INDUCTOR CHIP ①②③④⑤Ex. INDUCTOR CHIP 1.8uH 270mA 10% 1.2OHM 2016 ①INDUCTANCE ②RATED CURRENT ③INDUCTANCE TOLANCE ④DC RESISTANCE ⑤PACKAGE TYPE 4 CHOKE ①②③④⑤Ex. CHOKE 0.4uH 40A 10% 0.65mOHM RT ①INDUCTANCE ②RATED CURRENT ③INDUCTANCE TOLANCE ④DC RESISTANCE
⑤PACKAGE TYPE ST/RT 3.按参数选型 -电感量L 电感元件自感应能力的一种物理量 -允许偏差电感量的允许偏差 -感抗电感对交流电流阻碍作用的大小 -品质因数线圈质量的一个物理量，这个要看产品设计要求，线圈的Q值越高，回路损耗越小 -分布电容线圈的匝与匝，线圈与屏蔽罩间，线圈与底版间存在的电容称为分布电容，分布电容的存在使线圈的Q值减小，稳定性变差 -直流阻抗电感的直流阻抗 -额定电流允许长时间通过的电感元件的直流电感值 在这里介绍一下电感和磁珠的区别 电感是储能元件，而磁珠是能量转换（消耗）器件。电感多用于电源滤波回路， 侧重于抑止传导性干扰；磁珠多用于信号回路，主要用于EMI 方面。磁珠用来吸 收超高频信号，象一些RF 电路，PLL，振荡电路，含超高频存储器电路（DDR,SD RAM,RAMBUS 等）都需要在电源输入部分加磁珠，而电感是一种储能元件，用在L C 振荡电路、中低频的滤波电路等，其应用频率范围很少超过50MHz。 为便携式电源应用选择电感，需要考虑的最重要的三点是：尺寸大小、尺寸大小，第三还是尺寸大小。移动电话的电路板面积十分紧俏珍贵，随着MP3 播放器、电视和视频等各种功能被增加到电话中时，尤其如此。功能增加也将增加电池的电流消耗量。因此，以前一直由线性调节器供电或直接连接到电池上的模块需要效率更高的解决方案。实现更高效率解决方案的第一步是采用磁性降压转换器。正如其名称所暗示的，这时需要一个电感。 电感的主要规格除尺寸大小外，还有开关频率下的电感值、线圈的直流阻抗(DCR)、额定饱和电流、额定rms 电流、交流阻抗(ESR)以及Q 因子。根据应用的不同，电感类型的选择ˉˉ屏蔽式或非屏蔽式也是很重要的。类似于电容中的直流偏置，厂商A 的2.2ìH 电感可能与厂商B 的完全不同。在相关温度范围内电感值与直流电流的关系是一条非常重要的曲线，必需向厂商索取。在这条曲线上可以查到额定饱和电流(ISAT)。ISAT 一般定义为电感值降量为
什么是电感?及电感的特性 电感是开关电源中常用的，由于它的电流、电压相位不同，所以理论上损耗为零。电感常为储能元件，也常与电容一起用在输入滤波和输出滤波电路上，用来平滑电流。电感也被称为扼流圈，特点是流过其上的电流有“很大的惯性”。换句话说，由于磁通连续特性，电感上的电流必须是连续的，否则将会产生很大的电压尖峰。 电感为磁性元件，自然有磁饱和的问题。有的应用允许电感饱和，有的应用允许电感从一定电流值开始进入饱和，也有的应用不允许电感出现饱和，这要求在具体线路中进行区分。大多数情况下，电感工作在“线性区”，此时电感值为一常数，不随着端电压与电流而变化。但是，开关电源存在一个不可忽视的问题，即电感的绕线将导致两个分布参数(或寄生参数)，一个是不可避免的绕线电阻，另一个是与绕制工艺、材料有关的分布式杂散电容。杂散电容在低频时影响不大，但随频率的提高而渐显出来，当频率高到某个值以上时，电感也许变成电容特性了。如果将杂散电容“集中”为一个电容，则从电感的等效电路可以看出在某一频率后所呈现的电容特性。 当分析电感在线路中的工作状况或者绘制电压电流波形图时，不妨考虑下面几个特点：
1. 当电感L中有电流I流过时，电感储存的能量为： E=0.5×L×I2 (1) 2. 在一个开关周期中，电感电流的变化(纹波电流峰峰值)与电感两端电压的关系为： V=(L×di)/dt (2) 由此可看出，纹波电流的大小跟电感值有关。 3. 就像电容有充、放电电流一样，电感器也有充、放电电压过程。电容上的电压与电流的积分(安·秒)成正比，电感上的电流与电压的积分(伏·秒)成正比。只要电感电压变化，电流变化率di/dt也将变化;正向电压使电流线性上升，反向电压使电流线性下降。 计算出正确的电感值对选用合适的电感和输出电容以获得最小的输出电压纹波而言非常重要。 从图1可以看出，流过开关电源电感器的电流由交流和直流两种分量组成，因为交流分量具有较高的频率，所以它会通过输出电容流入地，产生相应的输出纹波电压dv=di×RESR。这个纹波电压应尽
开关电源EMI滤波器的设计 要使EMI滤波器对EMI信号有最佳的衰减特性，设计与开关电源共模、差模噪声等效电路端接的EMI滤波器时，就要分别设计抗共模干扰滤波器和抗差模干扰滤波器才能收到满意的效果。1抗共模干扰的电感器的设计 电感器是在同一磁环上由两个绕向与匝数都相同的绕组构成。当信号电流在两个绕组流过对，产生的磁场恰好抵消，它可几乎无损耗地传输信号。因此，共模电流可以认为是地线的等效干扰电压Ug所引起的干扰电流。当它流经两个绕组时，产生的磁场同相叠加，电感器对干扰电流呈现出较大的感抗，由此起到了抑制地线干扰的作用。电路如图1所示。 I Bel 信号源至负载RL连接线的电阻为Rcl、Rc2，电感器自感为L1、L2，互感为M，设两绕组为紧耦合，则得到L1 = L2 = M。由于Rcl和RL串联且Rcl vv RL，则可以不考虑Vg，Vg 被短路可以不考虑Vg的影响。其中（Is是信号电流，Ig是经地线流回信号源的电流。由基尔霍夫定律可写出： 吒=址员+島+沖佗2Af＞］-址島+沖心一⑷］ 0 ■-人［& + 酒U一+ + j和仏） 令Ai ■■ Xt ?= M = ￡為朕氐 得到 R L X f
式（2）表明负载上的信号电压近似等于信号源电压，即共模电感传输有用信号时几乎不引入衰减。由（1）式得知，共模千扰电流Ig随f: fc的比值增大而减小。当f: fc的比值趋于无穷时，Ig=0，即干扰信号电流只在电感器的两个绕组中流过而不经过地线，这样就达到了抑制共模干扰的作用。所以，可以根据需要抑制的干扰电压频率来设置电感器截止频率。 一般来说，当干扰电压频率f > 5fc时，即Vn: Vg< 0.197,就可认为达到有效抑制地线中心干扰的目的。 2?抗差模干扰的滤波器设计 差模干扰的滤波器可以设计成n型低通滤波器，电路如图2所示。这种低通滤波器主要是设置电路截止频率人的值达到有效地抑制差模传导干扰的目的。