General Description
The TD1529 is a monolithic synchronous buck
regulator. The device integrates two 130m ? MOSFETs, and provides 1.6A of continuous load current over a wide input voltage of 4.75V to 32V. Current mode control provides fast transient response and cycle-by-cycle current limit.
An adjustable soft-start prevents inrush current at
turn-on, and in shutdown mode the supply current
drops to 1μA.
This device, available i n an SOP8 package,provides a very compact solution with minimal external components.
Features
? 1.6A Output Current ? Wide 4.75V to 32V Operating Input Range
? Integrated 130m ? Power MOSFET Switches
? Output Adjustable from 0.923V to 30V
? Up to 93% Efficiency
?
Programmable Soft-Start
?
Stable with Low ESR Ceramic Output Capacitors
? Fixed 340KHz Frequency
? Cycle-by-Cycle Over Current Protection
? Input Under Voltage Lockout
Applications
? Distributed Power Systems ? Networking Systems
? FPGA, DSP, ASIC Power Supplies
? Green Electronics/ Appliances
?Notebook Computers
Package Types
Figure 1. Package Types of TD1529
Pin Configurations
Figure 2 Pin Configuration of TD1529(Top View) Pin Description
Pin Number Pin Name Description
1BS High-Side Gate Drive Boost Input. BS supplies the drive for the high-side N-Channel MOSFET switch. Connect a 0.01μF or greater capacitor from SW to BS to power the high side switch.
2IN Power Input. IN supplies the power to the IC, as well as the step-down converter switches. Drive IN with a 4.75V to 32V power source. Bypass IN to GND with a suitably large capacitor to eliminate noise on the input to the IC. See Input Capacitor.
3SW Power Switching Output. SW is the switching node that supplies power to the output. Connect the output LC filter from SW to the output load. Note that a capacitor is required from SW to BS to power the high-side switch.
4GND Ground.
5FB Feedback Input. FB senses the output voltage to regulate that voltage. Drive FB with a resistive voltage divider from the output voltage. The feedback threshold is 0.923V. See Setting the Output Voltage.
6COMP Compensation Node. COMP is used to compensate the regulation control loop. Connect a series RC network from COMP to GND to compensate the regulation control loop. In some cases, an additional capacitor from COMP to GND is required. See Compensation Components.
7EN Enable Input. EN is a digital input that turns the regulator on or off. Drive EN high to turn on the regulator, drive it low to turn it off. Pull up with 100k? resistor for automatic startup.
8SS Soft-Start Control Input. SS controls the soft start period. Connect a capacitor from SS to GND to set the soft-start period. A 0.1μF capacitor sets the soft-start period to 15ms. To disable the soft-start feature, leave SS unconnected.
Ordering Information
TD1529 □ □
Circuit Type Packing:
Blank：Tube
R:Type and Reel Package
P:SOP8
Function Block
Figure 3 Function Block Diagram of TD1529
Absolute Maximum Ratings
Unit
Value
Parameter Symbol
Supply Voltage V IN-0.3 to 32 V
Switch Node Voltage V SW 30
V
Boost Voltage V BS V SW – 0.3V to V SW+6V V
Output Voltage V OUT 0.923V to 30V
All Other Pins–0.3V to +6V V
oC
Operating Junction Temperature T J 150
Storage Temperature T STG-65 to 150 oC
Lead Temperature (Soldering, 10 sec) T LEAD 260 oC
ESD (HBM) 2000 V
Level3 MSL
Thermal Resistance-Junction to Ambient RθJA 90 oC / W
Thermal Resistance-Junction to Case RθJC 45 oC / W
Electrical Characteristics
V IN = 12V, T a = 25℃ unless otherwise specified.
Parameters Symbol
Test
Condition
Min.
Typ.
Max.
Unit Shutdown Supply Current VEN = 0V 1 3.0 μA
Supply Current VEN = 2.0V; VFB =
1.0V
1.3 1.5 mA
Feedback Voltage VFB 4.75V ≤ VIN ≤ 23V 0.9000.923 0.946V Feedback Overvoltage Threshold 1.1 V Error Amplifier Voltage Gain * AEA 400 V/V Error Amplifier Transconductance GEA ?IC = ±10μA 800 μA/V High-Side Switch On Resistance * RDS(ON)1130 m?Low-Side Switch On Resistance * RDS(ON)2130 m?High-Side Switch Leakage
Current
VEN = 0V, VSW = 0V 10 μA Upper Switch Current Limit Minimum Duty Cycle 2.0 3.0 A Lower Switch Current Limit From Drain to Source 1.1 A
COMP to Current Sense Transconductance GCS
3.5 A/V
Oscillation Frequency Fosc1 340 KHz Short Circuit Oscillation
Frequency
Fosc2 VFB = 0V 100 KHz Maximum Duty Cycle DMAX VFB = 1.0V 90 %
Minimum On Time * 220 ns
EN Shutdown Threshold Voltage VEN
Rising 1.1 1.5 2.0 V EN Shutdown Threshold Voltage
Hysteresis 210 mV
EN Lockout Threshold Voltage 2.2 2.5 2.7 V EN Lockout Hysterisis 210 mV
Electrical Characteristics(Cont.)
V IN = 12V, T a = 25℃ unless otherwise specified.
Parameters Symbol Test Condition Min. Typ. Max. Unit
Input Under Voltage Lockout
Threshold
V IN Rising
3.80
4.10
4.40
V Input Under Voltage Lockout Threshold Hysteresis
210 mV Soft-Start Current V SS = 0V 6 μA Soft-Start Period C SS = 0.1μF
15
ms Thermal Shutdown *
160
°C
Typical Performance Characteristics
Figure 4. Steady State Test
Figure 5. Startup through Enable
Figure 6.Shutdown through Enable Figure 7. Heavy Load Operation
Figure 8.Medium Load Operation
Figure 9.Light Load Operation
Figure 10. Short Circuit Protection
Figure 11. Short Circuit Recovery
Figure 12. Load Transient
Typical Application Circuit
Fig13. TD1529 with 3.3V Output, 22μF/6.3V Ceramic Output Capacitor
Function Description
Component Selection
Setting the Output Voltage
The output voltage is set using a resistive voltage divider from the output voltage to FB pin.The voltage divider divides the output voltage down to the feedback voltage by the ratio:
Where V FB is the feedback voltage and V OUT is the output voltage.Thus the output voltage is:
R2 can be as high as 100k?, but a typical value is
10k?. Using the typical value for R2, R1 is determined by:
For example, for a 3.3V output voltage, R2 is 10k?, and R1 is 26.1k?.
Inductor
The inductor is required to supply constant current to the output load while being driven by the switched input voltage. A larger value inductor will result in less ripple current that will result in lower output ripple voltage. However,the larger value inductor will have a larger physical size, higher series resistance, and/or lower saturation current. A good rule for determining the inductance to use is to allow the peak-to-peak ripple current in the inductor to be approximately 30% of the maximum switch current limit. Also, make sure that the peak inductor current is below the maximum switch current limit. The inductance value can be calculated by:
Where V OUT is the output voltage, V
IN is the input
voltage, f S is the switching frequency, and ?I L is the
peak-to-peak inductor ripple current.
Choose an inductor that will not saturate under the
maximum inductor peak current. The peak inductor
current can be calculated by:
Where I LOAD is the load current.
The choice of which style inductor to use mainly
depends on the price vs. size requirements and any
EMI requirements.
Optional Schottky Diode
During the transition between high-side switch and
low-side switch, the body diode of the lowside power
MOSFET conducts the inductor current. The forward
voltage of this body diode is high. An optional Schottky
diode may be paralleled between the SW pin and
GND pin to improve overall efficiency. Table 1 lists
example Schottky diodes and their Manufacturers.
Part Number Voltage/Current Vendor
B140 40V, 1A Diodes, Inc.
SK14 40V,
1A Diodes, Inc.
MBRS140 40V,
1A International Rectifier
Input Capacitor
The input current to the step-down converter is
discontinuous, therefore a capacitor is required to
supply the AC current to the step-down converter
while maintaining the DC input voltage. Use low ESR
capacitors for the best performance. Ceramic
capacitors are preferred, but tantalum or low-ESR
electrolytic capacitors may also suffice. Choose X5R
or X7R dielectrics when using ceramic capacitors.
Since the input capacitor (C1) absorbs the input
switching current it requires an adequate ripple current rating. The RMS current in the input capacitor can be estimated by:
The worst-case condition occurs at V IN
= 2V OUT
,where I C1 = I LOAD /2. For simplification, choose the input
capacitor whose RMS current rating greater than half of the maximum load current.
The input capacitor can be electrolytic, tantalum or ceramic. When using electrolytic or tantalum
capacitors, a small, high quality ceramic capacitor, i.e. 0.1μF, should be placed as close to the IC as possible. When using ceramic capacitors, make sure that they have enough capacitance to provide sufficient charge to prevent excessive voltage ripple at input. The input voltage ripple for low ESR capacitors can be estimated by:
Where C1 is the input capacitance value. Output Capacitor
The output capacitor is required to maintain the DC output voltage. Ceramic, tantalum, or low ESR
electrolytic capacitors are recommended. Low ESR capacitors are preferred to keep the output voltage ripple low. The output voltage ripple can be estimated by:
Where C2 is the output capacitance value and R ESR is the equivalent series resistance (ESR) value of the output capacitor.
In the case of ceramic capacitors, the impedance at the switching frequency is dominated by the capacitance. The output voltage ripple is mainly caused by the capacitance. For simplification, the output voltage ripple can be estimated by:
In the case of tantalum or electrolytic capacitors,the
ESR dominates the impedance at the switching frequency. For simplification, the output ripple can be approximated to:
The characteristics of the output capacitor also affect the stability of the regulation system. The TD1529 can be optimized for a wide range of capacitance and ESR values.
Compensation Components
TD1529 employs current mode control for easy compensation and fast transient response. The
system stability and transient response are controlled through the COMP pin. COMP pin is the output of the internal transconductance error amplifier. A series capacitor-resistor combination sets a pole-zero
combination to control the characteristics of the control system.
The DC gain of the voltage feedback loop is given by:
Where A VEA is the error amplifier voltage gain;G CS is the current sense transconductance and R LOAD is the load resistor value.
The system has two poles of importance. One is due to the compensation capacitor (C3) and the output resistor of the error amplifier, and the other is due to the output capacitor and the load resistor. These poles are located at:
Where G EA is the error amplifier transconductance.
The system has one zero of importance, due to the compensation capacitor (C3) and the compensation resistor (R3). This zero is located at:
The system may have another zero of importance, if the output capacitor has a large capacitance and/or a high ESR value. The zero,due to the ESR and capacitance of the output capacitor, is located at:
In this case (as shown in Figure 14), a third pole set by the compensation capacitor (C6) and the compensation resistor (R3) is used to compensate the effect of the ESR zero on the loop gain. This pole is located at:
The goal of compensation design is to shape the converter transfer function to get a desired loop gain.
The system crossover frequency where the feedback loop has the unity gain is important. Lower crossover frequencies result in slower line and load transient
responses,while higher crossover frequencies could
cause system instability. A good rule of thumb is to set the crossover frequency below one-tenth of the
switching frequency.
To optimize the compensation components, the following procedure can be used.
1. Choose the compensation resistor (R3) to set the desired crossover frequency.
Determine the R3 value by the following equation:
Where f C is the desired crossover frequency which is typically below one tenth of the switching frequency. 2. Choose the compensation capacitor (C3) to achieve the desired phase margin. For applications with typical
inductor values, setting the compensation zero, f Z1, below one-forth of the crossover frequency provides sufficient phase margin.
Determine the C3 value by the following equation:
Where R3 is the compensation resistor.
3. Determine if the second compensation capacitor (C6) is required. It is required if the ESR zero of the output capacitor is located at less than half of the switching frequency, or the following relationship is valid:
If this is the case, then add the second compensation
capacitor (C6) to set the pole f P3 at the location of the ESR zero. Determine the C6 value by the equation: External Bootstrap Diode
An external bootstrap diode may enhance the efficiency of the regulator, the applicable conditions of external BST diode are: z V OUT =5V or 3.3V; and z Duty cycle is high:
In these cases, an external BST diode is recommended from the output of the voltage regulator
to BST pin, as shown in Fig.14
Figure14.Add Optional External Bootstrap Diode to Enhance
Efficiency
The recommended external BST diode is IN4148, and the BST cap is 0.1~1μF.
Package Information
SOP8 Package Outline Dimensions
Design Notes
《自动化专业综合课程设计2》 课程设计报告 题目：开关电源设计与制作 院（系）：机电与自动化学院 专业班级：自动化0803 学生姓名：程杰 学号：20081184111 指导教师：雷丹 2011年11月14日至2011年12月2日 华中科技大学武昌分校制
目录 1．开关电源简介 (2) 1.1开关电源概述 (2) 1.2开关电源的分类 (3) 1.3开关电源特点 (4) 1.4开关电源的条件 (4) 1.5开关电源发展趋势 (4) 2．课程设计目的 (5) 3．课程设计题目描述和要求 (5) 4．课程设计报告内容 (5) 4.1开关电源基本结构 (5) 4.2系统总体电路框架 (6) 4.3变换电路的选择 (6) 4.4控制方案 (7) 4.5控制器的选择 (8) 4.5.1 C8051F020的内核 (8) 4.5.2片内存储器 (8) 4.5.312位模/数转换器 (9) 4.5.4 单片机初始化程序 (9) 4.6 输出采样电路 (10) 4.6.1 信号调节电路 (10) 4.6.2 信号的采样 (11) 4.6.3 ADC 的工作方式 (11) 4.6.4 ADC的程序 (12) 4.7 显示电路 (13) 4.7.1 显示方案 (13) 4.7.2 显示程序 (14) 5．总结 (16) 参考文献 (17)
1．开关电源简介 1.1开关电源概述 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。它运用功率变换器进行电能变换，经过变换电能，可以满足各种对参数的要求。这些变换包括交流到直流(AC-DC，即整流)，直流到交流(DC-AC，即逆变)，交流到交流(AC-AC，即变压)，直流到直流(DC-DC)。广义地说，利用半导体功率器件作为开关，将一种电源形式转变为另一种电源形式的主电路都叫做开关变换器电路；转变时用自动控制闭环稳定输出并有保护环节则称为开关电源（SwitchingPower Supply)。 将一种直流电压变换成另一种固定的或可调的直流电压的过程称为DC-DC交换完成这一变幻的电路称为DC-DC转换器。根据输入电路与输出电路的关系，DC-DC 转换器可分为非隔离式DC-DC转换器和隔离式DC-DC转换器。降压型DC-DC 开关电源属于非隔离式的。降压型DC-DC转换器主电路图如1： 图1 降压型DC-DC转换器主电路 其中，功率IGBT为开关调整元件，它的导通与关断由控制电路决定；L和C为滤波元件。驱动VT导通时，负载电压Uo=Uin，负载电流Io按指数上升；控制VT关断时，二极管VD可保持输出电流连续，所以通常称为续流二极管。负载电流经二极管VD续流，负载电压Uo近似为零，负载电流呈指数曲线下降。为了使负载电流连续且脉动小，通常串联L值较大的电感。至一个周期T结束，在驱动VT导通，重复上一周期过程。当电路工作于稳态时，负载电流在一个周期的初值和终值相等。负载电压的平均值为：
现代电源技术课程实践报告 院系：物理与电气工程学院 班级：电气自动化一班 姓名: 李向伟 学号: 111101007 指导老师:苗风东
一、设计要求 （1）输入电压：AC220±10%V （2）输出电压: 12V （3）输出功率:12W （4）开关频率: 80kHz 二、反激稳压电源的工作原理
图2-1 反激稳压电源的电路图 三、 反激电路主电路设计 (1)(1)Np Vdc Ton Vo Tr Nsm -=+ （3-1） 1. 反激变压器主电路工作原理 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM 模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM
模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 1）工作过程： S 开通后，VD 处于断态，W1绕组的电流线性增长，电感储能增加； S 关断后，W1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过W2绕组和VD 向输出端释放。 反激电路的工作模式： 反激电路的理想化波形 S u S i S i V D t o t o ff t t t t U i O O O O 反激电路原理图
高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主 要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每 一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器(板载的10W降压Buck 变换器)。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在 系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙 之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使 用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。 更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。 设计指标 输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+5.0V 额定输出电流： 2.0A 过电流限制： 3.0A 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％ 最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值 输出功率： +5.0V*2A=10.0W(最大) 输入功率： Pout/估计效率=10.0W／0.90=11.1W 功率开关损耗 (11.1W-10W) * 0．5=0.5W 续流二极管损耗： (1l.lW-10W)*0.5=0.5W 输入平均电流 低输入电压时 11.1W／10V=1.1lA 高输入电压时： 11.1W／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。
两例变频器开关电源电路实例 ——兼论电容C23在电路中的重要作用 先看以下电路实例： 图1 东元7200PA 37kW变频器开关电源电路 CN4 图2 海利普HLPP001543B型15kW变频器开关电源电路
图1、图2电路结构和原理基本上是相同的，下面以图1电路例简述其工作原理。 开关电源的供电取自直流回路的530V直流电压，由端子CN19引入到电源/驱动板。 电路原理简述：由R26~R33电源启动电路提供Q2上电时的起始基极偏压，由Q2的基极电流Ib的产生，导致了流经TC2主绕组Ic的产生，继而正反馈电压绕组也产生感应电压，经R32、D8加到Q2基极；强烈的正反馈过程，使Q2很快由放大区进入饱合区；正反馈电压绕组的感应电压由此降低，Q2由饱合区退出进入放大区，Ic开始减小；正反馈绕组的感应电压反向，由于强烈的正反馈作用，Q2又由放大状态进入截止区。以上电路为振荡电路。D2、R3将Q2截止期间正反馈电压绕组产生的负压，送入Q1基极，迫使其截止，停止对Q2的Ib的分流，R26-R33支路再次从电源提供Q1的起振电流，使电路进入下一个振荡循环过程。 5V输出电压作为负反馈信号（输出电压采样信号）经稳压电路，来控制Q2的导通程度，实施稳压控制。稳压电路由U1基准电压源、PC1光电耦合器、Q1分流管等组成。5V输出电压的高低变化，转化为PC1输入侧发光二极管的电流变化，进而使PC1输出测光电三极管的导通内阻变化，经D1、R6、PC1调整了Q2的偏置电流。以此调整输出电压使之稳定。 这是我的第二本有关变频器维修的书中，对图1电路原理的简述，由于疏漏了对电容C23作用的讲解，给读者带来了一些疑问：1）N2绕组负电压是如何加到Q2基极的？2）电路中C23的作用是什么？3）C23的充、放电回路是怎样走的？这3问题涉及到电路原理的关键部分，无它，开关电管Q2即无法完成由饱和导通→进入放大区→快速截止→重新导通的工作状态转换，三个问题其实又只是一个问题，即图1的C23（或图2中的C38）究竟对电路的工作状态转换起到怎样的重要作用？先不要忙，将这个问题暂且按下不表，先说几句题外话。 在由3844（42/43/34）PWM脉冲芯片为核心构成的开关电源电路，大行其道的今天，像图1、图2这样由两只双极型晶体管构成的开关电源电路（对比于集成器件，或称之为分立元件构成的开关电源），仍占有一席之地，在数个变频器厂家的产品中，得到应用。难道是厂家技术人员有怀旧情结吗？还是为了降低生产成本？其实都不是！采用分立元件做开关电源，设计人员肯定有更全面和深入的考虑。 而我的维修经验而论，我比较倾向和首肯于由分立元件构成的开关电源，理由是其工作可靠性高，故障率低，使用和维修都比较让人放心。电路的质量，并不取决于采用集成器件或分立元件，也不取决于电路采用元器件的数量多少，这些都是形式而非本质。相对于分立元件组成的电路，集电器件是否就具有技术上的先进性和工作上的可靠性？则真的是一个问号，不可一概而论。比较二者电路的设计难度，分立元件的电路，恐怕难度要更高一些。 与分立元件的电源相比，用3844做成的电源电路，更像一个“傻瓜型”电路，有固定的电路模式，与成型外围作成一个电路单元，可以应急取代任意开关电源电路，达到修复目的（有的技术人员已经这样做了）。 电路的元件数量愈少，电路结构越是精简，电路的故障率就越低，这是一个被实践验证的法则。实际维修中，采用图1电路形式的开关电源，故障率和可靠性，要优于用集成器件做成的开关电源。个别电源，停电时还好好儿的，一上电，开关管就炸掉了，说明即使“傻瓜型”电路，在设计上也不可掉以轻心，关
毕业论文（设计） 题目开关电源设计 英文题目switch source design
毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明 原创性声明 本人郑重承诺：所呈交的毕业设计（论文），是我个人在指导教师的指导下进行的研究工作及取得的成果。尽我所知，除文中特别加以标注和致谢的地方外，不包含其他人或组织已经发表或公布过的研究成果，也不包含我为获得及其它教育机构的学位或学历而使用过的材料。对本研究提供过帮助和做出过贡献的个人或集体，均已在文中作了明确的说明并表示了谢意。 作者签名：日期： 指导教师签名：日期： 使用授权说明 本人完全了解大学关于收集、保存、使用毕业设计（论文）的规定，即：按照学校要求提交毕业设计（论文）的印刷本和电子版本；学校有权保存毕业设计（论文）的印刷本和电子版，并提供目录检索与阅览服务；学校可以采用影印、缩印、数字化或其它复制手段保存论文；在不以赢利为目的前提下，学校可以公布论文的部分或全部内容。 作者签名：日期：
学位论文原创性声明 本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。对本文的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。 作者签名：日期：年月日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。 涉密论文按学校规定处理。 作者签名：日期：年月日 导师签名：日期：年月日
典型半导体案例失效分析 Author:朱秋高 光宝电子(东莞)有限公司 E-mial: Collins.zhu@https://www.doczj.com/doc/c557635.html, 摘要: 开关电源与地之间走线的电感对主开关Mosfet 驱动影响和失效案例 关键词: PWM 驱动信号的布线要点: 在开关转换期间,某些走线 (PCB上的敷铜线路) 电流会瞬间停止,而另外一些走线电流同时瞬间导通(均在开关转换时间100ns 之内发生). 这些走线被认为是开关调整器PCB布线的”关键走线”. 每个开关转换瞬时,这些走线中都产生很高的Di/dt .如图1-1所示,整个线路混杂着细小但不低的电压尖峰.由经验可知,不难理解这是方程V=L*Di/dt 在走线中起作用,L是PCB走线的寄生电感.根据经验,每英寸走线的寄生电感约为20nH 图1-1 确定三种拓扑中的关键走线 噪声尖峰一旦产生,不仅传递到输入/输出(影响电源性能),而且渗透到IC控制单元,使控制功能失稳失常,甚至使控制的限流功能失效,导致灾难性后果. 199
引言: 设计开关调整器PCB时,需知最终产品的好坏完全取决于它的布线,当然,有些开关IC可能会比其他开关IC对干扰更敏感.有时,从不同供应商购得的 “ 同类” 产品也可能有完全不同的噪声敏感度,.此外,某些开关IC结构本身也会比其他IC对噪声更敏感(如电流模式控制芯片比电压模式控制芯片”布线敏感度”高很多). 事实上,用户必须面对这样的现实: 半导体器件生产商不会提供其产品噪声敏感度的资料. 而作为设计人员,往往对布线不够重视,结果将似乎可稳定工作的IC弄得波形震荡,易受干扰,以致误动作,甚至导致灾难性的后果(开关烧掉). 另外,这些问题在调试后期往往很难纠正或补救,因此开始阶段就正确布线非常重要. 试验方法: 1. MOSFET 的驱动信号通常由IC内的驱动级产生,故MOSFET的源极应接至IC接地端.但MOSFET的实际表现并不由施加在栅极与参考间的电压所决定, 而是取决于栅极与源极间的电压,即完全取决于实际的V GS. 实例1,如果源极与地之间的走线有点长的话,在开关转换瞬间它上面会出现很大的电感反冲, 不严重的话只是降低开关转换的速度,严重时会使MOSFET错误地开通或关断,导致管子毁坏. 图1-2 是在关断瞬间可能发生的相当安全的情形.栅极控制MOSFET关断,但源极的PCB走线阻抗刚才也流过了电流,并产生小电压源(尖峰) 以阻止电流减小,电流持续流动直到能量消耗光.这使V GS波形发生改变从而使开关转换速度降低.然而,这种降低转换速度的方法并不值得推荐,根据我所知其结果不可预知,因为它本质上是基于寄生参数的. 图 1-2 关断时源极寄生电感的影响 2. 实例2, 图1-3 是一款使用在网络产品上的电源布线图,我们不难发现驱动信号到MOSFET的栅极之间的走线过长,(约为63mm) .且高频电感离驱动信号非常近,而导致在系统使用时,不时发生MOSFET 烧毁和PCB板大面积烧黑的现象, 200
《开关电源课程设计》 指导教师：熊春宇 姓名：李丽丽 学号：200701071235 电话：136664664296
LED照明驱动开关电源设计 (李丽丽，大庆师范学院物电学院07级电子信息工程专业)摘要：LED照明驱动设计了恒流输出、空载保护、隔离输出及EMC等功能.系应用于LED 照明驱动的开关电源电路。采用PWM自动调节实现恒流输出，稳压管过压锁定实现空载保护，电磁隔离和光隔离实现隔离输出。经过多次的运行与检测，实践证明该电路恒流输出稳定，发热量低。本设计体积小,微调反馈电路可设置作为为LED驱动常用的350mA或700mA恒流输出。可广泛适用于生活照明，商用照明。 关键词:LED驱动电源;发热低恒流;隔离低成本 Abstract：LED lighting design drive the constant-current output, the output and protection, isolation no-load EMC etc. Function. Is applied to the switch power LED lighting driving circuit. Using PWM automatic adjustment output voltage, the constant-current over-voltage protection tube, electromagnetic no-load realize locking and isolation realize isolation output isolation. After many operation and test, the practice has proved that the constant-current circuits, low heat stable output. This design, small size, fine-tuning feedback circuit can be set as the common 350mA LED drive or 700mA constant-current output. Life can be widely used in commercial lighting, lighting. Key words：Leds driving power；Fever is low；Constant flow；Isolation；Low cost 0概述 0.1选题的目的与意义： 全球能源紧张，提高电器的效率是行之有效的方法。照明用电占据全球21%的总用电量，如果能提高照明用的的效率，可以有效缓解能源紧张。如何提高照明系统的能源利用率，延长照明系统的寿命，并且是绿色无污染的？取代白炽灯，荧光灯，节能灯的第四代照明灯具是什么？业界给出的答案就是LED灯照明。LED照明每W流明数可达到120lm。远高于白炽灯和日光灯，此外LED灯珠寿命可长达十万小时，并且绿色无污染。LED照明具备的这些优点决定了其应用前景是非常广阔的。LED照明应用上的限制在于LED有固定的正向压降，电流也有上限（工作电流是影响LED寿命的主要因素）。大功率白光LED上的正向压降一般为3-4V，不能直接使用市电驱动。因此一个和LED灯珠匹配的高效，环保，长寿命的电源是必须的，这正是这次选题的意义与目的所在。 0.2研究现状 开关电源的技术已经非常成熟，由于LED驱动的降压技术大部分采用开关电源。因此即使是LED驱动电源真正进入研究的时间不算长，却无碍其技术的成熟。LED驱动要求的技术特点是：寿命长，体积小（特别商用照明和家用照明，最好可以内嵌到灯头）。 众所周知，绝大部分开关电源都需要一个输出滤波的电解电容，即使高品质的电解电容，工作在100摄氏度左右，寿命也只有1Wh左右。毫无疑问，电解电容正是LED灯整体寿命的瓶颈。而内嵌式驱动板上的电解电容，由于LED的发热以及驱动板本身的发热，长期在
电力电子技术课程设计报告 题目高频开关稳压电源 专业电气工程及其自动化 班级 学号 学生姓名 指导教师 2016年春季学期 起止时间：2016年6月25日至2016年6月27日
设计任务书11 高频开关稳压电源设计√ 一、设计任务 根据电源参数要求设计一个高频直流开关稳压电源。 二、设计条件与指标 1.电源：电压额定值220±10%，频率：50Hz； 2. 输出:稳压电源功率Po=1000W,电压Uo=50V； 开关频率:100KHz 3.电源输出保持时间td=10ms(电压从280V下降到250V)； 三、设计要求 1.分析题目要求，提出2~3种电路结构，比较并确定主电路 结构和控制方案； 2.设计主电路原理图、触发电路的原理框图，并设置必要的 保护电路； 3.参数计算，选择主电路及保护电路元件参数； 4.利用PSPICE、PSIM或MATLAB等进行电路仿真优化； 5.撰写课程设计报告。 四、参考文献 1.王兆安，《电力电子技术》，机械工业出版社； 2.林渭勋等，《电力电子设备设计和应用手册》； 3.张占松、蔡宣三，《开关电源的原理与设计》，电子工业 出版社。
目录 一、总体设计 (1) 1．主电路的选型（方案设计） (1) 2.控制电路设计 (4) 3.总体实现框架 (4) 二、主要参数及电路设计 (5) 1.主电路参数设计 (5) 2.控制电路参数设计 (7) 3.保护电路的设计以及参数整定 (8) 4.过压和欠压保护 (8) 三、仿真验证（设计测试方案、存在的问题及解决方法） (9) 1、主电路测试 (9) 2、驱动电路测试 (10) 3、保护电路测试 (10) 四、小结 (11) 参考文献 (11)
高效率开关电源设计实 例 文档编制序号：[KKIDT-LLE0828-LLETD298-POI08]
高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器()。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。 设计指标 输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+ 额定输出电流： 过电流限制： 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％ 最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值 输出功率： +*2A=(最大) 输入功率： Pout/估计效率=／= 功率开关损耗* 0．5= 续流二极管损耗：*= 输入平均电流 低输入电压时／10V= 高输入电压时：／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。
经典LED驱动电源参考设计大集锦（内含设计原理图、实际案例分析） PI公司的众多LED驱动电源解决方案中，高效率、低功耗，外围简单、可调光、高稳定性是最大的特点，涉及工业、商业、家用等应用领域。不管是应客户需求设计，还是按相关标准设计，还是基于对行业发展趋势把握所做的前瞻性设计，都同样的出色，其方案、设计、想法具有行业指引性。 其众多的驱动电源参考设计中蕴含很多电源基本理论,就算不用其公司的IC也可以作为设计参考，对工程师有超强的指导意义。 1.开关电源设计软件- PI Expert? 操作/设计指南 PI Expert可提供构建和测试工作原型所需的所有必要信息。这些信息包括完整的交互式电路原理图、物料清单(BOM)、电路板布局建议以及详细的电气参数表。PI Expert还可提供完整的变压器设计，包括磁芯尺寸、线圈圈数、适当的线材规格以及每个绕组所用的并绕线数。此外，还可生成详细的绕组机械装配说明。该程序可以将设计时间从数天缩短至几分钟。 2.采用LYTSwitch的带功率因数校正(PFC)的23 W T8电源设计 适用于430 mA V (50 V) T8灯管的隔离式、低输入电压、超薄驱动器设计(DER-338)现已推出。这款新设计采用了PI新推出的LYTSwitch? LED驱动器系列器件LYT4215E。 3.一款高功率因数、可控硅调光的非隔离LED驱动器 PI推出了一份新的设计报告((DER-364)，介绍的是一款使用广受好评的LYTSwitch IC设计的高功率因数、可控硅调光的非隔离LED驱动器。其效率额定值高达85%以上，具有无闪烁调光和单向快速启动(<200 ms)的特性。 4.针对T10灯管的最新24 W LED驱动器设计 PI的一款效率达92%的24 W T10灯LED驱动器设计(DER-356)。该设计可极大简化离线式、带功率因数校正的LED电源的生产。 5.适用于可控硅调光A19灯的全新10 W PFC LED驱动器设计 PI发布的关于针对可调光A19灯的全新10 W驱动器设计(DER-328) 6.元件数最少的T8灯管LED驱动器设计–高效率、低THD PI现已推出DER-345–一款针对T8 LED灯的低输入电压、非隔离、高效率、高功率因数LED驱动器设计。 7.适用于A19替换灯的14.5 W可控硅调光的非隔离LED驱动器 Power Integrations的LED设计(DER-341) –适用于A19 LED灯的非隔离式、高效率、高功率因数(PF) LED驱动器。这款新的LED驱动器采用LinkSwitch-PH系列IC中的LNK407EG器件设计而成。
24V开关稳压电源设计2009-11-10 13:53:13 24V开关稳压电源设计 输出电压4～16V开关稳压电源的设计2007-02-03 06:18摘要：介绍一种采用半桥电路的开关电源，其输入电压为交流220V±20％，输出电压为直流4～16V，最大电流40A，工作频率50kHz。重点介绍了该电源的设计思想，工作原理及特点。关键词：脉宽调制；半桥变换器；电源 1、引言： 在科研、生产、实验等应用场合，经常用到电压在5～15V，电流在5～40A的电源。而一般实验用电源最大电流只有5A、10A。为此专门开发了电压4V～16V连续可调，输出电流最大40A的开关电源。它采用了半桥电路，所选用开关器件为功率MOS管，开关工作频率为50kHz，具有重量轻、体积小、成本低等特点。 2、主要技术指标 1）交流输入电压AC220V±20％； 2）直流输出电压4～16V可调； 3）输出电流0～40A； 4）输出电压调整率≤1％； 5）纹波电压Up p≤50mV； 6）显示与报警具有电流/电压显示功能及故障告警指示。 3、基本工作原理及原理框图 该电源的原理框图如图1所示。 220V交流电压经过EMI滤波及整流滤波后，得到约300V的直流电压加到半桥变换器上，用脉宽调制电路产生的双列脉冲信号去驱动功率MOS管，通过功率变压器的耦合和隔离作用在次级得到准方波电压，经整流滤波反馈控制后可得到稳定的直流输出电压。 图1整体电源的工作框图
4、各主要功能描述 4.1、交流EMI滤波及整流滤波电路 交流EMI滤波及整流滤波电路如图2所示。 图2交流EMI滤波及输入整流滤波电路 电子设备的电源线是电磁干扰（EMI）出入电子设备的一个重要途径，在设备电源线入口处安装电网滤波器可以有效地切断这条电磁干扰传播途径，本电源滤波器由带有IEC插头电网滤波器和PCB电源滤波器组成。IEC插头电网滤波器主要是阻止来自电网的干扰进入电源机箱。PCB电源滤波器主要是抑制功率开关转换时产生的高频噪声。交流输入220V时，整流采用桥式整流电路。如果将JTI跳线短连时，则适用于110V交流输入电压。由于输入电压高，电容器容量大，因此在接通电网瞬间会产生很大的浪涌冲击电流，一般浪涌电流值为稳态电流的数十倍。这可能造成整流桥和输入保险丝的损坏，也可能造成高频变压器磁芯饱和损坏功率器件，造成高压电解电容使用寿命降低等。所以在整流桥前加入由电阻R1和继电器K1组成的输入软启动电路。 4.2 、半桥式功率变换器 该电源采用半桥式变换电路，如图6所示，其工作频率50kHz，在初级一侧的主要部分是Q4和Q5功率管及C34和C35电容器。Q4和Q5交替导通、截止，在高频变压器初级绕组N1两端产生一幅值为U1/2的正负方波脉冲电压。能量通过变压器传递到输出端，Q4和Q5采用IRFP460功率MOS管。 4.3、功率变压器的设计 1）工作频率的设定 工作频率对电源的体积、重量及电路特性影响很大。工作频率高，输出滤波电感和电容体积减小，但开关损耗增高，热量增大，散热器体积加大。因此根据元器件及性价比等因素，将电源工作频率进行优化设计，本例为fs=50kHz。 T=1/fs=1/50kHz=20μs 2）磁芯选用
开关电源设计
开关直流稳压电源设计 摘要 直流稳压电源应用广泛，几乎所有电器，电力或者电子设备都毫不例外的需要稳定的直流电压（电流）供电，它是电子电路工作的“能源”和“动力”。不同的电路对电源的要求是不同的。在很多电子设备和电路中需要一种当电网电压波动或负载发生变化时，输出电压仍能基本保持不点的电源。电子设备中的电源一般由交流电网提供，如何将交流电压（电流）变为直流电压（电流）供电？又如何使直流电压（电流）稳定？这是电子技术的一个基本问题。解决这个问题的方案很多，归纳起来大致可分为线性电子稳压电源和开关稳压电源两类，他们又各自可以用集成电路或分立元件构成。开关稳压电源具有效率高，输出功率大，输入电压变化范围宽，节约能耗等优点。 一、引言 1.1基本要求 稳压电源。 1.基本要求 ①输出电压UO可调范围：12V～15V； ②最大输出电流IOmax：2A； ③U2从15V变到21V时，电压调整率SU≤2%（IO=2A）； ④IO从0变到2A时，负载调整率SI≤5%（U2=18V）； ⑤输出噪声纹波电压峰-峰值UOPP≤1V（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑥DC-DC变换器的效率≥70%（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑦具有过流保护功能，动作电流IO（th）=2.5±0.2A； 1.2发挥部分 (1)排除短路故障后，自动恢复为正常状态； (2)过热保护； 二、方案设计与论证 开关式直流稳压电源的控制方式可分为调宽式和调频式两种。实际应用中，调宽式应用较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数为脉宽调制（PWM）型。开关电源的工作原理就是通过改变开关器件的开通时间和工作周期的比值，即占空比来改变输出电压，通常有三种方式：脉冲宽度调制（PWM）、脉冲频率调制（PFM）和混合调制。PWM调制是指开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的方式。因为周期恒定，滤波电路的设计比较简单，因此本次设计采用PWM调制方式实现电路设计要求。主要框架如图1所示。由变压器降压得到交流电压，再经过整流滤波电路，将交流电变成直流电，然后再经过DC-DC变换，由PWM的驱动电路去控制开关管的导通和截止，从而产生一个稳定的电压源。
反激式开关电源设计资料 前言 反激式开关电源的控制芯片种类非常丰富，芯片厂商都有自己的专用芯片，例如UC3842、UC3845、OB2262、OB2269、TOPSWITCH 等等。虽然控制芯片略有不同，但是反激式开关电源的拓扑结构和电路原理基本上是一样的，本资料以UC3842为控制芯片设计了一款反激式开关电源。 单端反激式开关稳压电源的基本工作原理如下： D1 T R L 图1 反激式开关电源原理图 当加到原边主功率开关管Q1的激励脉冲为高电平使Q1导通时，直流输入电压V IN加载原边绕组N P两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流管D1反向偏置而截止；当驱动脉冲为低电平使Q1截止时，原边绕组N P两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流管被正向偏置而导通，此后存储在变压器中的磁能向负载传递释放。因单端反激式电源只是在原边开关管到同期间存储能
量，当它截止时才向负载释放能量，故高频变压器在开关工作过程中，既起变压隔离作用，又是电感储能元件。因此又称单端反激式变换器是一种“电感储能式变换器”。 学习了反激式开关电源的工作原理之后，我们可以自行设计一款电源进行调试。开关电源是一门实验科学，理论知识的学习是必不可少的，但是光掌握了理论知识是远远不够的，还要多做实验，测试不同环境不同参数下的电源工作情况，这样才能对电源有更深的认识。除此之外，掌握大量的实验数据可以对以后设计电源和电源的优化提供很大帮助，可以更快速更合理的设计出一款新电源或者排除一些电源故障。通过阅读下面的章节，可以使你对电源从原理理解到设计能力有一个快速的提升。
第一章 电源参数的计算 第一步，确定系统的参数。我们设计一个电源首先要确定电源工作在一个什么样的环境，比如说输入电压的范围、频率、网侧电压是否纯净，接下来是电源的输出能力包括输出电压、电流和纹波大小等等。先要确定这些相关因素，才能更好的设计出符合标准的电源。我们在第二章会详细介绍如何利用这些参数设计电源。 输入电压范围（V line min 和V line max ）； 输入电压频率（f L ）； 输出电压（V O ）； 输出电流（I O ）； 最大输出功率 （P 0）。 效率估计（E ff ）：需要估计功率转换效率以计算最大输入功率。如果没有参考数据可供使用，则对于低电压输出应用和高电压输出应用，应分别将E ff 设定为0.8~0.85。 利用估计效率，可由式（1-1）求出最大输入功率。 O IN ff P P E = （1-1） 第二步：确定输入整流滤波电容（C DC ）和DC 电压范围。 最大DC 电压纹波计算： max DC V ?= （1-2） 式（1-2）中，D ch 为规定的输入整流滤波电容的充电占空比。其 典型值为0.2。对于通用型输入（85~265Vrms ），一般将max V DC ?设定为
详解自激开关电源电路图 该文章讲述了详解自激开关电源电路图. 自激开关电源电路 图,STR41090电源属于自激式并联型开关电源,适应电网电压能力为150-280V。 振荡过程 C808上约300V直流电压经R811加到N801的(2)脚内部开关管的B极,同时经T802的(1)、(3)绕组加到N801的(3)脚内部开关管的C极,开关管开始导通,电流流过T802的(1)、(3)绕组,在(1)、(3)绕组产生感应电压,极性为(3)正(1)负,经耦合,在(6)、(7)绕组也产生感应电压,极性为(7)正(6)负,此正反馈电压经C819、R817、R816送回到N801的(2)脚,使开关管电流进一步增大,雪崩的过程使开关管迅速饱和。开关管饱和期间,T802(1)、(3)绕组的电流线性增大,VD821、VD822截止,T802储存磁场能量。由于C819不断被充电,使N801的(2)脚电压不断下降,到某一时刻,N802(2)脚上的电压不能维持内部开关管的饱和,开关管退出饱和状态,C极电流减小,T802各绕组的感应电压极性全部翻转,反馈绕组(6)、(7)脚的电压极性为(6)正(7)负,经C819、R817、R816送到N801的(2)脚,使N801(2)脚电压进一步减小,又一雪崩过程使开关管迅速截止。开关管截止期间,VD821导通,在C822电容上形成112V电压;VD822也导通,在C824电容上形成18V电压,T802储存的磁场能量被释放。另一方面,C819上的电压经R817、R816、VD812、VD813放电,同时300V电压经R811给C819反向充电,这两个因素使C819左端的电压回升,即N801(2)脚的电压回升,当(2)脚电压上升0.6V以上
& 课程设计任务书 学生姓名：专业班级： 指导教师：工作单位： 题目: 开关电源设计 初始条件： 输入交流电源：单相220V，频率50Hz。 要求完成的主要任务:（包括课程设计工作量及其技术要求，以及说明书撰写等具体要求）? 1、输出两路直流电压：12V，5V。 2、直流最大输出电流1A。 3、完成总电路设计和参数设计。 时间安排： 课程设计时间为两周，将其分为三个阶段。 第一阶段：复习有关知识，阅读课程设计指导书，搞懂原理，并准备收集设计资料，此阶段约占总时间的20%。 第二阶段：根据设计的技术指标要求选择方案，设计计算。 ） 第三阶段：完成设计和文档整理，约占总时间的40%。 指导教师签名：年月日 系主任（或责任教师）签名：年月日
目录 ） 引言 (1) 1设计意义及要求 (2) 设计意义 (2) 开关电源的组成部分 (2) 开关电源的工作过程 (2) 开关电源的工作方式 (3) 脉宽调制器的基本原理 (3) 2方案设计 (5) ） 设计要求 (5) 方案选择 (5) 整流滤波部分 (6) 降压斩波电路 (7) 脉宽调制电路 (8) MOSFET管的驱动电路 (9) 总电路图 (11) 3主电路参数设定 (12) { 变压器、二极管、MOSFET管选择 (12) 反馈回路的设计 (13) MOSFET的驱动设计 (14) 结束语 (15) 参考文献 (16)
附录一 (17) ]
引言 随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，远程控制交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。 开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IGBT和MOSFET构成。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。 开关电源根据输入输出的性质不同可分为AC/DC和DC/DC两大类。AC/DC称为一次电源，也常称为开关整流器。值得指出的是，AC-DC变换不单是整流的意义，而是整流后又做DC-DC变换。所以说，DC-DC变换器是开关电源的核心。DC/DC称为二次电源，其设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，所以学习设计开关电源有重要的意义。
《开关电源入门》,图灵出版的和美国半导体总工写的.《开关电源设计与优化》写的不适合初学者 1、《开关电源指南》第2版,浙江大学徐德鸿翻译的,也有可能是他的学生翻译,他署名出版而已.说实话,翻译水平很烂,错误相当多,但里面很多内容,相当不错,很适合入门.英文水平高的,可以看英文原版. 2、《开关电源设计》第2版,华南理工大学王志强翻译的,挺厚的,黑白相间的书皮,也不错. 3、《电力电子系统建模》浙大徐德鸿翻译,《开关变换器的建模与控制》, 张卫平著. 这两本书,详细讲解了开关电源的建模方式和环路补偿,怎么调整电源环路的稳态性能和暂态性能.这两本书看懂了,做电源,我个人觉得,理论水平已经达到一定高度了. 4、《直流开关电源的软开关技术》和《全桥移相软开关技术》,南航阮新波的博士论文,整理后出版的两本书,国内凡是写软开关的书,大部分都是照抄它们或者无一不参考它们.其中后一本书已经绝版了,市场上已经买不到,淘宝网上有复印版本卖,大概45元,质量很不错的. 5、《开关电源磁性元器件》,赵修科著.磁性器件,可以说是开关电源的心脏,不懂磁,想做好电源,那是不可能的.这本书对磁的理解深刻而全面. 6、control loop cookbook 德州仪器的技术资料,作者就是提出著名右半平面零点概念的那个人,相当的好. 其他的书嘛,就是大学教材,模拟电路和经典控制理论,一定是要读通掌握才行.总的来说,软开关,就看阮新波足够;环路方面,主要还是看外国人写的;磁和变压器方面,主要看赵修科和台湾人写的. 仿真软件还是要掌握一些的. 1、orcadpspice适合做电路元件级级仿真,仿模拟电路和开关电源小信号模型,效果相当好. 2、saber适合做系统级仿真,特别适合开关电源这种含有脉冲式信号的电路,模型库参数全,仿真精度高,尤其是强大的仿真结果后续处理能力,是我用过的仿真软件中,功能最强大的一款.不过,在国内普及程度,没有pspice高,一套正版8万
要制造好高频变压器要注意两点： 一是每个绕组要选用多股细铜线并在一同绕,不要选用单根粗铜线,简略地说便是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的实习是越挨近导线中轴电流越弱,越挨近导线表面电流越强。选用多股细铜线并在一同绕,实习便是为了增大导线的表面积,然后更有效地运用导线。 二是高频逆变器中高频变压器最好选用分层、分段绕制法,这种绕法首要目的是削减高频漏感和降低分布电容。 1、次级绕组：初级绕组绕完，要加绕(3~5层绝缘垫衬再绕制次级绕组。这样可减小初级绕组和次级绕组之间分布电容的电容量，也增大了初级和次级之间的绝缘强度，契合绝缘耐压的需求。减小变压器初级和次级之间的电容有利于减小开关电源输出端的共模打扰。若是开关电源的次级有多路输出，而且输出之间是不共地的为了减小漏感，让功率最大的次级接近变压器的初级绕组。 若是这个次级绕组只要相对较少几匝，则为了改善耦合状况，仍是应当设法将它布满完好的一层，如能够选用多根导线并联的方法，有助于改善次级绕组的填充系数。其他次级绕组严密的绕在这个次级绕组的上面。当开关电源多路输出选用共地技能时，处置方法简略一些。次级能够选用变压器抽头方式输出，次级绕组间不需要采用绝缘阻隔，从而使变压器的绕制愈加紧凑，变压器的磁耦合得到加强，能够改善轻载时的稳压功能。 2、初级绕组：初级绕组应放在最里层，这样可使变压器初级绕组每一匝用线长度最短，从而使整个绕组的用线为最少，这有效地减小了初级绕组自身的分布电容。通常状况下，变压器的初级绕组被规划成两层以下的绕组，可使变压器的漏感为最小。初级绕组放在最里边，使初级绕组得到其他绕组的屏蔽，有助于减小变压器初级绕组和附近器材之间电磁噪声的相互耦合。初级绕组放在最里边，使初级绕组的开始端作为衔接开关电源功率晶体管的漏极或集电极驱动端，可削减变压器初级对开关电源其他有些电磁打扰的耦合。 3、偏压绕组：偏压绕组绕在初级和次级之间，仍是绕在最外层，和开关电源的调整是依据次级电压仍是初级电压进行有关。若是电压调整是依据次级来进行的则偏压绕组应放在初级和次级之间，这样有助于削减电源发生的传导打扰发射。若是电压调整是依据初级来进行的则偏压绕组应绕在变压器的最外层，这可使偏压绕组和次级绕组之间坚持最大的耦合，而与初级绕组之间的耦合减至最小。 初级偏压绕组最佳能布满完好的一层，若是偏压绕组的匝数很少，则能够采用加粗偏压绕组的线径，或许用多根导线并联绕制，改善偏压绕组的填充状况。这一改善方法实际上也改善了选用次级电压来调理电源的屏蔽才干，相同也改善了选用初级电压来调理电源时，次级绕组对偏压绕组的耦合状况。 高频变压器匝数如何计算？很多设计高频变压器的人都会有对于匝数的计算问题，那么我们应该如何来计算高频变压器的匝数，从而解决这个问题？接下来，晨飞电子就为大家介绍下匝数的计算方法：