图7 加入幅值环的双闭环控制
Fig. 7 Double loop control with an outer RMS loop
图8 稳态等效框图
Fig. 8 Equivalent block diagram in steady state
第6期 李子欣等： 采用数字控制的400 Hz 大功率逆变电源 39
入幅值环外环，因此动态性能同样受到了限制；此外，逆变器在两相同步旋转坐标系下两轴模型之间存在耦合，使分析变得复杂。
4 谐振控制器的离散化
采用比例控制的单相逆变电源无法达到优良的性能，必须采用合适的控制器才能解决这一问题，谐振控制器能够满足这一要求。谐振控制器在谐振频率下具有无穷大增益，而对谐振频率之外的信号能够迅速衰减。一般可按[9]中原则选择
out
22
in ()1
()()n R s R s R s s ω′==+ (10) 或者按文献[7-8]中的原则选择
out 22in ()()()n R s s
R s R s s ω′′==+ (11)
在谐振频率下式(10)会对系统引入180°的相角滞后，而式(11)只会引入90°的相角滞后。从增加系统相角稳定裕度的角度考虑，一般采用式(11)。为了对控制系统中存在的相角滞后进行补偿，式(11)可以修改为式(12)
out 22in ()cos sin ()()n n n
n R s s R s R s s θωθω?==
+ (12) 式中θn 为时间滞后补偿角。如果采用零阶保持器不
变法对式(12)直接进行离散化可得
12122()1
()2cos()1n n n n n n k k z k k R z z z T ωω???=?
?+ (13) 式中：1cos sin()n n n k T θω=；2sin [1cos()]n n n k T θω=?。 由于1/ωn 的存在，使得离散化得到的模型中一些系数的绝对值非常小。例如，对于400 Hz 的谐振控制器1/ωn =3.978 9×10?4，又因k 1n 和k 2n 的绝对值均小于2，所以式(13)中的系数将会很小，而且随着频率的增加，系数将会变得更小，因此，式(13)在 16位的定点DSP 上实现时就会产生很大的误差。式(11)或(12)可以由所谓的虚拟LC 方法来实现，即式(12)中谐振控制器的输出方程[7-9]可以表示为
out ()[()cos ()sin ]/L n C n n R s I s U s θθω=? (14) 式中I L 和U C 分别为虚拟LC 电路中的电感电流和电容电压。图9所示是虚拟LC 电路的输入信号和电感电流的波形。输入信号总共持续时间3 s ，其中 0～1s 为sin(100π)t ，1～2 s 为零，2～3 s 为sin(100π)t ?。 由图9可知，当输入信号存在时，电感电流不断增加。误差为零时，电感电流维持恒定值。输入信号与原来反相时，电感电流不断减小。对电容电压有类似结论。可见，谐振控制器对正弦信号的控制作
t /s
(b) 电感电流波形
1.0 0.5 0.0?0.5?1.0
1.0 0.5 0.0?0.5?1.0
输入信号/V
电感电流/A
图9 谐振控制器的特性
Fig. 9 Characteristics of resonant controller
用正相当于积分控制器对直流信号的控制作用，因此可以认为谐振控制器就是正弦信号的“积分器”。
当谐振控制器也就是虚拟LC 电路的输入信号为谐振频率的正弦波时，LC 电路发生串联谐振，相当于阻性电路。当输入信号去除后，电感电流将会是谐振频率下的正弦波，且其相位与之前输入信号的相位相同。电容电压则是滞后输入信号90°的同频率正弦波。式(14)正是产生了一个比输入信号超前θn 角度的正弦信号。
对于某一特定频率的谐振控制器来说ωn 为一常数，因此可将其折算到谐振控制器的输入端或输出端所乘系数当中。将输出方程(14)改写为
out ()()cos ()sin L n C n R s I s U s θθ=? (15) 虚拟的LC 电路的连续时间状态方程为 L in d ()0()d ()d ()()00d n L n C C n I t I t t R t U t U t t ωωω??
?????????
=+?????????????
???????
(16) 对上述状态方程和输出方程进行离散化，可得
1111221222in in (1)()(1)()() ()()()n L L n n n n C C n L C b I k I k a a a a U k U k b I k R k R k U k +????????=+?????????+??????????+????
A B (17)
式中：a 11n =a 22n =cos(ωn T )；a 21n =?a 12n =sin(ωn T )；b 1n = sin(ωn T )；b 2n =1?cos(ωn T )。
输出方程为
out ()()()cos sin ]()()n n C C I k I k R k U k U k θθ?C [ L L ????????=????????????
(18) 于是离散化的谐振控制器可用式(17)、(18)来实现。所有的系数均可用三角函数表示，其绝对值都小于1，在定点DSP 上实现时可用较高的定标格式，精
40 中 国 电 机 工 程 学 报 第29卷
度损失小。
但是，这种虚拟LC 法并不是最简单的，而且与零阶保持器不变法有直接的关系。如果分别以虚拟LC 电路的电感电流和电容电压作为输出，利用离散时间状态方程(17)和输出方程(18)可得到输出对输入的z 传递矩阵，因为是一维，也就是z 传递函数
112122()()()2cos()1n n n n
n k k z k k R z z z z T ω????′=?=?+C I A B (19)
比较式(13)、(19)不难发现，这种所谓虚拟LC 法实现的谐振控制器与直接用零阶保持器不变法得到的模型只相差一个系数1/ωn ，虚拟LC 法是把用零阶保持器不变法得到的谐振控制器离散传递函数分子中的系数扩大为原来的ωn 倍，因此，对谐振控制器进行离散化时无需再采用虚拟LC 法，直接计算式(19)即可，本文的实验即采用此法，此外，离散谐振控制器的传递函数已知，可以在控制器设计时用以分析系统的稳定性，而文献[7-9]中的虚拟LC 法无法做到这一点。
5 新型的单环控制策略
逆变电源由于2阶LC 滤波器的存在，在空载时其开环幅频特性在LC 谐振频率点存在谐振峰，对电源特性是不利的。采用电压环、电流环反馈或其它的控制策略，如重复控制的目的也是为了使这一谐振峰衰减[13]。谐振控制器在谐振频率外能迅速衰减输入信号；此外，综上可知，谐振控制器相当于正弦信号的“积分器”，可以实现对正弦信号的无差跟踪。基于上述分析，本文提出400 Hz 逆变电源的一种新型控制策略，其控制结构如 图10所示。
由于谐振控制器对特定的谐振频率增益为无穷大，而对此频率之外的信号能迅速衰减，因此 对图10中的基波以及各次谐波的谐振控制器可以分别进行分析而互不影响。以R n (z )表示基波或谐 波谐振控制器，如式(21)，因此图10可以由图11来分析。
图10 400 Hz 逆变电源的新型控制策略
Fig. 10 New method for control of 400 Hz inverter
图11 基波及谐波的谐振控制器 Fig. 11 Resonant controller for fundamental and harmonics
从图11可得
12o _ref _o 11()()()
1()()1()()n n n n n R z H z H z U U i R z H z R z H z =?++ (20)
式中H 1(z )和H 2(z )为逆变电源离散化过程中生成的。由于系统设计时能保证基波或者谐波频率下，系统的各个部分不会发生谐振，因此，H 1(z )和H 2(z )在基波或者谐波频率下其增益均为有限值，而R n (z )的增益为无穷大，因此式(20)即为
o _ref _n n U U = (21) 即基波或者谐波的输出与给定值完全相等，而与系统参数变化或者负载干扰无关。谐波的给定值为零，所以就实现了谐波的完全消除。当然，在实际应用时，R n (z )需要乘以一个系数，以保证系统稳定性。R n (z )可按式(19)计算，因此系统的稳定性可以分析，R n (z )需要乘的系数也可以计算得到，不再赘述。显然，无论R n (z )所乘系数多大，都不影响其增益无穷大的特性，即式(21)始终成立。
由图11可知，在非线性负载中的谐波电流会在输出电压中产生谐波电压扰动，而加入谐波谐振控制器后，谐波谐振控制器会产生与谐波电流产生的扰动相反的信号，叠加到输出电压后，就消除了负载谐波电流的干扰，而谐振控制器产生的谐波信号经过LC 滤波器后会有相位滞后，同时，数字控制也会产生一拍采样时间延时，这些因素都可以通过相位滞后补偿角θn 来进行补偿。例如，对于本文所采用参数，5次谐波经LC 滤波器后相角滞后约140°，一拍采样延时产生的相位滞后为60°，因此，θ5=200°。
6 实验验证
为验证本文提出的控制方法，在带三相五柱输出变压器的三相90 kV A 组合式400 Hz 电源上进行了相关实验。三相组合式逆变电源由3个共直流母线的H 桥构成，通过三相Y/Y 连接的输出变压器获得三相四线输出。由于采用了三相输出变压器，三相的控制之间存在耦合，但三相五柱变压器为逆变器输出电压的零序分量提供了通路，使得三相逆变器按照3个单相逆变器独立控制成为可能。3个
第6期 李子欣等： 采用数字控制的400 Hz 大功率逆变电源 41
H 桥的控制均由同一DSP 来进行控制，以保证三相电压输出相位的对称性。逆变器直流母线由三相不控整流得到，整流输入电压为三相380 V/50 Hz 。逆变电源输出相电压为115 V/400 Hz ，滤波器参数为L =150 μH ，C =48 μF ，r =0.2 ?。功率器件采用绝缘栅双极晶体管(insulated gate bipolar transistor ，IGBT)，开关频率为6 kHz ，PWM 采用单极倍频调制方式。
为了保证逆变器中的开关器件能够正常工作，必须为开关器件设置一定的死区时间，但死区时间作为整个系统的一种非线性因素，使得逆变器的输出电压中会产生3次、5次等低次谐波；另外，由于开关器件本身存在的导通管压降也会造成输出电压中出现低次谐波，因此逆变电源的控制中采用了基波、3次和5次谐波谐振控制器。
图12是三相22 kW 电阻负载条件下输出电压和电流波形。其中输出电压谐波畸变率(t o t a l harmonic distortion ，THD)为1.0%。图13是三相不控整流桥接电阻负载条件下输出电压和电流波形，其中输出电压THD 为1.4%。由于三相波形情况一样，因此只给出了A 相的情况。这远优于文献[15]中提出的方法的实验结果。图14是三相39 kW 对称负载条件下三相输出电压和A 相电流波形，其中，输出电压THD 为1.0%。为了验证本文方法的动态特性，进行了突加负载实验。系统由空载到突加39 kW 负载时三相输出电压与A 相电流波形如图15所示，输出电压恢复时间小于2 ms ，可见本文提
t (1
ms/格)
i A (100
A /格) u A (200
V /格)
u A
i A
图12 三相22
kW 阻性负载时A 相电压、电流 Fig. 12 Output voltage and current of phase A under
22 kW three-phase resistance load
t (1
ms/格)
i A (20 A /格) u A (200
V /格)
u A i A
图13 三相整流负载时A 相电压、电流
Fig. 13 Output voltage and current of phase A under
three-phase rectifier load
i A (150 A /格) u (100 V /格)
t (1 ms/格)
图14 三相39 kW 阻性负载时三相相电压、A 相电流
Fig. 14 Output voltages and current of phase A under
39 kW three-phase resistance load
i A (150 A /格) u (100 V /格)
t (1ms/格)
图15 突加三相39
kW 阻性负载时三相相电压、A 相电流
Fig. 15 Output voltages and current of phase A under
39 kW three-phase resistance load change
出的方法具有很好的动态特性。
由实验结果可知，无论是线性负载还是非线性负载，3次、5次谐波几乎完全消除，系统的动态特性优良，达到了理想的控制效果。实验当中对死区时间和开关器件导通管压降造成的影响均未进行补偿，由实验结果可知，谐波谐振控制器也能够有效地抑制逆变器本身非线性特性造成的输出电压畸变。
7 结论
分析数字控制对400 Hz 逆变电源特性尤其是电流反馈环带宽的影响，讨论幅值环在双闭环控制中的作用，简化了谐振控制器的数字化实现方法，并提出一种新型的控制策略。实验结果表明本文理论分析正确，提出的控制方法简单有效。本文主要讨论的是单相逆变电源的控制，对于三相三桥臂的情况，只需变换到两相静止坐标系下，即可采用本文的方法。此外，对于更高频率中频电源的数字控制，本文分析所得结论同样适用，可作为相关的分析和设计之参考。
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收稿日期：2008-08-29。
作者简介：
李子欣(1980—)，男，博士研究生，研究方向
为电力电子与电力传动，lzx@mail. https://www.doczj.com/doc/ac14026344.html,。
李子欣
(责任编辑刘浩芳)
逆变器的下垂控制
下垂控制的原理是什么。？ 下垂控制是并网逆变器的常用控制原理，但是具体下垂控制的深层原理和物理含义是什么啊？查到的几乎所有的文献对此都是基于下垂控制XXXX、仿照同步发电机下垂特性XXXX，却没有一个真正说清楚仿照哪了，电机书上对同步发电机的下垂特性也没讲清楚其物理原理。向各位知乎大神求教，我看网上也有很多问这个的却没有一个回答说清楚的。 添加评论 分享 简单来说，所谓下垂控制就是选择与传统发电机相似的频率一次下垂特性曲线（Droop Character）作为微源的控制方式，即分别通过P/f下垂控制和Q/V下垂控制来获取稳定的频率和电压，这种控制方法对微源输出的有功功率和无功功率分别进行控制，无需机组间的通信协调，实现了微源即插即用和对等控制的目标，保证了孤岛下微电网内电力平衡和频率的统一，具有简单可靠的特点。—————————————————————————————————————————— 补充说一说。 学过电机学都知道，发电机有个功角特性曲线，其中凸极同步发电机的 无功功率表达式是： 有功 功率表达式： 我们可以看出，通过控制U和功角来控制有功功率P和无功功率Q。那么反过来， 可以通过控制有功功率P和无功功率Q来控制U和功角 所以， 微电网中的常规下垂控制是通过模拟传统发电机的下垂特性，实现微电网中微电源的并联运行。其实质为：各逆变单元检测自身输出功率，通过下垂特性得到输出电压频率和幅值的指令值，然后各自反相微调其输出电压幅值和频率以达到系统有功和无功功率的合理分配。 逆变器输出电压频率和幅值的下垂特性为：
其中w0，U0分别为逆变器输出的额定角频率，额定电压。kp，kq为逆变器下垂系数。P,Q 分别为逆变器实际输出的有功功率和无功功率。P0，Q0分别为逆变器额定有功和无功功率。 由上式我们可以得到三相逆变器常规的P-f 和Q-U 下垂控制框图。 注：常规下垂控制是在系统并联逆变器的输出端等效阻抗为大电感的条件下推导得到的。然而不同电压等级的连接线路对应不同的阻感比。 在电压等级较低的线路中，阻感比相对较高。 加之每个逆变器到交流母线的距离不同，线路越长，线路电阻越大，可能会导致线路电阻相对线路感抗较大，常规下垂控制已经不能满足低压微电网控制的需求。 所以就有了一种改进型功率耦合下垂控制策略。 因为低压微电网中线路阻抗的影响已经不能完全忽视，有功功率和无功功率对电压和频率的调节存在耦合关系。 逆变电源输出的有功功率P和无功功率Q可以写为： 单台逆变器到交流母线的功率传输示意图：
四桥臂三相逆变器的控制策略
四桥臂三相逆变器的控制策略 阮新波严仰光 摘要提出了一种新型的三相四线逆变器，它有四个桥臂，第四个桥臂用来构成中点，从而省去了三相三桥臂逆变器中的中点形成变压器，减小了逆变器的体积和重量。针对这种逆变器，本文提出了一种电流调节器，它根据三相滤波电感电流和给定电流的误差值最大的那相选择逆变器的开关模态。为了消除输出相电压的静态误差，本文讨论 了一种基于PI调节器改进的电压调节方案。仿真结果表明，本文的思路是可行的。本 文为构造大功率、高效率的三相四线逆变器提供了可靠的理论基础。 关键词：三相逆变器控制策略 The Control Strategy for Three-Phase Inverter with Four Bridge Legs Ruan Xinbo Yan Yangguang （Nanjing University of Aeronaut ics & Astronautics 210016 China） Abstract A novel three phase inverter with four bridge legs i s presented in this paper.The inverter eliminates the neutral forming transforme r by adding a bridge leg to form neutral point to provide balanced voltages to a ny kinds of three phase loads.The principle of the inverter is analyzed,and a ne w current regulator,which chooses switching modes a ccording to the maximum cur rent error of filter inductance current and the reference current is proposed.Th e modified voltage regulator on the basis of PI regulator is proposed to elimina te output voltage static error under any load conditions. Keywords:Three-phase Inverters Control strategies 1 引言 三相逆变器一般是采用三个桥臂组成的拓扑结构，为了给不对称负载供电，必须在 输出端加入一个中点形成变压器(Neutral Formed Transformer，NFT)，如图1所示。中点形成变压器是变比为1的自耦变压器，工作频率为输出交流电的频率，体积和重 量很大，而且体积和重量随着负载不对称的程度变化而变化，不对称度越大，NFT的体积重量也就越大。
大功率逆变器 规格书
3000W 修 正 波DC-AC 逆 变 器 ■ 特性： ● 修正波输出（THD ＜3%） ● 瞬间功率高达6000W ● 效率高达85% ● 保护各类：电池高低压保护/输出短路保护/过负载保护/ 过温度保护/输入反接保护/电池低压警报 ● 应用：家电，电动工具，办公和便携式设备，车辆和游艇等。 ● 1年保修 电气规格 型号 BEM3000L 输出 额定功率(Typ.) 3000W 3000W 3000W 交流电压 220V 220V 220V 频率 50HZ±0.5HZ 50HZ±0.5HZ 50HZ±0.5HZ 波形 额定电压下, 修正波(THD<3%) 额定电压下, 修正波(THD<3%) 额定电压下, 修正波(THD<3%) 输入 电池电压 12V 24V 48V 电压范围(Typ.) 10V-15V 20V-30V 40V-60V 直流电流(Typ.) 277A 138A 69A 空载损耗 ≤0.3A ≤0.2A ≤0.15A 关机模式电流 ≤20mA ≤20mA ≤20mA 效率(Typ.) ≥90% ≥90% ≥90% 电池类型 铅酸电池 铅酸电池 铅酸电池 电池 输入 保护 保险片 35A*12 35A*6 35A*6 电池低压警报 10.5V±0.5V 20V±1V 42V±2V 电池低压保护 9.5V±0.5V 19V±1V 40V±2V 电池高压保护 15.5V±0.5V 30V±1V 60V±2V 电池反接保护 通过内部保险片 通过内部保险片 通过内部保险片 输出 保护 过温度 75℃±5℃ 75℃±5℃ 75℃±5℃ 亮红色指示灯,有报警声,无输出 亮红色指示灯，有报警声,无输出 亮红色指示灯，有报警声,无输出 输出短路 红绿灯交替闪, 取消短路后自动恢复正常 红绿灯交替闪, 取消短路后自动恢复正常 红绿灯交替闪, 取消短路后自动恢复正常 过负载(Typ.) ≥3000W ≥3000W ≥3000W 亮红色指示灯,自锁, 降低负载重启恢复正常输出 亮红色指示灯,自锁, 降低负载重启恢复正常输出 亮红色指示灯,自锁, 降低负载重启恢复正常输出 USB 输出电压 5V 5V 无 输出电流 2A 500mA 无 环境 工作温度 0-40℃＠100％负载 工作湿度 20-90%RH ，无冷藏 储存温度、湿度 -30℃-+70℃,10-95%RH 其它 重量 净重：4.8 Kg 毛重：6 Kg 尺寸 454*180*142 mm(L*W*H) 包装 490*245*205 mm(L*W*H) 备注 如未特别说明，所有规格参数25℃环境温度下进行量测。
逆变器下垂控制原理及控制方法
2.逆变器并联下垂控制原理： 01 Z 02Z 22 ?∠?1V ?∠? 图1.两台逆变器并联运行的等效电路 图1中，运用电路理论的知识，并忽略阻抗01 Z 和02Z 中的阻性部分，可得出逆变器1输出地有功功率 和无功功率的表达式为： 1101 sin VV P X ?=? 21101 cos VV V Q X ??-= 在并联逆变器输出电压相角??很小的情况下，sin ???≈?和cos 1??≈ 成立。将其代入有功功率和无功功率的公式可以知，逆变器输出地有功功率主要由相角差??决定，而无功功率主要由幅值X V 决定。 基于以上分析，在逆变器并联系统中可以借助同步发电机的自下垂特性，引入有功功率和无功功率的调节作用，分别来调节逆变器输出电压的幅值和频率，即： 0x x x x m P ωω=-
0x x x x V V n Q =- 其中，x ω、0 x V 分别为x 台逆变器空载时输出电压的频率和幅值，x m 、x n 分别为x 台逆变器输出电压的频率、幅值的下垂系数，如下图2所示。图2（a ）可以看出，由于逆变器自身特性的差异所造成的逆变器并联运行时输出功率的差异随着频率和幅值下垂系数的增大而减小，但是随着下垂系数的增大电压的偏离度也会随之增大。因此在实际设计中需要在负载均分度和电压偏离度之间进行折中考虑。图2（b ）表明利用下垂特性选择不同的下垂系数，可以使不同容量的逆变器并联运行并按其单位容量均分负载，其下垂系数选择如下： 11221122x x x x m S m S m S n S n S n S == ====
图2.频率和幅值下垂特性 3.控制方法： 实际应用的外特性下垂并联控制方法主要是两种：一、负载电流前馈方式，二、减弱电压控制环方式。 负载电流前馈控制方法的特点是各个模块的电压调节器均为无静差的PI调节器，且电压环给定随着负载电流的增大而减小。 减弱电压环的控制框图如图3所示：
逆变电源控制算法哪几种
https://www.doczj.com/doc/ac14026344.html,/ 逆变电源广泛运用于各类：电力、通讯、工业设备、卫星通信设备、军用车载、医疗救护车、警车、船舶、太阳能及风能发电领域。 在电路中将直流电转换为交流电的过程称之为逆变，这种转换通常通过逆变电源来实现。这就涉及到在逆变过程中的控制算法问题。 只有掌握了逆变电源的控制算法，才能真正意义上的掌握逆变电源的原理和运行方式，从而方便设计。在本篇文章当中，将对逆变电源的控制算法进行总结，帮助大家进一步掌握逆变电源的相关知识。 逆变电源的算法主要有以下几种。 数字PID控制 PID控制是一种具有几十年应用经验的控制算法，控制算法简单，参数易于整定，设计过程中不过分依赖系统参数，可靠性高，是目前应用最广泛、最成熟的一种控制技术。它在模拟控制正弦波逆变电源系统中已经得到了广泛的应用。将其数字化以后，它克服了模拟PID控制器的许多不足和缺点，可以方便调整PID参数，具有很大的灵活性和适应性。与其它控制方法相比，数字PID具有以下优点：
https://www.doczj.com/doc/ac14026344.html,/ PID算法蕴涵了动态控制过程中过去、现在和将来的主要信息，控制过程快速、准确、平稳，具有良好的控制效果。 PID控制在设计过程中不过分依赖系统参数，系统参数的变化对控制效果影响很小，控制的适应性好，具有较强的鲁棒性。 PID算法简单明了，便于单片机或DSP实现。 采用数字PID控制算法的局限性有两个方面。一方面是系统的采样量化误差降低了算法的控制精度；另一方面，采样和计算延时使得被控系统成为一个具有纯时间滞后的系统，造成PID控制器稳定域减少，增加了设计难度。 状态反馈控制 状态反馈控制可以任意配置闭环控制系统的极点，实现了逆变电源控制系统极点的优化配置，有利于改善系统输出的动态品质，具有良好的瞬态响应和较低的谐波畸变率。但在建立逆变器的状态模型时将负载的动态特性考虑在内，因此状态反馈控制只能针对空载和已知的负载进行建模。由于状态反馈控制对系统模型参数的依赖性很强，使得系统的参数在发生变化时易导致稳态误差的出现和以及动态特性的改变。例如对于非线性的整流负载，其控制效果就不是很理想。
逆变电源的几种控制算法
逆变电源广泛运用于各类：电力、通讯、工业设备、卫星通信设备、军用车载、医疗救护车、警车、船舶、太阳能及风能发电领域。 在电路中将直流电转换为交流电的过程称之为逆变，这种转换通常通过逆变电源来实现。这就涉及到在逆变过程中的控制算法问题。 只有掌握了逆变电源的控制算法，才能真正意义上的掌握逆变电源的原理和运行方式，从而方便设计。在本篇文章当中，将对逆变电源的控制算法进行总结，帮助大家进一步掌握逆变电源的相关知识。 逆变电源的算法主要有以下几种。 数字PID控制 PID控制是一种具有几十年应用经验的控制算法，控制算法简单，参数易于整定，设计过程中不过分依赖系统参数，鲁棒性好，可靠性高，是目前应用最广泛、最成熟的一种控制技术。它在模拟控制正弦波逆变电源系统中已经得到了广泛的应用。将其数字化以后，它克服了模拟PID控制器的许多不足和缺点，可以方便调整PID参数，具有很大的灵活性和适应性。与其它控制方法相比，数字PID具有以下优点： PID算法蕴涵了动态控制过程中过去、现在和将来的主要信息，控制过程快速、准确、平稳，具有良好的控制效果。 PID控制在设计过程中不过分依赖系统参数，系统参数的变化对控制效果影响很小，控制的适应性好，具有较强的鲁棒性。 PID算法简单明了，便于单片机或DSP实现。 采用数字PID控制算法的局限性有两个方面。一方面是系统的采样量化误差降低了算法的控制精度；另一方面，采样和计算延时使得被控系统成为一个具有纯时间滞后的系统，造成PID控制器稳定域减少，增加了设计难度。 状态反馈控制 状态反馈控制可以任意配置闭环控制系统的极点，实现了逆变电源控制系统极点的优化配置，有利于改善系统输出的动态品质，具有良好的瞬态响应和较低的谐波畸变率。但在建立逆变器的状态模型时将负载的动态特性考虑在内，因此状态反馈控制只能针对空载和已知的负载进行建模。由于状态反馈控制对系统模型参数的依赖性很强，使得系统的参数在发生变化时易导致稳态误差的出现和以及动态特性的改变。例如对于非线性的整流负载，其控制效果就不是很理想。 重复控制
逆变器的选型
逆变器主要技术指标有:额定容量;输出功率因数;额定输入电压、电流 电压调整率;负载调整率;谐波因数;总谐波畸变率;畸变因数;峰值子数等 通过对逆变器产品的考察,现对250kW、500kW逆变器产品及1000kW逆变器做技术参数比较: 本工程装机容量，10MWp，若选用单台容量大的逆变器，逆变器发生故障时，发电系统损失发电量较大；选用单台容量小的逆变设备，则设备数量较多，会增加投资后期的维护工作量；在投资相同的条件下，应尽量选用容量大的逆变设备，可在一定程度上降低投资，并提高系统可靠性，因此，从工程运行及维护考虑,本工程拟采用高效率、大功率逆变器，选用容量为 500kW，逆变器参数暂按如下参数进行设计
集中型逆变器 主要特点是单机功率大、最大功率跟踪（MPPT）数量少、每瓦成本低。目前国内的主流机型以 500kW、630kW 为主，欧洲及北美等地区主流机型单机功率 800kW 甚至更高，功率等级和集成度还在不断提高，德国 SMA 公司今年推出了单机功率 2.5MW 的逆变器。按照逆变器主电路结构，集中型逆变器又可以分为以下 2 种类型 集中型逆变器是目前大部分中大型光伏电站的首选，在全球 5MW 以上的光伏电站中，其选用比例超过 98% 通过对比集中型和组串型主流机型方案在 100MW 电站的运维数据（见表 5），发电量损失二者相当；由于组串型设备是整机维护，而集中型设备是器件维护，设备维护成本上，集中型优势非常明显。同时，在占地几千亩的百 MW 级大规模电站中，对完全分散布置的组串逆变器进行更换，维护人员花在路途上的时间将远高于进行设备更换的时间，这也是组串型的大型电站应用不利因素之一
电压控制逆变器
电压控制逆变器 The voltage control inverter 为了获得高性能的逆变器，设计控制器的控制目标包括提高输出电压稳态和动态性能2个方面。目前，有关逆变器的控制方法除了工程应用成熟的PID控制［1-2］外，主要还有重复控制［3-4］、滑模控制［5-6］、无差拍控制［7-8］、模糊控制［9-10］及各种复合控制［11-14］等，这些控制方法在提高输出电压的稳态精度和负载变化时的动态响应方面，取得了一定的研究成果。然而以上控制方法主要从输出端考虑，很少考虑输入端对输出的影响，以电压源逆变器为例，以上控制方法在设计时一般都把直流输入电压看作恒定不变的。实际情况是，直流输入电压由于前级不可控整流或本身输入电压不稳定的影响并 不是恒定直流，另外负载电流中若含有谐波也会在直流输入电压上产生谐波电压［15］。此外，以上控制方法中除了PID控制，大部分 控制方法由于其复杂控制算法只能用数字控制来实现，且因条件限制不能很好地广泛应用于实践。为此，本文以常见的单相全桥逆变器为例，在传统电压模式基础上，提出了一种前馈型电压模式控制方案，控制原理上利用开关变换器稳态输入／输出占空比关系构造变换器 的控制方程，引入输入电压前馈使得其波动不会对输出电压产生影响，同时在无积分反馈环节下输出电压就能稳定跟踪参考信号，避免了PID控制中为提高稳态精度而引入积分环节造成系统稳定性下降和 动态性能滞后的影响。控制实现上采用输入电压积分电路来求解方程中的开关占空比，控制电路结构简单，便于用模拟电路实现。进行了
性能分析并与采用传统PID控制的逆变器模型进行比较，理论分析 表明前馈型电压模式控制逆变器具有稳态跟踪性能好、抗输入电压扰动以及对负载跳变动态响应好的优点。进行了仿真对比并设计了2种控制方法的模拟电路进行实验验证，结果表明理论分析的正确性和前馈型电压模式控制的有效性。 1前馈型电压模式控制逆变器原理 本文研究的对象为单相全桥电压源逆变器，如图1所示。4只功率开关管分为2组，其中VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组，输入直流电压ui经2组开关交替导通和关断，得到输出交流方波电压ud，再经LC低通滤波器后得到交流正弦输出电压uo。假设负载为纯电阻负载，同时忽略电感和电容的串联等效电阻。要使输出电压uo跟踪参考电压信号uref，最基本的控制方法是电压模式闭环反馈PID控制，一般需要引入积分环节来提高稳态精度，仅有比例环节很难实现输出电压稳定跟踪，但是引入积分环节又会带来一些问题，如降低系统稳定性和影响动态性能。此外，在输入端由于实际逆变器中直流输入电压并不是恒定不变的，在仅有反馈的情况下输出电压受输入电压波动的影响。为此，在传统电压模式结构基础上，考虑在无积分环节时仍能保证输出电压的稳态精度，同时引入输入电压前馈来消除其波动对输出电压的影响。本文所提前馈型电压模式控制原理如图2所示，在PWM时引入输入电压前馈，由于稳态时输入／输出电压在一个开关周期存在固有的占空比关系，因此由输入／输出电压可以利用PWM 比较器和积分复位电路得到稳态占空比，即稳态时可得d=g（ui，uo），
功率下垂控制原理对逆变器并联系统的按容分配负荷问题
功率下垂控制原理对逆变器并联系统的按容分配负荷问题 南昌航空大学信息工程学院、科华恒盛股份有限公司、钦州学院物理与电子工程学院的研究人员刘斌、卢雄伟、熊勇等，在2015年第21期《电工技术学报》上撰文，对于非同等功率等级的逆变器无线并联系统而言，因为均分系统负荷可能导致小容量逆变器无法工作，所以必须让负荷按照正比于逆变器模块容量的方式实现分配。 围绕下垂控制原理，通过对输出电压幅值和频率进行收敛性分析，推导出逆变负荷按容分配的充分条件，这一充分条件对下垂控制系数的确定具有很好的指导作用。此外，通过引入虚拟阻抗法和双环调节器，搭建了由两台不同容量的逆变器组成的微电网系统。最后通过仿真和实验验证了该理论分析的有效性。 一方面，随着国民经济的发展，电力需求也在迅速增长，但一味地扩大电网规模不能满足电力供应的要求。另一方面，20世纪60年代的几次大型停电事故引发了科研人员对分布式发电系统潜在效益的重视。分布式电源尽管优点突出，但是它相对于电网而言是一个不可控源，微电网便是在这种环境下应运而生的。 它从系统角度出发将分布式电源、负荷、储能装置及控制装置等模块看成一个单一可控的单元，既可以与电网联网运行，也可以在电网出现故障或系统需要脱网时与主网断开单独运行。微电网的这种灵活可调度性，使得它可以成为未来大型电网的有力补充和有效支撑，也正因为如此，近年来关于微电网的研究引起了社会和学术界的广泛关注。 在微电网控制策略中，最常见的有三种。即在并网运行时采用PQ控制，在孤岛运行时采用V/f控制或者下垂（droop）控制。由于本文侧重考虑的是微电网孤岛运行时的负荷分配问题，而基于单个V/f微电源主从控制方式对主控电源的容量要求较高，整个微电网对主电源依赖性过高，因此最终选用基于下垂控制的微电源对等控制方式作为本文负荷分配的控制策略。 此外，依据逆变器之间是否存在互联线，可以将逆变器并联技术分成有互联线并联和无互联线并联两大类，前者因为有互联线的存在而限制了逆变器模块之间的距离，相比而言无互联线并联技术具有更好的发展前景。其中，实现无互联线并联技术[7-8]的关键是按照输
逆变电源并联均流的PI控制和重复控制结合的复合控制方法研究
逆变电源并联均流的PI控制和重复控制结合的 复合控制方法研究 董杰荣雅君 可有效地抑制非线性负载所引起的扰动，减小输出电压畸变 在复合控制下，逆变电源输出电压能很快达到稳态，具有良好的动态特性。 AC 图1 PI控制与重复控制复合控制框图 t/ms （0.02s/格） u / V ( / 格 ) 1 V 图2 重复控制时输出电压与电流波形(带非线性负载) 0.1ms/格 1 V / 格 图3复合控制后输出电压波形(带非线性负载)
逆变电源并联均流的电压与电流瞬时值反馈控制方案 董杰 荣雅君 根据电压与电流的瞬时值进行控制 减小输出电压畸变，保证波形质量 U 图5 电路原理图 图6 双闭环控制波形 基于模糊聚类分析的逆变电源并网运行的孤岛检测
及保护判据研究 荣雅君 殷桂梁 一、孤岛的特点及其检测 1．电压和频率 逆变电源并网运行时，逆变电源向a 点提供的功率为 jQ P +；负载得到功率为Load Load jQ P +，则电网提供的功率为 P P P Load -=? Q Q Q Load -=? 如果逆变电源工作在单位功率因数，则有0=Q ， Load Q Q =?。孤岛形成前瞬间，如果0=?P ，a V 幅值将发生 变化；如果0≠?Q ，负载电压出现一个突然的相位漂移，逆 图1 逆变电源并网运行示意图 变电源控制系统能改变输出电流的频率，即a V 的频率，直到 0=?Q (达到负载的谐振频率)。 2．电压相位突变 电流源型逆变电源，电网断开后，a V 不再被系统电压所固定，而逆变电源输出电流i 是固定的，它一直跟随逆变电源内部的PLL 提供的波形。i 和a V 仅仅在a V 的过零点发生同步，在过零点之间，逆变电源工作在开环状态。因此，逆变电源输出电流突变为参考相。由于频率没有发生变化，负载的相位与系 统断开前相同，因此a V 必然要跳变到新的相位(如图 2所示)。在a V 的下一个过零点，“新”电压和逆变电 图2 相位突变 源输出电流之间存在相位差。 3．电压谐波 电网断开后，逆变电源产生的谐波电流将会流入负载，负载阻抗通常要比系统阻抗大得多，谐波电流与负载阻抗相乘，a V 将产生更大的谐波[5]。逆变电源通过检测电压谐波或谐波的变化来判断是否处于孤岛状态。 二、基于模糊聚类分析的保护方法 1． 模糊聚类分析 设论域}{21n x x x U ，， ， =为被分类的对象，每一对象由m 个特性指标表示其性质，}{21im i i i x x x x ，，， =，n i ，，， 21=。 则n 个样本的特性指标矩阵为： ????? ? ??????=nm n n m m x x x x x x x x x X 2 1 2222111211
大功率光伏逆变器介绍
大功率光伏逆变器 （100kwp～500kwp） 一、光伏逆变器简介 逆变器又称电源调整器，根据逆变器在光伏发电系统中的用途可分为独立型电源用和并网用二种。根据波形调制方式又可分为方波逆变器、阶梯波逆变器、正 弦波逆变器和组合式三相逆变器。对于用于并网系统的逆变器，根据有无变压器 又可分为变压器型逆变器和无变压器型逆变器。 （1）并网光伏发电系统并网式光伏发电系统由光伏组件、并网逆变器、计量装置及配电系统组成。光伏组件将太阳光能转换为直流电能，再由逆变器将直流电能转换为高品质的正弦波电流，直接馈入电网或者做为本地用电设备的电力来源。(2)离网光伏发电系统离网式光伏发电系统由光伏组件、控制器、蓄电池、离网逆变器及配电系统组成，与并网式光伏发电系统的工作原理十分相似，唯一不同的是离网系统输出的电力被直接消耗使用而不输送到电网中。离网式系统中配备有蓄电池，用于储存电能，可以满足阳光不足状态下的发电需求。通过控制器可以实现对蓄电池的控制。对于无法接入公共电网的偏远地区，离网式光伏发电系统是解决用电需求最完。 二、产品型号 ESI——————————光伏逆变器 5———————————额定输入电压 1.24vdc 2.48vdc 3.450vdc 3———————————输出电压 2.220vac 3.380vac B———————————变压器功能B可并联N不可并联 100——————————额定输出功率100kw、250kw、500kw X———————————厂商代码X希望电子有限公司T—— —————————T有隔离变压器N无隔离变压器 三、执行标准 .GB/T19939 光伏系统并网技术要求 .GB/T20046 光伏（PV）系统电网接口特性 .GB/T20513 光伏系统性能监测测量、数据交换和分析导则 .GB/Z19964 光伏发电站接入电力系统的技术规定 .GB/T3859.1 半导体变流器基本要求的规定 .GB/T3859.2 半导体变流器应用导则
基于重复控制的全数字单相逆变电源研究
基于重复控制的全数字单相逆变电源研究 姜洪训 (四川机电职业技术学院，四川攀枝花617000) 摘要：本文建立了PWM逆变器的数学模型。介绍了重复控制理论，为了改善逆变器波形质量，提出了一 种基于改进型重复控制的单相逆变器系统的设计。采用DSP实现了数字闭环控制方案，设计了系统硬件和 软件，并进行了实验。实验结果证明带重复补偿的逆变系统波形质量好，精度高，输出电压波形畸变率小； 该控制系统既有较好的稳态性能，又有较快的响应速度。 关键词：逆变器重复控制数字控制DSP 中图分类号：TM464 文献标示码：A 文章编号：1003-4862 (2011)01-0001-05 Research on Full-Digital Single Phase Inverter Based on Repetitive Control Jiang Hongxun （Sichuan Electromechanical Institute of Vocation and Technology, Panzhihua 617000, Sichuan, China） Abstract: This paper establishes a mathematical model of PWM inverter and introduces repetitive control theory. In order to improve the quality of inverter waveform, a modified repetitive control system based on single-phase inverter is proposed. Using DSP, it realizes digital closed-loop control, and designs system’s hardware and software experiments. Experimental results show that the inverter system with a repeat compensation has good waveform quality, high precision and. low distortion output voltage waveform. The control system has both good static performance and fast response. Key words: inverter, repetitive control, digital control, DSP 1 引言 SPWM逆变器是目前应用最广泛的一种逆变器，作为一种高性能的逆变器，除了要求它满足体积小、重量轻和电磁兼容性好等基本指标外，还必须具备输出高质量电压波形的能力、且有足够的输出功率和高稳定性[1]。为此近年来人们对其提出了多种控制方法以改善其输出波形的质量，如PID控制、重复控制、双环反馈控制、三环控制、、无差拍控制等，其中应用最多的是电压电流双环控制方案和重复控制方案。双环控制具有控制器设计简单，输出电压波形失真小、动态响应快等优点，但这种双闭环控制方案采用PI 调节，它跟踪快速变化的正弦波时无法消除静态误差。而重复控制是基于内模原理的一种新型的控制策略，它对周期性外激信号的跟踪和抑制具有良好的稳态输出特性，鲁棒性好。本文建立了单相逆变器的数学模型，并对开环逆变器进行了分析，分析了双环控制的特点，提出了一种双环控制与重复控制相结合的控制方案，最后以TMS320LF2407为主控芯片搭建了一台50 Hz单相逆变器实验系统，并进行了实验，给出了实验结果，证明了所建立模型的正确性。 2 单相全桥逆变器的数学模型 单相逆变器主电路如图1所示[2]，图中T1、T2、T3、T4是功率开关管，滤波电感L与滤波电容C构成低通滤波器，R r为考虑滤波电感L的等效串联电阻、死区效应、开关管导通压降、线路电阻等逆变器中各种阻尼因素的综合等效电阻。 收稿日期: 2010-09-01 作者简介：姜洪训（1967—），男，讲师，专业方向：电 气自动化。 1
逆变器控制
Design and Control for LCL-Based Inverters with Both Grid-Tie and Standalone Parallel Operations Chien-Liang Chen, Jih-Sheng Lai, Yu-Bin Wang, Sung-Yeul Park, and Hide Miwa Virginia Polytechnic Institute and State University Future Energy Electronics Center 415 Whittemore Hall, Blacksburg, VA 24061-0111, USA jlchen99@https://www.doczj.com/doc/ac14026344.html,, laijs@https://www.doczj.com/doc/ac14026344.html,, ybwang@https://www.doczj.com/doc/ac14026344.html,, supark@https://www.doczj.com/doc/ac14026344.html,, and hmiwa1@https://www.doczj.com/doc/ac14026344.html, Abstract—The inductor-capacitor-inductor (LCL) filter allows higher noise attenuation and universal output in which a power conditioning system or an inverter can operate in both grid-tie and standalone modes. In this paper, the LCL filter design considerations including sensor position selection and component selections are discussed for single-phase paralleled inverters operating in both grid-tie and standalone modes. For grid-tie mode operation, each inverter is operating under a single current loop with proportional-resonant controller and admittance path compensation to reduce the steady-state error by providing a high gain at the fundamental frequency. For standalone mode operation, one of the inverters is implemented with a dual-loop controller to regulate the output voltage while the rest inverters operate in single current-loop controller with communication channels in between to ensure the uniformity of current sharing. Both the simulation and experimental results verify that the designed controllers are capable of paralleling inverter operation in grid-tie and standalone modes by adapting to different controller settings while keeping the same hardware setup. Keywords-LCL filter, grid-tie inverter, dual-loop control, PR controller, parallel inverter, admittance compensation. I.I NTRODUCTION The parallel inverter systems have demonstrated many advantages compared to a single high-power inverter [1-8]. For example, an inverter can be designed in modular manner which allows the system capacity to be multiplied and the reliability can be greatly improved with redundancy. Parallel inverter operation has been a major topic in uninterruptible power system (UPS) applications where the design is focused on the standalone operation, and the output stage is typically an inductor-capacitor (LC) filter. When connecting the paralleled inverters to utility grids, the capacitor becomes redundant, and thus either a pure inductor (L) or an LCL filter can be used as the inverter output stage. Compared with the L filter, the LCL filter is more attractive [9] because it can not only provide higher high-frequency harmonics attenuation with the same inductance value, but also allow the inverter to operate in both standalone and grid-tie modes, which makes it a universal inverter for distributed generation applications such as fuel cell and photovoltaic power conditioning system (PCS). Major factors that were used in LCL design considerations include inductor current ripple magnitude and reactive power consumption in capacitor [10], the range of LCL resonant frequency, and the total inductance value of LCL filter [11]. In this paper, the sensor position selection and the universal application in both grid-tie and standalone modes are added as the LCL design factors. The compliance of interconnect standards IEEE 1547 and 1547.1 [12,13] and their current harmonic limits can also be used in the LCL design criteria. However, the cause of inverter harmonic distortions were mainly found in nonlinear effects such as nonlinear device voltage drop, dead time, limited PWM resolution and lack of stiffness in dc link [14]. The controller with high gain at the harmonic frequencies such as proportional-resonant (PR) controller [15] and direct-quadrant (DQ) frame current controller [16,17] can be potential candidates to alleviate such harmonic distortions. In addition to harmonic concerns, the controller design for parallel inverter systems must consider stability and steady-state error issues. In general, parallel inverters are designed in standalone mode for UPS and distributed generation (DG) systems that supply regulated output voltages when grid is not available. Most reported standalone inverter systems use a LC filter and proportional-integral (PI) controller in their control loops [18-20]. In [18,19], multiple feedback loops were proposed to improve the output voltage performance and to damp the poles of LC filter. In [20], feedback, feed-forward, and nonlinear controls were considered for the entire UPS control system. These parallel inverter systems, however, are usually designed with LC filter [1-8] which will have difficulties in grid-tie operations due to the undetermined resonant frequency caused by the change of grid-side source impedance [21]. The design of parallel inverters also needs to consider the current sharing capability [5-6] and the communication [7-8] among paralleled inverters. In [5], some current-sharing schemes for parallel inverter systems including master-salve control, current-limit control, and circular-chain control are examined and compared. In [6], a current-weight-distribution control was proposed to allow inverters in parallel with different output current capability. In [7], the controller area network (CAN) communication interface is utilized in a parallel inverter system to obtain a higher reliability. In [8], a new voltage and frequency droop control for parallel inverter systems is proposed to allow a robust current sharing without communication between inverters. In this paper, the paralleled inverters adopt the LCL filter as the output stage to allow the inverter to operate in both grid-tie
