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节约您宝贵的时间 应用一主要是帮助您节约宝贵的时间，避免在设计功率电路中出现问题。我们建议您花一点时间阅读这篇文章,至少应该阅读文章中的斜体字和每一章的开头.对于大多数的问题APEX 已经通过实际电路验证,而且这里涉及的范围比您预想到的问题更全面. 1.0 静电问题(ESD) APEX 的所有运算放大器都应该注意静电保护,MOSFET 放大器尤其易被静电损坏，我们的许多放大器都是MOSFET 设计。大多数的双极型设计都是选用小体积晶体管作为输入级，它也易受静电的影响。 ESD 会使放大器的失调电压升高，静态电流增大或完全损坏，APEX 的产品是在防静电很好的环境下生产的，运输过程中也采用防静电包装。在整个过程中您都应注意静电问题，一些地方要求静电测量，包括人、工作台、地板、容器及测试设备等。 2.0 加电前 在设计或者实验阶段可能存在的许多问题在准备投入生产前应被排除。管脚的连接顺序或许接反了，需要联接的没有连接，测试探头或许导致瞬间短路。任何一种错误都可能损坏放大器或其它元件。 下面的五个步骤将充分减少这些危险： 1） 根据放大器的参数将电源电压设置到最小。 2） 将限流值设置到最小（大电流放大器用2.2ohm 的电阻，高电压放大器用47 ohm ）。参看5.0“电流限制”及每个放大器的参数来选择合适的限流电阻。不要用试验室的电源限流功能来保护放大器。 采用限流电阻比利用电源限流功能更安全。用电源限流并不能保护放大器克服电源输出滤波电容引起的浪涌电流，即使平均功耗很低，但由于双极型输出级的二次击穿，SOA 工作区依然会被违反。这是因为输出晶体管上的电源和电流同时达到最大而导致放大器损坏。参看6.0来更好的理解SOA 限制。 3） 检测振荡。用低电源供电并将电流限制到最小.在输入信号等于零时，用100MHZ 或更高的示波器检测放大器的输出，将示波器的时间设置到微秒范围，调整示波器的幅度旋钮，检测是否振荡。然后输入一个信号，检测是否振荡。 如果方波小信号响应上出现过渡超调震荡表示处于临界稳定状态。 如果出现振荡，测量它的频率和幅度，还应该注意振荡是否只出现在输出的正半波或负半波,参看6.0“稳定性”，找出振荡的原因。 因为在低电压小电流状态下电路的基本功能已经被验证，电路一旦工作在所需要的条件下，可以提高电流限制值，检测最恶劣的状态，例如：电机反转，方波驱动一感性负载，或输出电压等于Vs/2时驱动阻性负载，这时应逐渐提高电源电压到最大。这样不但可以减少失败率也可以在某个电压和功率下找到 问题所在。
4） 用可能最大的散热器。这可以给放大器提供一个最好的环境，一旦验证了您的计算，您或许会选用一个小的散热器，查看7.0 “内部功耗和散热器”上的资料计算您实际应用所需的散热器。 5） 当电路处在加电状态下避免开关动作。这包括拔插插头，在反馈回路中用开关或继电器等，参看9.1和9.3. 6） 当用一个具有外部补偿功能放大器时，应清楚补偿电
容所承受的电压接近全部电源电压。从等效电路图可以看到补偿电路一端只有几伏（一般连接到FET 的栅极）另一端接近输出电压。在300V 或更低时，一般的电压余量便足够了。超过该电压，建议用一个两倍
电源电压的电容。在这种情况下，会产生局部放电或电晕放电，就好象有一小股能量突然穿过电容。此时，在你还没有看见电容被损坏之前，FET 的栅极已被损坏。 3.0 最大绝对参数 放大器应工作在最大绝对值下避免永久性损坏.如果
工作时其中一个参数达到了最大值，这将不会导致永久性损坏，但两个或更多的参数同时达到最大值时，放大器或许会损坏。注意：放大器应工作在参数表中所列的范围内。 例如：大多数放大器的最大绝对壳温是+125℃，如果
在参数表中给出的壳温是+85℃ ，当工作在+85 ℃和 +125℃之间，那么参数表里的参数是无效的。另外，放大器或许不能工作在该范围（例如：当超过+85 ℃时，放大
器的输出会嵌位到电源电压 ），但是这不会损坏放大器，除非嵌位条件也违背了SOA 工作区。 最大绝对功率损耗是在假设放大器的壳温保持在25℃ ,结温工作在最大额定值的条件下给出的.它为各个制造商的产品提供了标准,然而,它并不是一个合理考察点,因为它需要一个理想的散热器,即使有一理想的散热器,长时间工作在最大结温下,将会降低产品的寿命.参看7。0“线性功率损耗和散热器”,APEX 一般建议工作在某个壳温下时最大结温为150℃或更低. 最大绝对共模电压是另一个参数，它说明了最大绝对
值和给定值的不同。在许多放大器中,两个输入管脚可以同时达到最大电源电压,然而放大器工作于线性区时,它的输入电压应比电源电压低5V 到30V 。这意味着,输入电压超过了线性区,虽然不会损坏放大器,但放大器或许不能获得
参数表中的抑制比,或许导致信号失真,甚至输出嵌位到电源电压
参看9.0“放大器保护和性能限制“,6.0“SOA”,4.0“电源”,以及“参数定义”中的资料.
4.0 电源 4．1电源电压 给定电压(±Vs)表明一个相等的双电源(例如：±30V)，也可以采用不对称电源(例如：+50V/-10V) 或单电源 (例如：+60V),只要全部电压不超过它的最大值就行。绝不允许在电源管脚上加反向电压.。对于双电源电路,如Http:// https://www.doczj.com/doc/a87050810.html, M I C R O T E C H N O L O G Y 应用1 运算放大器使用注意事项
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果只有一个电源管脚连接是不能工作的.
4． 2电源旁路
不充分的电源旁路会导致放大器电路振荡。每一个电源管脚都应选用一个“低频旁路“的钽电容来对地旁路，容值至少为10uF/ A （峰值输出电流）,在工作温度高于0℃时,计算机用的铝电解电容也可以用。
另外,一个”高频旁路”的0.1uF 到1uF 的瓷介电容应并联在”低频旁路”的电容上,参看图1,这个瓷介电容应尽可能靠近电源管脚(1/4英寸最好)，大的钽电容距离也应在几英寸以内。
图1。电源旁路
4． 3过压保护
放大器不能工作在电压绝对最大值以外。放大器应该保护任何情况引起的过压。一种过压是因为电感负载的高能量脉冲通过快速恢复二极管耦合到一个高阻抗的电源上,另一种是交流电源上的瞬态电压通过电源电压出现在放大器的管脚上。
单极型器件应防止极性反向。注意:一个悬空的电源管脚会导致电源极性反向而损坏放大器。额定电压大于最大电源电压额定值但小于放大器的二次击穿电压的瞬态抑制器的可以防止放大器损坏。
用MOVS(瞬态抑制器)或双向稳压二极管能够嵌位交流电网上的瞬态电压。将这些器件中的任何一种连接到电源输入端上以减小瞬态电压。在交流电网和电源间增加低通滤波器也能减小高频能量。注意电源滤波器中的电感会流过所有的高频能量,而通常使用的电解电容具有很高的ESR.因为ESR 很高,高频能量不可能被完全抑制掉,因此应避免电容容值减小，参看图2。
图2 过压保护
5.0 电流限制
电流限制最主要的功能是使放大器工作在SOA 工作区内.参看第六章“安全工作区区”。一部分APEX 的型号具有内部限流功能，大部分型号具有外部限流功能,它通过一个或两个限流电阻来实现。 用其它外加电路实现限流时必须引起高度注意.通常同时间有关,而且常常因此导致失败。许多供电电源的限流只是在输出滤波电容存储的能量消耗尽以后才有效，这个能量加上电源旁路电容上的能量常常会毁坏放大器。
即使用最快的保险丝也会有问题。通常对于一个200%过流的保险丝,响应时间将在15秒左右。在许多应用中放大器反而保护了保险丝。即使保险丝断了，放大器或许已经坏了。保险丝烧断是在大电流下的一个机械触点动作,在它断开时，通常会有一个尖峰电压出现,或许会超过放大器的额定电源电压.
5.1电流限制的精度
标准的电流限制电路并不具有精确的电流限制功能.通常室温下允许+/-20%的变化,而且电流限制随着温度变化而变化。这种与温度间的变化关系在产品数据表中的典型温度特性曲线中可以看到。在给定温度下,标称电流的实际值可以通过修改电流限制公式的系数0.65V 来获得，参看5.3 ，当壳温高于25℃时，系数根据-2.2mv/℃调整，例如:壳温125℃,系数为0.43V 而不是0.65V ,公式：(650-(125℃-25℃)(-2.2mv) 当工作于大电流时,一些如PCB,导线长度,焊接点的阻抗等因素也必须考虑在内.
5. 2外部可调电流限制
外部限流必须通过连接外部限流电阻实现.详看外部连接图.
电流限制值不应超过运算放大器的最大额定电流..最大电流值是由放大器导体的电流密度而决定的，超过它会损坏放大器,如用一个非常低的电阻(例如:短接线)将会提高输出端的偏置电流,它会提高器件的功率和温度,同时降低对二次击穿的抵抗力，因而降低可靠性。
不安装限流电阻(电流限制管脚悬空)也能导致失败，尤其对感性负载。这甚至包括当采用机械触点切换电流限制时的电路瞬间断开。对于大电流的运算放大器,最小的电流限制应该是20mA,而高电压低电流的最小电流限制是10mA 。电路开路或者限流值小于这个值会导致限流晶体管的电压击穿。
5．3计算电流限制
具有外部电流限制功能的功率运算放大器需要一个或两个限流电阻,该电阻必须根据所示的外部连接图连接.因为输出电流流过限流电阻,所以也必须考虑它的额定功率。从可靠性角度考虑,电阻值应尽可能选择的大一些.一些放大器提供了典型的公式，但是一般每一个电阻及功耗可以按以下公式计算:
ILim 是设置的限流值, 在实际应用中应提供足够的保护.如何选择一个安全的限流值以及在保护和性能之间做一个折衷可以参看6.3 “限流保护”
具有两个限流电阻的图, 允许出现不对称限流Rcl+≠Rcl- 在应用19中讨论了折线式电流限制,在短路情况下
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它可以提供一个很小的电流限制值,当驱动负载时它的电流限制值将会提高。APEX 功率放大器PA04,PA12,PA10,PA05具有这种特性，它减小了在设计限流时保护与性能之间的矛盾。对于大多数线性放大器,功率设计软件工具可以在SOA 曲线上计算和画出它的限流曲线，在https://www.doczj.com/doc/a87050810.html, 网上可以卸载免费软件。
6.0 SOA 安全工作区 6．1识图
SOA 的水平轴Vs-Vo 定义的是通过输出晶体管的电压，而不是一个电源电压或全部电源电压或输出电压，Vs-V o 是放大器输出电流时降在输出晶体管上的压降。有两种方式：如果是源电流,用+Vs-V o.如是吸收电流用（-Vs ）-V o.参看图3a 和3b.
纵轴是放大器两个方向的输出电流.
安全工作区表示了放大器的功率传输能力.参看图4, 它有三个最基本的限制
1) 电流能力。 接近SOA 曲线顶部的水平线表示放大器输出的电流能力。它由放大器内部的连线、结、厚膜导体所承受的电流密度而决定.
2) 耗散功率。是指放大器输出级的耗散功率能力。注意在这条线上，纵轴上的输出电流同水平轴上Vs-V o 的乘积是一常数，换句话说，SOA 曲线是“恒功率线”。例：Tc=25℃,这条线表示放大器在采用一个无穷大的散热器工作于最大结温下的耗散功率。随着壳温的升高,这条恒功率线将向原点移动,新的恒功率线由数据表中的功率衰减曲线而定，壳温主要体现了散热器使用的情况.详情参看第7章“线性功率耗散和散热器”.
3）二次击穿。二次击穿是双极型晶体管的集电极-发射极电压和集电极的电流同时达到最大时出现的一种现象.发射极由于电流密度不均匀而导致局部发热,随着温度的升高,局部电流密度提高又导致温度升高,这个过程的累积,最终导致热失控，使晶体管失效。注意:MOSFE 功率管没有二次击穿限制。
瞬时二次击穿线(T=0.5ms, T=1ms, T=5ms)的占空比是10%。举例,在图4中,放大器在Vs-V o=60V 时输出1.5A 电流,工作时间5ms,但必须停止50ms 才能在这种条件下再重新工作。我们高度建议放大器应避免工作于二次击穿区以外，工作在SOA 稳定工作区以外的瞬态区域内是很难进行充分的分析而确保最佳的可靠性
.
图4。典型SOA 曲线
6．2 严重的SOA 过压情况
对于一个接地的阻性负载,计算放大器的耗散功率是相当简单的。参看7.1“DC 功率耗散”和7.2”AC 功率耗散”然而,对于感性或容性负载,由于电压同电流存在相位差而导致放大器产生更高的耗散功率。
图5a 是一个容性负载引起的过度瞬态过压情况。当
容性负载已经被充电到-Vs,现在给放大器一个“向正向变化”的信号，放大器将立刻以最大的电流ILim 对电容充电，在t= 0+时刻,电容是一电压源,这导致放大器将承受全部的电源电压,同时,放大器将以最大电流(限流值)来工作.
图5b 显示了一个在感性负载下相似的瞬态过压情况，假设输出接近正电源,负载的电流为Iload,现在给放大器一个“向负向变化”的信号,这将导致放大器立刻便输出接近负电源的电压，然而,在t=0+时刻,电感是一电流源,它要求放大器维持Iload, 导致同电容负载一样的情况，也就是说,放大器将承受全部工作电压且以最大电流.工作。
还应注意当工作在稳定的正弦信号下,电抗性负载比阻性负载更易导致过热现象，对于一纯电抗性负载,所有的功率都消耗在放大器上而不是负载上。
6．3利用电流限制进行保护
在一给定的电源电压下,电流限制可以用来保证放大器工作在SOA 内
。采用电流限制可以对输出对地、对电
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源短路等进行保护。缺点是降低了电流的输出能力。
为了保护输出对地短路的情况,将电流设置到电源电压与合适壳温下DC SOA 曲线交叉点所对应的值。在水平轴上可以找到电源电压，当输出对地短路,意味着V o=0,因此Vs-V o=Vs, 从SOA 曲线的交叉点可以找出对应的输出电流，参看图6，我们可以看到用2A 的限制电流对一个工作在±30V ,25℃壳温的放大器可以进行输出对短路保护。注意更好的散热器允许更高的电流限制值。
为了保护输出对任意电源短路的情况，将限流值设置到DC SOA 曲线和Vss 的交叉点。这要求一个非常低的电
流限制。对两个电源电压的幅值求和，在Vs-V o 的轴上找出它的值，然后在SOA 曲线上对应您需要的壳温下找出交叉点的限流值。在图6中的例子，我们可以看到0.7A 的电流限制可以对输出对任一电源短路进行保护。
要求对放大器进行保护和要求输出最大的电流通常是矛盾的。在这种情况下,需要考虑四点:首先, 简单地选择一个大功率放大器;第二,整理各种保护的要求;第三,降低对最大输出电流的要求;第四,选择一特殊的电流限制,也就是折线式电流限制，例如:PA10,PA12,详细资料参看应用9。如何选择限流电阻,参看5.3”计算电流限制” 7.0 线性放大器的耗散功率和散热器
我们要清楚地知道，当功率放大器向负载传输功率时,它本身要损耗功率。只有在某个唯一的信号下,输出功率同耗散功率是相等的，低阻抗或大的电抗式负载将同样导致更高的内部耗散功率，好的电路设计应尽量减小电抗以提高效率。
在选择散热器的过程中主要有两个步骤:第一,必须计算最大的内部耗散功率,第二,必须确定最大结温,壳温,下面四段文章主要是找出放大器在传输功率时所消耗的功率。
为了计算耗散功率,DC 定义为低于60HZ 的信号。在真正的DC 下,只有一个输出晶体管产生热量，其传热能力主要有由导热材料和导热面积决定,随着频率的提高,另一个输出晶体管同最初的晶体管交替产生热量，这意味着功率从峰值转换为有效值,更多的导热面积将热量传到壳,此时热阻降低。在IHZ 时,内部热时间常数相比每个晶体管半秒的持续工作时间来说要快很多,因此没有什么优势.在1KHZ 时,传导周期相对内部热时间常数来说要短的多,平均热量可以利用两个功率有效值和低热阻。从物理上讲在这些频率之间产生了一个光滑的波形,其数学计算是十分麻烦的，大多数运算放大器制造商采纳了60HZ 这个公式。低于60HZ 用峰值功率和DC 热阻,否则用有效功率和AC 热阻。
7． 1 DC 耗散功率
在输出晶体管上得到的功率等于输出电流乘以晶体管两端压降或电源电压和输出电压之差Vs-V o.对于一纯阻性负载,最大的耗散功率发生在V o=1/2Vs 时：
Vs: 电源电压 RL: 负载阻值
如果驱动电抗性负载的信号是一个低于60HZ 的交流信号,画出负载线找出最大耗散功率,然后选择散热器,应用22讨论了SOA 和负载线。举个例子,假设PA12A,电源电压是±48V ,输出电压±40V ,频率50HZ,负载相当于69mH 的线圈串上12.5ohm 电阻,安装0.3℃/W 的散热器就可以了。图7的负载线表明了最大的耗散功率是在电流1.28A 时,功耗67.5W ，此时在阻抗为25ohm ，功率因素角为60°的负载上的视在功率为32V A ，功率因数为0.5。而PA12A 的最大功率是125W ！隐藏在这个软件后面的秘密我们将在以后揭示。
电测量方法
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尽管我们介绍的是DC 而且主要用在低频下，但是仪器误差的唯一限制是频率。一个理想的方法是用放大器加上你认为足够大的散热器做实验，.许多负载在驱动信号幅度改变时,它的阻抗并不改变,如果是这种情况,用一个信号发生器或一个小功率放大器代替图8中的功率放大器是可能的。将驱动信号设置到某个电压,在计算功率之前调整电压和电流并测量。如果用一个可编程的信号发生器,它的实际输出幅度有可能同所编程的幅度不匹配，这是因为负载阻抗同信号发生器的输出阻抗不一定匹配.
1. 在负载和地之间用一个小阻值的电流检测电阻取一同电流成比例的电压,用示波器的一个X-Y 显示通道检测。
2. 用示波器的另一X-Y 显示通道检测V o
3. 在椭圆形上取几个点计算放大器的瞬时功率，公式: Pdout=(Vs-V o)Iload
4. 在SOA 曲线上画出这些功率点,检测是否违背SOA.
7.2交流耗散功率
“AC”意味着至少60HZ,同时我们也只讨论在正弦信号和对称电源下的情况。从一个简单的例子开始：当驱动一个纯阻性负载时，正弦峰值达到0.637Vs 时耗散功率最大，从图9中可以看出当信号幅度在任意方向变化时放大器的功耗是如何减小的。下面的公式可以计算出最大的功率：
Vs: 每一个电源电压的幅度 RL: 负载阻值
电抗性负载的简单计算方法
当负载从一个纯阻性负载变成一个纯感性负载时,有三点变化应注意:
1) 对应最大耗散功率的0.637*Vs 变为1*Vs,看图10。 2) 功率因数从1变到0,这意味着纯感性负载是不产生
热量的(不工作)。
3) 负载上的V A 功率和有功功率的差消耗在放大器上。
尽管有这三点变化,下面的两个公式还是能近似计算出内部耗散功率，关键是要知道负载上的V 和I 相位角差是多少, 即功率因数COS φ。如果负载中只有一个电抗性元件,很容易确定什么频率下将产生最大的耗散功率。在知道功率因数和负载阻抗的情况下,耗散功率的计算公式如下
:
Vs: 每个电源电压的幅度 ZL: 负载阻抗
更精确的方法:
这种方法可以用来分析或用在实验中, 只要放大器和散热器足够大,能够容纳电路运行中已经通过评估的任何错误,同上面的方法一样,必须知道负载的相位角。该方法不但同公式有关，而且必须确定合适的信号幅度。从图 10可以找出最大耗散功率时的幅度,如果低于你的电路所驱动的最大幅度,采用图10中的电压。如果不是,用电路的最大幅度值。
1） 根据电源计算传送到放大器的功率
2）计算从放大器传送到负载的功率
3）计算放大器上的功率
7. 3 ”其他”耗散功率
非正弦波或者是更复杂的储能负载,例如电机,建议用仿真软件分析以及用在DC 耗散功率里已经描述的电测试方法。应用24,“有刷直流电机的驱动”
或许能提供有意
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544义的资料.
7． 4 “简单”的耗散功率 Power Deign 是一个Excel 表格,可以从Apex 网上免费下载,这个软件记忆了所有的规则和这里出现的公式,含有很多有关型号信息的数据库，而且可以帮助您找出临界的相位角。简单的负载数据可以用表格输入，只要你一输入数据，负载线就可以绘制出来。如果对54个复杂负载做频率扫描，时间将稍微长一些。这个软件还能做下面几段文章提到的计算，象散热器的选择，稳定分析表，型号选择，PWM 滤波器的选择以及PWM 功率运放功耗的计算等等。 7． 5将Tj 设置到多少 什么是Tjmax? 在参数表的绝对最大额定值中，它是晶体管生产厂家设定的温度限制，以确保晶体管不会损坏。尤其是老型号的双极性晶体管,常常注明是200℃,但在连续工作状况下,将Tj 定义在这个温度下是不恰当的。从这个角度考虑,Tjmax 应是电路设计的最大结温。
温度是可靠性的一个重要因素。图11来自于MIL-HDBK-217F ，表示一个双极性晶体管工作在175℃结温下比25℃下的失效率大10倍，MOSFET 在同样情况下的失效率是9倍。 APEX 在军品合同中看到要求Tj 最大达到100℃， 大多数的设计者常常必须根据实际应用设置最大结温。是将设备上一个不重要部分的故障去除呢？还是将一个每小时1百万美元的生产线停下来？带来的其它故障？这个放大器每天工作30秒还是连续工作？放大器是否容易更换，
还是需要一个工具？简单地考虑一下时间，尺寸，重量以及费用然后折衷选择一个合适的最大结温。 降低结温有三种方法。第一：降低内部功耗。应用8，3，20，26将给您提供帮助。第二：降低环境温度，这包括工作在一个好的环境下或用液体代替气体致冷。第三：减小结到环境的热阻。 7．6热—电模式 热电模式是将功率等效为电量的方式。在这种方式下，功率可以改为电流，温度改为电压，热阻改为电阻。从1980年APEX 就开始大力推广用这种简单的方法来计
算放大器的壳温和结温。这种捷径采取将静态功耗和由于
输出电流而带来的功耗相加，用这个总功耗来计算两种温度。这种方式会计算出正确的壳温，但结温会比实际的要高，这个误差通常是无关紧要的，除非放大器是高压且高速型的，其静态功耗占输出晶体管额定功率的百分比比较大。 更精确的模式表明将所有的静态功耗和输出晶体管的功耗相加是不对的，因为静态功耗是指放大器所有元器件的功耗，手册中的功率衰减曲线表示的是输出晶体管的功率能力，因此该方法计算的输出晶体管温度比实际的
高，因为静态电流没有流过输出晶体管。例如：PA94，最
大静态电流乘以最大电源电压等于21.6W ，它超过了输出
级额定功率的70%。然而只有小于1%的额定功率的静态功耗是在输出级上，这种简单方法产生了一个误差，而且严格限制了输出级晶体管的功率。因此设计一个可靠的PA94电路，其全部耗散功率大于功率衰减曲线允许的功耗是很容易的。 简单方式 图12，PD 是全部耗散功率，也就是PD （输出晶体管的内部功耗）加上静态功耗。静态功耗（PDQ ）是全部电
源电压乘以静态电流。
更精确的模式
图13，根据晶体管实际产生的热量将静态功耗分开。PD QOUT 只是流过输出晶体管的电流产生的功耗。有些放大器的参数表里有该参数，用输出级的静态电流乘以全部电源电压便等于PD QOUT 。
PD Q other 是其它元件的功耗，应该从PD Q 中减去。
注意数据表中的结到壳的热阻只是指输出晶体管，其
他元件的热阻和功耗变化很大。APEX 的设计原则是确保所有这些元件可以可靠的工作在最大电源电压，最大输入电压，最大的“满足整个范围内的参数”壳温下。 无论您选用哪一种模式，有三种热阻直接导致发热：
1） 尽量买一个低热阻的放大器R φJC 。 2） 正确安装—见下面的8.0部分。
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3） 尽量用最大的散热器。
放大器常常是热阻预算中最大的一部分。放大器越好价格越高而且有时体积更大，比起散热器的尺寸和重量，加大放大器的体积是微不足道的。如果采用一个体积大的
放大器能够省去使用液体或风扇致冷，增加放大器的费用或许不是问题。在选择放大器时，一个合理的出发点就是寻找一个绝对最大值为电路工作时产生的功率值的两倍的放大器。
R φcs 常常被忽略，但是考虑下面的问题：例如交流热阻为0.9℃/W 的PA12安装在HS11液体致冷的散热器上，散热器的热阻是0.1℃/W 。如果环境温度是25℃，R φcs 是0.1，125W 时产生的结温是162.5℃，如果用云母或塑料导热片，在70W 时结温将达到162.5℃！
散热器的性能是热阻的最后一个因素。从SOA 曲线我们大概可以看出在壳温85℃和125℃时功率能力的区别。SOA 曲线是在假设结温在最大绝对值时的曲线。如果您的设计比较保守，这个差会更大,也应该意识到散热器的参数比最大值更具有指导意义。
7．7 散热器的选择
让我们从散热器的参数开始着手。HS03在流动空气中的额定值是1.7℃/W 。事实上当功耗大约是45W 时，实际曲线是10W ，您会发现散热器的额定值更象2.3℃/W 。在上面，“流动空气”是指空气的流动没有阻碍，安装平面必需是在垂直面。小型封装的放大器可以通过安装一个最合适的散热器来达到更好的性能。不正确的安装方式会使效率减小50%。
增加一个风扇会改善您散热器的热阻。请记住：风扇的额定值是指传送的体积，它随着压力而改变。一个5英寸直径的风扇传送100CFM 将在风扇上产生700FPM 的速度。如果空气在19*24英寸的架子上流动，理论上它的速度将降到32FPM ，它将随位置变化。
如果不测量壳温，您的设计是不完善的！
放大器有两种温度限制。最明显的是输出晶体管结温的限制。壳温也受到限制，另外，失调电压，偏置电流也受到壳温的影响，85℃的壳温相对45℃来说，失调电压会提高4倍，而且会加倍器件的损坏。建议花费一些时间阅读3。0，在这里讨论了绝对最大值和“满足整个范围的参数”之间的不同
壳到散热器的热阻R φcs 随着封装形式的不同而不同.这个值是假设在放大器和散热器之间使用APEX 的铝散热片或涂一层薄薄的导热胶得出的。
用任何一种散热方式，散热器的值都要受到壳温的限制:
Tc=最大允许壳温
PD=由于负载电流导致的输出晶体管功耗 PDQ= 全部静态功耗 简单方法
如果PDQ 小于PD 的十分之一，用这种简单的方法，如果转换速率是几百伏/微秒或超过300V ，用更精确的方法，简单的公式如下：
Tj=最大允许结温
R φjc=AC 或DC 热阻
更精确的方法
如果是一个高压高速的放大器，例如PA94，电压900V ，转换速率500V/us,传统的公式会降低放大器的容量，用下面的步骤会更精确地预测工作温度。
先找出输出级的静态电流，如果数据中没有，根据全部静态电流的5%来估计。
用输出级的静态电流乘以全部电源电压找出静态功耗，在保持结温150℃或更低的情况下计算散热器的值：
Tj=最大允许结温
R φjc=AC 或DC 热阻
既简单又精确的方法
1） 计算器和该页的原则放到一边。
2） 从https://www.doczj.com/doc/a87050810.html, 卸载免费的功率设计
表。
3） 输入放大器，电源电压，最小/最大频率，输出
幅度以及负载形式。
4） 读出负载，电源及放大器的功率，散热器的值还
有一些警示。 5） 根据要求设计。
6） 输入设计注意事项，选择打印按钮得到文件。 7） 要求你的老板升职
8.0 放大器的安装和机械考虑
对于一个功率运放的设计,高可靠性包括机械和电两方面的设计,正确的安装方式对于功率运放也是非常重要的.一旦选择了合适的散热器,应依照下面的技巧来安装.
所有APEX 的金属壳都是可以同地连接,是同内部器件隔离的.，这意味着,在使用中不需要绝缘垫片,它或许会提高工作温度
.
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另外,APEX 用一个很薄的铂基板,它的热阻非常小,不要冒险去挤压这个基板，.为了保护它,必须注意两点: 1）。用一个可压缩的导热片.通常这些都是硅橡胶,当超过
千分之二英寸的厚度会导致垫片弯曲,而挤压底层.使用这样的导热片是没有担保的.导热膏有很好的导热性能.
2）
。不要在壳上施加过高的扭矩.建议在安装TO-3.SIP 封装时扭矩为0.45—0.79N.M,对于MO-127和DIP TM 封装(PD10和PD12),扭矩为0.9-1.13N.M.参看图14 ,涂一层很薄的导热膏或将APEX 的导热片安装在壳同散热器之间.当安装放大器时,应用很小的力矩交替拧每一个螺钉. 参考图14，在外壳和散热器间放入一个薄的导热片比如APEX 的导热片，当安装放大器时逐步地在每个螺钉间切换地上紧。
由于散热器同放大器安装孔有误差,必须注意放大器的管脚在通过通孔时不要碰到散热器上,最好将所有的管脚都套上套管.在实际应用中,通常用聚四氟乙烯套管以承受最大的壳温和最高的电源电压.
不允许钻一个孔让放大器的所有管脚都通过,每个管脚都需要一个通孔.常常散热器是客户自己的或安装在某个壁上,这时必须要求散热器的通孔同放大器的管脚兼容.对于8个管脚的TO-3, 它的热量流动主要在管脚的周围.，因此,一个唯一的大孔让所有8个管脚都通过是不可行的
.
8． 0放大器的保护和性能限制
9．1输出保护
一个电感负载,电流的突然变化会导致一个很大的电压尖峰.这个尖峰电压出现在放大器的输出上,以致损坏输出级.有刷直流电机可以产生连续的高电压、高频电压尖峰.另外压电传感器的机械振动也将产生一个尖峰电压,这些都会损坏放大器的输出级.
尽管大多数的功率放大器都有内部输出保护二极管,
但是这些内部二极管对放大器保护持续的高频、高能量的尖峰脉冲是不够的.这些二极管通常都是固定在达林顿管
上,有很慢的恢复时间,或许还有很大的正向压降.对于一个持续的高能量尖峰电压,应对电源用一个高速的快恢复二极管.参看图16.这个二极管的恢复时间应小于100nS,因为高频能量在20nS 以下.
当电流反方向流动时,电源必须是一个真正的低阻抗源.否则,这个尖峰能量将耦合到电源管脚上,导致一个尖峰电压出现在电源上,这有可能使放大器处于过压状态而损坏.
9.2共模电压限制
在许多的运算放大器参数中，最容易被误解的一个是共模电压范围,在数据表中,两个输入管脚的共模电压非常接近电源电压.当超过这个范围,放大器将不能工作在线性区.在大多数数据表中绝对最大共模电压参数是指输入信号不能超过它,如果超过或许会损坏放大器。.有两种情况对共模信号的约束有很明显的说明:单电源工作方式和不对称电源工作方式.
举例: APEX 的PA82J 的共模电压范围是±Vs-10。这暗示着当PA82J 工作于单电源方式时,两个输入管脚必须至少偏置到10V 以上。图17举例补充说明了这种情况，它使两个输入在10V 以上.在单电源工作方式下,放大器的输出永远不可能输出零,这是由于放大器的输出饱和电压导致的。
图18 是一个偏离单电源工作的实际例子.第二个低电压源允许地作为参考信号,但同时提高了单电源供电时高边电源的电压.只要放大器工作在线性区,共模电压将是零。１２Ｖ的电源电压允许共模电压范围从0到2V , PA81J 的输出也可以是0V . 12V 的电压只需要提供
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静态电流,如果负载是电抗型负载或EMF,12V 的电源必须能够吸收由于负载造成的回馈能量.
9.3差分输入电压的限制和保护
输入差分电压超过”绝对最大差分输入电压“会导致放大器永久的损坏.它将导致输入失调电压和输入偏置电流升高和漂移最终导致输出级损坏，尽管在正常的闭环条件下差分输入电压是mV 级，但有几种情况会导致它超过这个范围:
１） 输入信号的快速上升时间 ２）当没有加电时输入信号
３）高阻抗的输出状态(电流限制,热保护,休眠工作方式)
４）反馈回路中的开关
图19a 是第四条的举例说明
.
这个图常常用在ATE 系统上,放大器的增益可调。放大器达到最大值时的响应时间是微秒级,比典型的触点时间(通常是毫秒级)快很多, 因此当反馈回路中的触点断开时,放大器的输出将接近于某个电源电压,在这个例子中,输出将接近150V ,触点将直接将150V 连接到输入端,而PA08的最大差分输入是±50V ，因而输入将被损坏. 有效的输入保护有两个功能:
１）限制输入差分电压低于输入晶体管基极一发射极的反向击穿电压,典型值约等于6V .
２）限制输入瞬时电流低于150mA
图19b 是一个输入保护的例子，二极管应有很高的速度,例如IN4148,串联阻抗应限制最大电流到
150mA.
10．0稳定性
在使用运算放大器时,最常见的问题是稳定性.尽管许多放大器都对单位增益进行了补偿，但放大器常常用来驱动电抗性负载,或者传送一大电流或高电压,这些情况的稳定性更难获得.然而,如果采纳下面的建议,每一个电路都能被稳定.
当满足两个条件时，放大器将变成一个振荡器：相移为360°，在该频率下有增益。一个负反馈的运算放大器,它的相移是180°，这意味着当它振荡时，所有信号导致的相移是再移180°，所以，最重要的是检查在各个频率下的相移以及闭环增益。即使电路工作在直流信号下,也不能排除在1MHZ 时的振荡，APEX 的许多放大器在1MHZ 时都有很好的增益，而且在这个范围内放大器和寄生元件的相移迅速提高。
条件和可能的原因：
CLBW=闭环带宽 UGBW=单位增益带宽 CLBW=闭环带宽
+参看图20进行环路检测 —不确定。
*如果在UGBW 处的 Rn<<|Zcf|，环路检测（图20）时振荡消失。
**只是在输出的某一部分振荡。
可能的原因/可能的解决方法：
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A ． 原因: 电源反馈回路(不充分的电源旁路) 方法: 电源旁路,参看4.2
B ． 原因: 电源线的电感 方法: 电源旁路,参看4.2
C ． 原因: 地环路
方法: 用“星”地.参看图2.1
D ． 原因: 容性负载同输出阻抗相互作用
方法: 提高增益或输入增加R-C 补偿网络.参看2.4 E ． 原因: 在反馈回路中有电感(零噪声增益) 方法: 增加一合适的反馈环.参看应用5 “精确的电磁
偏转“或应用13“V-I 的转换“
F ． 原因: 输入电容同输入高阻抗作用(零噪声增益)
方法: 用Cf 并上Rf, Cf 约等于输入电容.不要用太
大的电容,否则会出现问题J.
G ． 原因: 输出到输入的耦合
方法: 输出线远离输入线,壳接地,旁路或取消偏置电
阻Rb.
H. 原因:：射级跟随器同容性负载作用
方法; 用输出”缓冲”网络.参看10.1
I. 原因: 输出级的复合PNP 管同反应式负载作用 方法: 用输出”缓冲”网络.参看10.1
J ． 原因: 放大器的反馈电容导致单位增益时的不稳定
(积分不稳定性)
方法: 减小反馈电容,提高Cc K ． 原因: 不充分的补偿电容
方法: 提高Cc 或提高增益或用输入“Rc”网络,参看
图24
L ． 原因: 伺服环稳定问题
方法: 补偿“前级”或“伺服放大器
”
图21。 稳定性的基本要求
10．1稳定的基础
为了确保稳定性,一些基本的原则必须遵守。正确的接地是最重要的，看图21。不正确的接地会导致放大器在单位增益带宽的频率下振荡，充分的电源旁路在图21中也说明了,靠近放大器的电源管脚用一小的电解电容和一瓷介电容,以确保电源上的高频信号接地，放大器的内部补偿电路被连接到电源上，这也是电源必须旁路的一个原因。
表一显示的振荡频率是找出问题的最重要线索，超过放大器单位增益的频率,可以试着照图22 用一输出缓冲网络来解决。如果频率接近闭环和开环增益交叉点的频率,检查电源旁路或地环路的影响。.更低的频率,用应用19 和25进行环分析。
图22。输出R-C 网络（缓冲）
10.2非环路不稳定的常见原因:
下面是许多不稳定问题的常见原因”
1) 大的电解电容或钽电容应尽量靠近管脚安装,但小的瓷介电容通常被忽略了,电路或许因为大电容的高频阻抗不够低而导致振荡.
2) 一个电路模型被检测合格且令人满意，一个印制板完成后,各种工作方式都被检测合格，进一步想用这个技巧重复实现多个放大器的印制板,但当检测时,每个放大器都振荡.电源线交叉是一主要的问题.用许多旁路电容,壳接地和在下面提到的各种方法来解决.
3）不接地的壳也可能导致振荡,尤其是一高速放大器.APEX 的许多金属壳都是电隔的，壳同放大器的所有内部焊点都离的比较近,所以壳有可能成为一个天线.将壳接地可以避免噪声,交叉耦合,正反馈导致振荡,有一些型号的壳同一个Vs 相连,只要Vs 是干净的,它有同样的目地.
4）一个标准的反向放大电路的同相端有一个匹配的电阻来改善输入偏置电流的性能，这个高的输入阻抗会变成一个天线接收正反馈导致振荡.计算没有使用这个电阻的误差(一些放大器有相等的偏置和失调电流,可以忽视此电阻的影响)如果必须用这个电阻,建议至少用一个0.1uF 的瓷介电容旁路.
10.3闭环稳定性问题
闭环不稳定主要有下面几个方面:
1） 放大器的补偿电路同闭环增益不匹配.这包括使用放
大器时，它的实际增益小于它们被建议的增益，选择错误的外部补偿参数,错误的认为高频增益是所计算的DC 增益(一个反馈积分电容在高频时将降低增益) 2） 高输入阻抗或高阻抗反馈网络将带来一些寄生效应。
假设一个100Kohm 的反馈电阻和一个3Pf 的寄生电容，将在53KHZ 产生一个极点(导致45°的相移) 3） 容性负载与放大器的输出阻抗将产生一个极点，给放
大器带来一定的相移.
4） 电流输出电路中，电感的电压与电流相位差将包含在
电流反馈回路里。
5） 太多的放大器工作在一个单个环，每个放大器都对总
环起着作用。.
解决方法包括以下几个方面:
1） 选择一个适合低增益的放大器,提高外部相位补偿,或
修改电路。 2） 降低阻抗值。
3） 在环外增加一个隔离电阻以削弱容性负载的影响,参
看图23
4）提高直流闭环增益
5）用噪声增益补偿提高交流增益,参看图24。这种方法
在反相电路中可以很好的工作，但是在同相电路中不
建议如此使用.
6）用一合适的衰减电容降低开环和闭环增益交叉点的斜
率，通常电容越大不一定越好。
图24 输入R-C网络补偿
7）在电流源电路中增加一个交流电压增益限制器，在高
频时电感有很高的电压，这个R-C网络使放大器工作
于电压反馈模式。
8）降低放大器的数目
这些解决方法通常会对带宽产生负面影响,尤其在电
流输出电路中。APEX认为“任何电路都能够稳定”。根据
应用里提到的几个方面,您或许会考虑工作的量,有些方面
我们在这儿并没有提到，但是,不要担心,“Power Design”
会考虑各种因素,而且各种图表会给您的设计带来方便。
10.4结束语
当您同您的伙伴正努力解决振荡问题时,请不要放弃.
在最坏负载情况下考虑应用这些技巧和思路,您会克服您
的振荡问题.
APEX应用热线
APEX应用热线通过各种途径给您提供技术支持.在
很多情况下,我们会立刻给您提供失败的处理方法,有时,我
们需要您把放大器寄回APEX做失效分析,这个分析可以
精确的查明失败范围以减小电路问题。
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