电力电子技术ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
第３９卷第６期２００５年１２月
Ｖｏｌ．３９，Ｎｏ．６Ｄｅｃｅｍｂｅｒ，２００５
１引言
将２２０Ｖ电网电压经整流再提供直流是实际应
用中最为广泛的变流方案，但传统的二极管或晶闸管整流器会对电网产生谐波电流，使电网产生严重畸变的非正弦电流而危害电网，引起输入端功率因数下降，对电网造成污染。有源功率因数校正（ＡＰＦＣ）技术可将电源变换成等效的纯电阻，有效地消除了整流装置的谐波，极大地提高了功率因数，减小了高次谐波。在各种功率因数校正电路中，单相Ｂｏｏｓｔ电路以其效率高，电路简单，成本低等优点得到了广泛应用。本文对几种典型的Ｂｏｏｓｔ变换器的损耗进行了分析，分别设计了３ｋＷ的ＢｏｏｓｔＰＦＣ整流电源，并对其进行了损耗分析和计算，得到了与理论分析相一致的结论，为减小Ｂｏｏｓｔ电路的损耗，提高Ｂｏｏｓｔ变换器的效率提供了方向，也为大功率ＰＦＣ设计、拓扑设计、参数选择及热设计提供了参考。
２几种典型ＰＦＣ变换器拓扑
图１示出几种典型的ＰＦＣ变换器电路拓扑［１］。图１ａ与单纯的Ｂｏｏｓｔ斩波电路的区别仅在于控制方法不同，而工作过程相同。
在主功率开关管ＶＱ两端并联一个缓冲电容
Ｃ，即可限制ＶＱ的电压上升率，同时，另设一个辅助电路，使Ｃ上的电荷在ＶＱ开通之前释放完毕。为减小辅助电路的损耗，必须在ＶＱ零电压开通后立即停止工作。这样可得图１ｂ所示的零电压转换（ＺＶＴ）ＰＷＭ变换电路的原理图。它的主要换流过程是ＶＱ的开通过程，电路的具体工作过程在此不作分析。
ＺＶＴＰＷＭ变换器的特点是：①采用ＰＷＭ实现恒频控制；②辅助电路的损耗较小；③ＶＱ的电压电流应力较小。其ＶＱ实现了ＺＶＴ，辅助开关管ＶＱｒ实现了零电流开通，但在关断时却是硬关断，所以该电路可减少主元件的开关损耗。由于ＶＱｒ的工作时间短，流过的谐振能量较小，所以开关损耗也较小。
然而，ＺＶＴＰＷＭ变换电路虽消除了ＶＱ的开关损耗，但也引入了辅助换流电路的通态损耗和开关损
几种Ｂｏｏｓｔ电路的功率损耗分析与实验研究
贺冬梅，蔡丽娟，陈灵敏
（华南理工大学，广东广州５１０６４０）
摘要：针对开关器件、电感在Ｂｏｏｓｔ电路中的损耗，分析了硬开关、ＺＶＴ和改进的ＺＶＴＢｏｏｓｔＰＦＣ变换器的功率损耗。并且采用功率因数校正集成电路ＵＣ３８５４，ＵＣ３８５５分别实现３０００Ｗ硬开关、ＺＶＴ和改进的ＺＶＴＢｏｏｓｔＰＦＣ变换器，通过分析比较３种电路的功率损耗，
验证了ＢｏｏｓｔＰＦＣ电路功率损耗计算方法的正确性。关键词：功率因数；功耗／软开关中图分类号：ＴＭ４６１，ＴＭ７１４．３
文献标识码：Ａ
文章编号：１０００－１００Ｘ（２００５）０６－００７０－０２
ＡｎａｌｙｓｉｓａｎｄＥｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｔｉｏｎｏｆＰｏｗｅｒＤｉｓｓｉｐａｔｉｏｎｉｎＳｅｖｅｒａｌＢｏｏｓｔＰＦＣＣｉｒｃｕｉｔ
ＨＥＤｏｎｇ－ｍｅｉ，ＣＡＩＬｉ－ｊｕａｎ，ＣＨＥＮＬｉｎｇ－ｍｉｎ
（ＳｏｕｔｈＣｈｉｎａＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｇｕａｎｇｚｈｏｕ５１０６４０，Ｃｈｉｎａ）
Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＴｈｅｐｏｗｅｒｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎｓｏｆｓｗｉｔｃｈｉｎｇｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓａｎｄｉｎｄｕｃｔｏｒｕｓｅｄｉｎＢｏｏｓｔＰＦＣｃｉｒｃｕｉｔａｒｅａｎａｌｙｚｅｄａｎｄｃｏｍｐｕｔｅｄ，ｆｕｒｔｈｅｒｍｏｒｅｔｈｉｓｐａｐｅｒａｎａｌｙｚｅｓｔｈｅｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎｓｏｆｈａｒｄｓｗｉｔｃｈｉｎｇ，ＺＶＴａｎｄｉｍｐｒｏｖｅｄＺＶＴＢｏｏｓｔＰＦＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ．３０００ＷｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｏｆｔｈｅｔｈｒｅｅｔｙｐｅｓａｒｅｒｅａｌｉｚｅｄｗｉｔｈＵＣ３８５４ａｎｄＵＣ３８５５．Ａｎａｌｙｓｉｓａｎｄｃｏｍｐａｒｅｐｒｏｖｅｔｈｅｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎｏｆｔｈｅｃｏｍｐｕｔｅｍｅｔｈｏｄ．
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：
ＰＦ；ｐｏｗｅｒｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎ／ｓｏｆｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇＦｏｕｎｄａｔｉｏｎＰｒｏｊｅｃｔ：ＳｕｐｐｏｒｔｅｄｂｙＧｕａｎｇｄｏｎｇＰｒｏｖｉｎｃｅ′ｓＳｐｅｃｉａｌＳｃｉｅｎｃｅａｎｄＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＦｏｕｎｄａｔｉｏｎｏｆ＂ＴｅｎｔｈＦｉｖｅ－ＹｅａｒｓＰｌａｎ＂ｉｎＣｈｉｎａ（
Ｎｏ．Ａ１０５０２０２）基金项目：广东省“十五”科技重大专项资助（Ａ１０５０２０２）定稿日期：２００５－１０－１３
作者简介：贺冬梅（１９７９－）
，女，山东武城县人，在读硕士，研究方向为电力电子与电力传动。
图１ＺＶＴＰＷＭＢｏｏｓｔ变换器电路原理图
图中ＶＤ——
—续流二极管Ｌｒ，Ｃｒ——
—谐振电感和电容７０
耗。为减小ＶＱｒ的关断损耗，在ＺＶＴＰＷＭ变换电路中加入由辅助电容Ｃ１和辅助二极管ＶＤ１组成的无损吸收电路，即图１ｃ示出改进的ＺＶＴＰＷＭ变换电路。它与ＺＶＴＰＷＭ变换电路不同的是，仅在ＶＱｒ和ＶＱ时关断。改进后添加的Ｃ１既可作为ＶＱ的Ｃ，又可作为ＶＱｒ的Ｃ，实现了ＶＱ和ＶＱｒ的软开关。
３开关损耗分析与计算
Ｂｏｏｓｔ变换器的总损耗主要包括快恢复二极管
即升压二极管ＶＤ损耗、ＶＱ损耗以及电感损耗和辅助电路损耗。
３．１硬开关电路损耗
在典型Ｂｏｏｓｔ电路的应用中，开关损耗主要指
快恢复二极管损耗和开关管损耗［２～４］
。此外，电路损耗还包括电感损耗和其他杂散损耗。（１）快恢复二极管损耗快恢复二极管损耗主
要由下述３部分组成。
开通损耗：
ＰＶＤｏｎ＝１２
ｆｃＩＶＤｆ（ＶＲｆ－ＶＶＤｆ）ｔｆｒ
（１）通态损耗：ＰＶＤｃｏｎ＝ＶＶＤｆＩＶＤａｖ＋ＲＶＤＩＶＤｒｍｓ２（２）关断损耗：ＰＶＤｏｆｆ＝１４
ｆｃＩＶＤｒｍｓＫｆＶＲｔｒｒ
（３）
式中
ｆｃ——
—开关频率ＩＶＤｆ——
—ＶＤ的通态电流ＶＶＤｆ———
ＶＤ的正向导通压降ｔｆｒ———ＶＤ的开通上升时间ＩＶＤａｖ——
—ＶＤ的电流平均值ＲＶＤ———ＶＤ导通时的内阻ＩＶＤｒｍｓ——
—ＶＤ的电流有效值ｔＶＤｒｒ——
—ＶＤ的电压反向恢复时间Ｋｆ——
—ＶＤ反向恢复电流的温度系数（２）
开关管损耗在硬开关Ｂｏｏｓｔ变换器中，开关管损耗由开通损耗、通态损耗和关断损耗３部分组成。开通损耗主要包括开通时开关管两端等效电容（含开关管的输出电容Ｃｏｓｓ和Ｃ）放电形成容性的开通损耗，以及从截止到完全开通，渡过放大区时形成的损耗；在Ｂｏｏｓｔ电路中，由于二极管在关断时产生反向恢复电流，造成二极管本身损耗，同时也增大了ＶＱ的开通损耗，其增大部分等于ＰＶＤｏｆｆ。通态损耗主要由ＶＱ的通态电阻产生。其中关断时产生损耗的原因多种多样，主要表现在关断过程中电流下降的延迟和电压上升的过快，从而形成电压电流的交叠，产生很大的功率损耗。开关管损耗的表达式为：
开通损耗：ＰＶＱｏｎ＝２３ｆｃＣｏｓｓＵｏ２＋ＰＶＤｏｆｆ
（４）通态损耗：ＰＶＱｃｏｎ＝ＩＶＱ２ｒｍｓＲＶＱ（５）关断损耗：
ＰＶＱｏｆｆ＝１２
ｆｃＵｏＩＬｔｆｒ
（６）
式中Ｃｏｓｓ＝Ｃｄｓ＋Ｃｇｓ
ＩＶＱｒｍｓ——
—ＶＱ的电流有效值ＲＶＱ——
—ＶＱ在给定温度下得导通电阻ＩＬ———电感电流，ＩＬ＝Ｉｉｎｔｆｒ——
—ＶＤ开通上升时间（３）
电感损耗电感损耗主要有铜损、磁滞损耗、涡流损耗组成［２，５］
。其中铜损：ＰＣｕ＝ＩＬ２ＲＣｕ（７）
磁滞损耗：Ｐｎ＝ＫｈｆｃＢｍ１．６（８）
涡流损耗：
Ｐｖ＝１６ρ
π２ｄ２
Ｂｗ２ｆ２
（９）
式中ＲＣｕ———电感导线电阻Ｋｈ———比例系数，因材料而异
Ｂｍ——
—最大磁通密度ρ
———电阻率ｄ———
密度，即单位体积材料的重量Ｂｗ——
—工作磁感应强度（４）ＢｏｏｓｔＰＦＣ电路中电流参数的求法
Ｂｏｏｓｔ
ＰＦＣ电路中，
按其定义求得：ＩＬ＝２!ＰｏＵｉｎ
ｓｉｎ（２πｆｔ）（１０）
设电网频率下占空比为Ｄｎ，则：
１－Ｄｎ＝ＵｍｎＵｏ＝Ｕｉｎ［２π（ｎ＋１）Ｔｃ／Ｔ］Ｕｏ
（１１）
可求得快速二极管的电流平均值和有效值分别
为：ＩＶＤａｖ＝ＴｃＴＮ－１
ｎ＝０
"ＩＬ（１－Ｄｎ）ＩＶＤｒｍｓ＝ＴｃＴＮ－１
ｎ＝０"ＩＬ２（１－Ｄｎ）
２!
#%%$%%&
（１２）流过ＶＱ的电流平均值和有效值为：
ＩＶＱａｖ＝Ｔｃ
ＴＮ－１
ｎ＝０
"ＩＬＤｎＩＶＱｒｍｓ＝ＴｃＴＮ－１
ｎ＝０"ＩＬ２Ｄｎ２
!
#%%’%%&
（１３）式中Ｎ＝Ｔｃ／ＴＴｃ——
—开关周期Ｔ——
—交流电周期将式（１０）～式（１３）分别代入式（１）～式（９）
即可得到ＢｏｏｓｔＰＦＣ变换器各方面的功率损耗。其中电感损耗难以降低，需在设计过程中，包括选择谐振参数等时充分考虑降低损耗的措施。３．２ＺＶＴＰＷＭ变换器损耗
ＺＶＴＰＷＭ变换器实现了ＶＱ和ＶＤ的软开关，其电压、电流应力与不加辅助电路的一样，这就大大减小了主电路元件的开关损耗，如式（４）～式（６）
中的ＰＶＱｏｎ，ＰＶＱｏｆｆ均有很大程度的降低，
甚至为零。然而，辅助电路的引进，也引入了ＶＱｒ的损耗和谐振回路的损耗。ＶＱｒ是零电流开通，但有容性开通损耗，且辅助电路的工作时间很短，其电流有效值很小，因此损
耗也小。然而，ＶＱｒ的关断是硬关断，
关断损耗较大。谐振回路的损耗与Ｃｒ，Ｌｒ有关。Ｃｒ的增加将使辅助换流电路的总损耗增加；Ｌｒ的增大对总谐振损耗影响不固定［３］。因此在设计时，应根据减小关断损耗的要求，尽可能取小的Ｃｒ值，以及取合适的Ｌｒ值。
（下转第７７页）
几种Ｂｏｏｓｔ电路的功率损耗分析与实验研究
７１
!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!
（上接第７１页）
３．３
改进的ＺＶＴＰＷＭ变换器
改进的ＺＶＴＰＷＭ变换器保留了ＺＶＴＰＷＭ变换器的所有优点，并且实现了ＶＱｒ的零电压关断，Ｃ１既作为ＶＱ的Ｃ，又作为ＶＱｒ的Ｃ，ＶＱ的Ｃ直接
利用其电解电容就可以了，不必另加Ｃ，
同时辅助电感的峰值电流也比ＺＶＴＰＷＭ变换器的小，这也就减小了辅助电路的损耗。４试验及分析
４．１
试验参数
根据上述分析，分别采用ＵＣ３８５４对硬开关电路和采用ＵＣ３８５５对两种软开关电路控制进行了试
验。试验电路参数为：交流输入电压ｕｉｎ＝１７５￣２５０Ｖ；直流输出电压Ｕｏ＝３４０Ｖ；额定输出功率Ｐｏ＝３ｋＷ；最大输出功率Ｐｏｍａｘ＝３．５ｋＷ，功率因数ＰＦ＞０．９９；硬开关时，开关频率ｆｓ＝５０ｋＨｚ；软开关时，ｆｓ＝１００ｋＨｚ。
为方便比较，３个电路的主电路参数完全一致。储能电感Ｌ＝０．６ｍＨ；输出电容为２个电解电容Ｃ１，Ｃ２并联，Ｃ１＝Ｃ２＝９４０μＦ／４５０Ｖ；ＶＱ最初选用ＭＴＥ５３Ｎ５０ＥＭＯＳＥＴ模块，ＶＤ选用ＤＳＥＩ２Ｘ６１模块，但对软开关Ｂｏｏｓｔ主电路设计需选择关断时间短的ＭＯＳＦＥＴ，这样按谐振电路的器件参数选择得到的Ｃｒ，Ｌｒ能够保证较小的值，并且谐振电路的特征阻抗Ｚｒ会相对大，有利于减小谐振电流，从而对减小主电路（下转第８０页）
图５示出不同ｆ０下的灯电压ｕＬ、灯电流ｉＬ实验波形。由此可见，ｉＬ波形接近完美的正弦波，波峰因
数约维持在１．４２。
图６ａ示出灯功率Ｐ与ｆｏ的关系。可见，
该电路能在不到３０ｋＨｚ的频率范围内将Ｐ调节到小于５０％；
在不到１５０ｋＨｚ的频率范围内将Ｐ调节到小于５％。
图６ｂ，ｃ，ｄ示出采用ＳＬＲ型谐振电路调频调光法的仿真结果。比较图５、图６可知，新的调光方法能在窄得多的频率范围内达到深度调光的目的，而且在深度调光时ｉＬ的波峰因数也小得多。
５结论
对采用超过４００ｋＨｚ工作频率的超高频半桥逆变电路，提出了一种新型基于Ｔ型滤波器的调频调光方法。实验使用一只１５０Ｗ高压钠灯。实验结果可见，在调光过程中没有发现任何声谐振现象。同时该方法能在很窄的频率范围内实现深度调光，而且能在不到１５０ｋＨｚ的频率范围内将灯功率调节到小于５％。此外，还能在整个调光范围内维持良好的灯电流波峰因数，电流实验波形近似为正弦，因此灯电流波峰因数在整个调光范围内维
持在１．４２左右。
该方法已受理了发明专利，申请号为：０３１１６１２３．５。参考文献
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图５不同ｆ０下的ｕＬ和ｉＬ实验波形
图６Ｐ与ｆｏ关系及采用ＳＬＲ型谐振电路的调光仿真结果
一种新型可调光无声谐振超高频电子镇流器
７７
电力电子技术ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
第３９卷第６期２００５年１２月
Ｖｏｌ．３９，Ｎｏ．６Ｄｅｃｅｍｂｅｒ，２００５
图２变换器的ｕｉｎ和ｉｉｎ波形
图３输出效率曲线
（下转第１２５页）
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小，负载谐振频率上升，电源工作频率来不及变化，因而滑落到容性状态，电源被迫停机，造成加热工件
报废，次品增多。同时，容性状态时，二极管反相恢复电流极易打坏开关管［２］，而ＬＬＣ负载则可避免这种情况。当感应圈短路时，串联的ＬＳ保证电源始终工作在感性状态，电源不必停机，待短路消除后，电源继续工作。２．５
控制策略
如图３所示，由ｕｉｎ和ｉ１之间的相角!随频率变化曲线可得!（ω０）是一个非单调函数，而且在感性与容性之间变化，因此不适合作为一个控制变量引入到系统中，相反θ（ω）为单调函数，且当工作在ω０点
时，θ（ω）的相位大约为－９０°，不受电路参数变化的影响，所以采用θ（ω）作为系统的控制变量，采用ＬＬＣ［３］，
使电路工作在ω０
点。图６示出系统控制框图。
３实验及结果
根据图６制作了一台样机。实验参数：直流电压
为Ｕｉｎ＝１００Ｖ，ＬＳ＝１０．５μＨ，ＬＲ＝１．１７μＨ，Ｃ＝０．５５μＦ，Ｑ＝
１１．５。可以推算得谐振频率ｆ０≈２１０ｋＨｚ，
实际工作时，由于工件变化和杂散电感的影响，系统的ｆ０在
２１８ｋＨｚ附近。图７ａ示出ｕｉｎ和ｉ１波形。由图可见，
当系统处于最大功率点时，ＬＬＣ的输入端阻抗呈感性状态；从实验波形测得的%（ω０）
≈４３°；由给定的实验参数和式（３）算得的!（ω０）
＝４０．９３°，这与实验结果较吻合。图７ｂ示出ｕｉｎ和ｕＣ波形。由图可见，在ω０点时，
ｕＣ约落后ｕｉｎ９０°左右，且幅值之比ｕＣ／ｕｉｎ≈１．３３，
而理论数据为Ｑ／β≈１．２８。图７ｃ示出ｉ１和ｉ２波形。由图可得ｉ２／ｉ１≈８．８，这与式（５）
的理论计算值９很接近。４结束语
本文介绍了一种应用于高频感应加热电源的
ＬＬＣ谐振拓扑，
通过良好的负载设计可替代传统的负载匹配变压器，并具有相当强的抗短路能力。ＬＳ的设计可以消除寄生电感的影响，即把寄生电感归算到ＬＳ的设计当中，这样可减少当负载离电源很远，连线很长，寄生电感很大时的影响。实验证明，ＬＬＣ谐振拓扑在高频大功率感应加热电源中的应用价值很大。
参考文献
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图６系统控制框图
图７实验结果
（上接第７７页）
的最大电流，减小电感磁芯饱和磁感应强度，减小电感损耗等均有好处。最后ＶＱ决定选用两个ＩＲＦＰ４６０Ｎ并联；谐振电路开关管选用ＩＲＦＰ４６０Ｎ，续流二极管选用ＤＳＥＩ２Ｘ６１；Ｃｒ＝１０ｎＦ，Ｌｒ＝８μＦ。４．２
试验结果分析
利用上述参数分别制作了３ｋＷＰＦＣ变换器。试验结果表明，软开关ＢｏｏｓｔＰＦＣ变换器的ＰＦ稍有改善，效率有明显提高。图２示出ｕｉｎ＝１７５Ｖ时变换器的输入电流ｉｉｎ和ｕｉｎ波形。
图３示出不同Ｐｏ下各变换器的效率曲线。
８０
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（上接第８０页）
５结
论
分析了几种常用ＢｏｏｓｔＰＦＣ变换器的功率损
耗。通过采用ＵＣ３８５４实现了３ｋＷＢｏｏｓｔＰＦＣ变换器。文中验证了分析的正确性。得出结论如下：
（１）ＢｏｏｓｔＰＦＣ变换器的主要损耗包括开关损耗及电感损耗，ＺＶＴ软开关通过减少开关器件损耗提高了变换器的效率，改进的ＺＶＴ方法进一步提高了
ＢｏｏｓｔＰＦＣ电路的效率，
设计过程应尽量选取关断速度快的功率开关管。
（２）ＢｏｏｓｔＰＦＣ变换器是一种性能优越、适应范围广的电路，希望本文对于ＢｏｏｓｔＰＦＣ电路的设计
及其热设计有一定的帮助作用。参考文献
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也即，应用到ｋ区间内的补偿存在－２ＵｄｔＴ
的误
差，ｋ＋１区间也一样，但到ｋ＋２区间则获得完全的补偿。同理，电流方向由负到正时，其分析相同。误差在两个控制周期的存在，使得实际电压有一点畸变，但不影响整个算法的性能。
为了减少零电流箝位现象，在预测电流控制中加入辅助反馈［３］，通过一个增加电压的应用使实际电流逼近ｉｋ＋１。假设运用辅助电压的增加（当然该增加的电压必须大于死区的误差电压）改变规则运行的实际电压，则由此迫使电流比正常的更早过零。
４实验结果
为验证所提控制算法用于死区补偿的有效性，建造了１台３０ｋＷ的逆变器进行测试。系统电路参数：直流母线电压Ｕｄｃ＝２４０Ｖ，三相星形连接的６００Ｗ感应电机作为负载，
其Ｐ＝６００Ｗ，Ｕ＝３８０Ｖ，ｆ＝
５０Ｈｚ，转速ｎ＝１．２ｋｒ／ｍｉｎ，ｒｓ＝１．２Ω，ｒｒ＝０．８８２Ω，Ｌｓ＝０．１１９４Ｈ，Ｌｒ＝０．１１９４Ｈ，Ｌｍ＝０．１１５４Ｈ。
采用ＴＩ公司提供的ＤＳＰ芯片ＴＭＳ３２０Ｆ２４０实现逆变器的预测电流
控制算法［４，５］
。图４示出基于同步旋转ｄ，ｑ坐标系的控制系统原理框图。方框部分全部由软件实现，无需添加另外的硬件，易于实现［５］。图５示出补偿前、后Ａ相电流Ｉａ波形。图５ｂ为
带积分反馈预测电流控制算法的ｉａ波形。
图５表明，所提算法对逆变器死区效应的补偿效果很好。
５结论
提出了基于预测电流控制的一种补偿逆变器死区效应的算法。采用预测控制和反馈相结合的新算法，由ＤＳＰ芯片ＴＭＳ３２０Ｆ２４０来实现。理论分析和实
验结果表明，这种补偿方法补偿死区效应的有效性。该算法无需添加任何硬件，均由ＤＳＰ完成。参考文献
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ＳｕｍｍｅｒｓＢｅｔｚ．Ｄｅａｄ－ｔｉｍｅＩｓｓｕｅｓｉｎＰｒｅｄｉｃｔｉｖｅＣｕｒｒｅｎｔＣｏｎ－ｔｒｏｌ′０２［Ａ］．３７ｔｈＩＡＳＡｎｎｕａｌＭｅｅｔｉｎｇ［Ｃ］．２００２，（３）：２０８６￣２０９３．
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ＢＣｏｏｋ，ＳＨｅｎｒｉｋｓｅｎ．ＡＤｉｇｉｔａｌＣｕｒｒｅｎｔＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒｆｏｒＴｈｒｅｅＰｈａｓｅＶｏｌｔａｇｅＳｏｕｒｃｅＩｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ａ］．ｉｎＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＲｅｃｏｒｄｏｆｔｈｅＩＥＥＥ＿ＩＡＳＡｎｎｕａｌＭｅｅｔｉｎｇ［Ｃ］．１９９７：７７２￣７７９．
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图
４
预测电流控制算法的控制系统原理框图
图５实验结果
一种补偿ＰＷＭ逆变器死区效应的新方法
１２５