电脑电源原理讲解 Revised as of 23 November 2020
电脑电源原理讲解
随着电子术的不断发展,高频非线性转换电源也是高速发展,一般电脑电源来讲,它所设计的方法还是依照以下几种型式:半桥式(half-bridge)、顺向式(forward)、返驰式(flyback).其中半桥式线路,它的成本算是最低的,下面我们就针对半桥式线路跟大家一起学习一下(个重要分设计要点).
一.半桥式转换器(推免式)
使用半桥式电路有2个主要理由,第一点就是它能在输入交流电压110V/220Vac的工作情况下,不需使用到高压电晶体;第二点就是我们只需使用到最简单的方法就能来平衡每一转换电晶体的伏特—秒区间,而功率变压器不需有间隙且不需使用到价格高的对称修正电路,如图1-1所示基本的双输入电压半桥式转换器.
图1-1
在半桥式转换器结构中,功率主变压器有一端点连接到由串联电容器C5与C6
所产生的浮点电压值端点,其浮点电压值为Vin/2,所以在标准的输入电压下,其
值为160Vdc.变压器的另一端点经由串联电容器C9连接到Q1的e极与Q2的
c极接头处,当Q1电晶体ON时,此处变压处端点会产生正的160V电压脉波，
当Q1电晶体OFF，Q2电晶体ON时，变压器的初级圈会极性反转，因此，
会产生负的160V 电压脉波，在这Q1与Q2电晶体ON-OFF动作中，其产生的峰对峰方波电压值为320V，经由变压器转换降低为次级电
压，再经过整流，滤波而得到直流输出电压。
由上面半桥式转换器原里得知，此转换器已达到第一个目标了，也就是转换电晶体所承受的电压值，不需再大于Vin以上，因此我们就可以选择使用耐压额定值较低的开关电晶体，一般选择400V耐压的电晶体即可。
不过当使用半桥式电路时，有个小小的缺失，这是因为变压器初级电压被减少到Vin/2,因此电晶体的工作电流会加倍。
第二个目标就是要达到自动平衡每一转换电晶体的伏特---秒积分，在图1-1中，我们可看到在变压器初级圈串联了一个电容器的作用了。假设在图1-1中二个开关管，其转换特性没有相互匹配的话，就如当电晶体Q2能快速OFF 时，而电晶体Q1却是缓慢地达到OFF状态，就会造成主功率转换变压器铁芯饱和与电晶体C极电流波尖的产生，因此会降低整个转换器的效率，还会造成开关管热跑脱而破坏了电晶体。
所以我们在此串联加入耦合电容器，经由此电容器，直流偏压会成比例的将伏特---秒积分不平衡的部分予以去掉。C=1/4
转换二极体(The Commutating Diodes)
在图3-2中所示的基本半桥式转换器里,二极体D1与D2与电晶体Q1与Q2的C 极,E极并联使用,此种二极管我们称之为转换二极体(Commutating Diodes),具有以下二点功能.
1.2.1 当电晶体变为OFF时,转换二极体将会使得变压器漏电感值的能量折回至主
要的直流汇流排上.如此高能量漏电感的脉动波尖,就不会形成推免电路
出现在Vce的波形上.
1.2.2 在没有负载的突然情况下,由于变压器的磁通量会增加,此时转换二极体可以
防止在ON时电晶体的集极至射极间电压摇摆至负电位,也就是说转换二极
体可以将电晶体予以傍路,直到集极再度达到正电位,如此可避免电晶体元件
的逆向导通与其可能的破坏.
转换二极体必须是调整回复类型(fast-recovery types)的二极体,同时要具有阻隔电压能力,其值至少二倍的电晶体OFF时,集极至射极电压。在实际应用电路中,
我们大都选用具有450V逆向阻隔电压的二极体。
TL494 PWM控制电路
TL494为固定频率的PWM控制电路,它结合了全部方块圆所需之功能,在转换式电源供给器里可做单端式或双波道式的输出控制。图7-4所示为TL494控制器的内部结构与方块图,其内部的线性锯齿波振荡器乃为频率可规划式(frequency-programmable),在脚5与脚6连接两个外部元件R T与C T,即可获得所需之频率,其频率可由下式计算得知
osc=R T C T (7-1)
输出脉波宽度调变之达成可借着在电容器C T端的正锯齿波形与两个控制信号中的任一个做比较而得之。电路中的NOR闸可用来驱动输出电晶体Q1与Q2,而且仅当正反器的时钟输入信号是在低准位时,此闸才会在有效状态,此种情况的发生也是仅当锯齿波电压大于其控制信号电压的期间里。因此,当控制信号的振幅增加时,此时也会一致引起输出脉波宽度的线性减少。
图2-1 TL494 PWM控制器的内部方块图
外部输入端的控制信号可输入至脚4的截止时间控制端,与脚1,2,15,16误差放大器的输入端,其输入端点的补充电压为120mV,其可限制输出截止时间至最小值,大约为最初锯齿波周期时间的4%。因此,当13脚的输出模控制端接地时,可获得96%最大工作周期,而当13脚接至参考电压时,可获得48%最大工作周期。如果我们在第4脚截止时间控制输入端设定一个固定电压,其范围由0V至之间,则附加的截止时间一定出现于输出上。
PWM比较器提供一个方法给误差放大器,乃由最大百分比的导通时间来做输出脉波宽度的调整,此乃借着设定截止时间控制输入端降至零电位,而此时在回授输入脚的电压变化可由至之间,此二个误差放大器有共模态(common-mode)输入范围由至(V CC-2)V,而且可用来检知电源供给器的输出电压与电流.
误差放大器的输出会处于高主动状态,而且在PWM比较器的非反相输入端与其误差放大器输出乃为或(OR)运算结合。依此电路结构,放大器需要最小输出导通时间,此乃抑制了回路的控制,通常第一个误差放大器都使用参考电压和稳压输出的电压做比较,其环路增益可依靠回授来控制。而第3脚通常用做频率的补偿,它主要的目的是为了整个环路的稳定度,有一点要特别注意的是,运用回授时必须避免第3脚汲入过载电流大于600μA,否则最大脉波宽度将会被不正常的限制,此两种误差放大器都可利用,不管是正向或反向放大都可用来稳压。
第二个误差放大器可用来做过电流检知回路,可使用检知电阻来与参考电压源做比较,这回路的工作电压接近地端,而此误差放大器的转换速率(slew rate)在7V V CC时为2V/μS。但无论如何在高频运用中,由于脉波宽度比较器和控制逻辑的传播延迟使得它不能用为动态电流限制器。它可运用于恒流限制电路或者外加元件做成电流回叠(current foldback)的限流装置,而动态电流限制最好能使用截止时间控制输入端的第4脚.
当电容器C T放电时,在截止时间比较器的输出端会有正脉波信号输出,此时钟脉波可控制操纵正反器,且会抵制输出电晶体Q1与Q2。若将输出模控制的第13脚连接至参考电压准位线,此时在推挽式操作下,则两个输出电晶体在脉波信号调变下会交替地导通,这时每一个输出的转换频率是振荡器频率的一半。
当以单端方式(single-ended)操作时,最大工作周期需少于50%,此时输出驱动可由电晶体Q1或Q2取得,若在单端方式操作下需要较高的输出电流时,可以将Q1与
Q2电晶体以并联方式连接,而且输出模控制的第13脚必须接地,则使得正反器在失效(disable)状态,此时输出的转换频率乃相当于振荡器频率.
因此TL494的两个输出级可以用单端方式或是推挽式来输出,两个输出关系是不被拘束的,两个集极和射极都有输出端可以利用,在共射极状态下,集极和射极电流在200mA时,集极和射极饱和电压大约在,而在共集极结构下的电压是,在输出过载之下两个输出都有保护作用,一般这两个输出在共射极的转换时间
t r=150ns,t=50ns,所以我们可以知道其转换速度非常地快,操作频率可达300kHz,在25°C时输出漏电流一般都小于1μA。
如图2-2所示为TL494的PWM推挽式转换器电路
四．整流与滤波电路
用于电源供给器中的输出整流与滤波电路结构,全依设计者选择使用的电源供给器的型式而定,在图4-1所示的输出电路结构为推免式半桥线路工作原理.
二个D1与D2二极体的每一个都能提供相等的输出电流至负载上，在此不需再额外使用飞轮二极体，这是因为当其中一个二极体在OFF时，另外一个二极体之动作状态就类似飞轮作用，这些二极体必须有(Vin max/Vin min)最小的逆向阻隔电压容许值.
整流二极管与滤波电容的特性
转换式电源供给器中,对功率整流器二极体的要求就是必须具有低值的顺向电压降,快速回复的特性,与适当的功率容许值.一般的PN接面二极体是不适合于转换
上的应用,这是因为它的回复速度较慢,而且效率较低.在转换式电源供给器中,
一般常用的整流二极体有三种型式:(1)高效率快速回复二极体,(2)高效率超快
速回复二极体,(3)肖特基障壁整流二极体.
4.2.1快速与超快速回复二极体(Fast and Very Fast Recovery Diodes)
快速与超快速回复二极体有比较高的顺向电压降,其范围约为至之间,由于具有较高的顺向压降与高阻隔电压容许值,所以这些二极体特别适合于低功率,且输出在
12V以上的辅助电压整流之用.
在转换式电源供给器中,所用的快速与超快速转换二极体,在当做输出整流器时,是否需要散热装置,全依最大的功率而定.一般这些二极体都有非常高的
接面温度.
4.2.2 肖特基整流器(Schottky Barrier Rectifiers)
肖特基整流二极体有极低的顺向电压降,约为左右,在较高的顺向电流情况下,
亦保有此极低之值,也就是因为这个缘故,使得肖特基整流二极管在低电压输
出时特别地有效,就如5V的输出电压.所以一般这些输出都会传递较高的负
载电流,此外,当肖特基接面温度升高时,顺向电压降会变得更低.
在肖特基二极管中逆向回复时间是可忽略不的,这是因为此元件为多载子半导体,因此,在转换期间就没有少数载子的储存电荷被移去
肖特基二极管有二个主要的缺点.首先是其逆向容许值较低,目前约为150V 左右.其次为具有较高的逆向泄漏电流值,使得较其它型式的整流器更容易产生热跑脱的现象.然而这些问题还是可以被避免的,只要使用暂太过电压保护电路与认真的选择操作接面温度.
4.2.3 暂态过电压抑制电路(Transient Overvoltage Suppression)
如图4-1所示的全波整流器,在PWM稳压半桥式电源供给器中,D1与D2使用肖特基二极体,在变压器次级端每半个绕组上的电压Vs为2Vout极小值,因此,在OFF状态时,每一个二极体必须能够阻隔2Vs的电压.
不幸的是,高频变压器的泄漏电感值与肖特基整流二极体的接面电容值,在
OFF状态时会形成调谐电路,此会产生暂态过电压的振铃现象,此振铃的振幅有时会足够地高而超过了肖特基二极管的阻隔容许值,这会使得肖特基二极管在OFF期间会破坏.
我们可以在其电路上,增加RC箝制电路来抑制此振铃至安全振幅值,有二种方法可用来加入RC箝制电路至电源供给器的输出,而达到保护肖特基整流二极管之目的.对于高电流的输出箝制电路可加在整流二极管两端上,如图4-2a 所示,而对低电流的输出,只要在次级两端加上一组RC箝制电路即可,如图4-2b所示.正确地选择RC的电阻,电容值会使得箝制电路变得更有效,且能减少功率的消耗.
4.2.4 输出滤波电容的设计
输出滤波电容的选择,全视所使用转换器的型式与最大操作电流,以及转换频率而定.目前大多数应用上都是使用电解电容器,这是因为它有较低的ESR 值, 滤波电容的ESR值会直接影响到涟波的输出,而且也会影响到其本身的寿命,这是由于ESR是属于功率消耗要素之一,因此其功率损失在其内会产生热,而会渐渐地缩短电容器的寿命.
目前的电容器温度额定值都可高达105度,而且在频率20KHz时也有非常低的ESR值,当转换器的操作频率开始增加时,大多数的电容值制造厂商都可以提供低ESR值的电解电容,而且在100KHz时亦能保证其性能,采用高频低阻会使电源寿命大大增加.