华中科技大学文华学院
毕业设计(论文)反激变换器的变压器设计
学生姓名：蔡明皓学号：080301011106 学部（系）：机械与电气工程学部
专业年级： 08级电气工程及其自动化
指导教师：张亚兰职称或学位：助教
2012 年 5 月20日
目录
摘要 (2)
关键词 (2)
Abstract (3)
Key Words (3)
前言 (4)
1变压器的简介 (5)
1.1变压器的基本原理 (5)
1.2变压器的分类 (6)
1.3变压器的组成 (7)
1.4高频变压器和普通变压器的设计的区别 (7)
2 反激变压器简介 (9)
2.1反激式变换器的简介 (9)
2.3反激式开关电源变压器的工作原理 (9)
2.4三种工作模式 (10)
2.4.1 连续电流模式（CCM） (10)
2.4.2断续电流模式（DCM） (11)
2.4.3 临界电流模式（CRM） (11)
2.4.4 结论 (12)
2.5研究意义 (12)
3 反激变换器的变压器的设计 (14)
3.1已知参数的设定 (14)
3.2主要参数的确定 (14)
结束语 (17)
参考文献 (18)
致谢 (19)
反激变换器的变压器设计
摘要
本文学习了变换器的工作原理，类型与组成。阐述了反激式变换器的变压器，在三种工作模式下，反激变换器的工作特点及三种工作模式的优缺点；反激变压器的工作原理，最后设计了反激式变换器的变压器的参数。得到了一种反激变压器的参数设计方法。
关键词反激式；变压器；参数设计
Design of Flyback converter Transformer
Abstract
This paper studies the working principle of the transformer，classification and component。Later on，to Flyback converter Transformer，when it works on three operating model，what working characteristics shows and advantages and disadvantages of three operating model；studied the working principle of Flyback converter Transformer。Finally done the design of parameter in Flyback converter Transformer，get one kind of method to design the parameter in Flyback converter Transformer。
Key Words： Flyback；Transformer；design of Parameter
前言
反激式开关电源电路结构简单．元件使用量相对较少，在低功率应用场合，相对其他拓扑结构的隔离式开关电源来说，反激式开关电源中以磁性元件和变压器的设计最为复杂。高频变压器工作在一个可变的电磁变换环境下，磁芯参数、线圈电感、匝数、线径、气隙等参数对整个开关电源的性能真起关键性作用。这些参数涉及的理论知识面广，计算公式繁多、过程复杂、计算步骤灵活多变，没有唯一确定的解，对设计者理论基础和实践经验都有较高的要求。本文以反激开关电源的变压器设计为例进行了参数设计。[1]给出了一种参数的设计方法。
1变压器的简介
1.1变压器的基本原理
一个简单的单相变压器由两块导电体组成。当其中一块导电体有一些不定量的电流 (如交流电或脉冲式的直流电) 通过，便会产生变动的磁场。根据电磁的互感原理，这变动的磁场会使第二块导电体产生电势差。假如第二块导电体是一条闭合电路的一部份，那么该闭合电路便会产生电流。电力于是得以传送。[2]在通用的变压器中，有关的导电体是由 (多数为铜质的) 电线组成线圈，因为线圈所产生的磁场要比一条笔直的电线大得多。 变压器的原理是由变化的电压加到原线圈在磁芯上产生变化的磁场，从而激发其他线圈产生变化的电动势。原线圈、副线圈的电压 VS, VP 和两者的绕线的匝数 NS, NP 之间有正比的关系：
至于变压器两方之间的电流或电压比例，则取决于两方电路线圈的圈数。圈数较多的一方电压较高但电流较小，反之亦然。 如果撇除泄漏等因素，变压器两方的电压比例相等于两方的线圈圈数比例，亦即电压与圈数成正比。[3]以算式表示如下
=P P
S S
V N V N （1-1） 另外，主副线圈中的电流按照线圈圈数成反比，如下式：
S S P P I N I N = （1-2）
在以上两个算式中：
P V 是输入方的电压；
S V 是输出方的电压
P N 是输入方的线圈圈数；
S N 则是输出方的线圈圈数。
因此可以减小或者增加原线圈和副线圈的匝数比，从而升高或者降低电压，变压器的这个性质使它成为转换电压的重要设备。 另外，撇除泄漏的因素，变压器某一方 (线圈) 的电压可以从以下算式求得：
4.44()f E N B A =????
(1-3)
E 是流经该线圈的电压的方根均值；
f 是电流的频率 (单位为赫兹)
N 是线圈的圈数；
A 是线圈内空间 (铁芯) 的切面面积(单位为米^2)；
B 是通过线圈内空间 (铁芯) 的磁力(单位为韦伯/米^2)。
常数值 4.44 是为了使算式结果对应于计算出来的单位而设。 根据能量守恒定律，变压器输出的功率不能超越输入它的功率。
根据欧姆定律，变压器的负载所消耗的功率等于流经它的电流与其抵受的电压的乘积。
由于变压器遵守这两条定律，它不会是放大器。如果处在变压器两方的电压有所不同，那么流经变压器两方的电流也会不同，而两者的差距则成反比。如果变压器一方的电流比另一方小，那电流较小的一方会有较大的电压；反之亦然。然而，变压器两方所消耗的功率 (即一方的电压和电流两值相乘) 应是相等的。[4] 转换因子为：
1
2=
N N (1-4)
线圈等效自感值为：
2
i
=N L R (1-5)
线圈等效互感值为：
12i
=N N M R (1-6)
1.2变压器的分类
按相数分：
单相变压器：用于单相负荷和三相变压器组。 三相变压器：用于三相系统的升、降电压。 按冷却方式分：
干式变压器：依靠空气对流进行冷却，一般用于局部照明、电子线路等小容量变压器。
油浸式变压器：依靠油作冷却介质、如油浸自冷、油浸风冷、油浸水冷、强迫油循环等。 按用途分：
电力变压器：用于输配电系统的升、降电压。
仪用变压器：如电压互感器、电流互感器、用于测量仪表和继电保护装置。 试验变压器：能产生高压，对电气设备进行高压试验。
特种变压器：如电炉变压器、整流变压器、调整变压器、电容式变压器、移相变压器等。 按绕组形式分：
双绕组变压器：用于连接电力系统中的两个电压等级。
三绕组变压器：一般用于电力系统区域变电站中，连接三个电压等级。
自耦变电器：用于连接不同电压的电力系统。也可做为普通的升压或降后变压器用。 按铁芯形式分：
芯式变压器：用于高压的电力变压器。
非晶合金变压器：非晶合金铁芯变压器是用新型导磁材料，空载电流下降约80%，
是目前节能效果较理想的配电变压器，特别适用于农村电网和发展中地区等负载率较低的地方。
壳式变压器：用于大电流的特殊变压器，如电炉变压器、电焊变压器；或用于电子仪器及电视、收音机等的电源变压器箱式变压器。[5]
1.3变压器的组成
主要由变压器的箱体、高压绝缘套管、低压绝缘套管、油枕、散热管组成.
铁芯与绕组。在铁芯上有A、B、C三相绕组，每相绕组又分为高压绕组与低压绕组。把铁芯与绕组放入箱体，绕组引出线通过绝缘套管内的导电杆连到箱体外，导电杆外面是瓷套管，通过它固定在箱体上，保证导电杆与箱体绝缘。为减小因灰尘与雨水引起的漏电，瓷套管外型为多级伞形。右边是低压绝缘套管，左边是高压绝缘套管，由于高压端电压很高，高压绝缘套管比较长。
变压器箱体（即油箱）里灌满变压器油，铁芯与绕组浸在油里。变压器油比空气绝缘强度大，可加强各绕组间、绕组与铁芯间的绝缘，同时流动的变压器油也帮助绕组与铁芯散热。在油箱上部有油枕，有油管与油箱连通，变压器油一直灌到油枕内，可充分保证油箱内灌满变压器油，防止空气中的潮气侵入。
油箱外排列着许多散热管，运行中的铁芯与绕组产生的热能使油温升高，温度高的油密度较小上升进入散热管，油在散热管内温度降低密度增加，在管内下降重新进入油箱，铁芯与绕组的热量通过油的自然循环散发出去。
一些大型变压器为保证散热，装有专门的变压器油冷却器。冷却器通过上下油管与油箱连接，油通过冷却器内密集的铜管簇，由风扇的冷风使其迅速降温。油泵将冷却的油再打入油箱内.
采用油冷却的变压器结构较复杂，由于油是可燃物，也就存在安全性问题。目前，在城市内、大型建筑内使用的变压器已逐渐采用干式电力变压器，变压器没有油箱，铁芯与绕组安装在普通箱体内。干式变压器绕组用环氧树脂浇注等方法保证密封与绝缘，容量较大的绕组内还有散热通道，大容量变压器并配有风机强制通风散热。由于材料与工艺的限制，目前多数干式电力变压器的电压不超过35kV，容量不大于20000kVA，大型高压的电力变压器仍采用油冷方式。
1.4高频变压器和普通变压器的设计的区别
普通变压器是用来改变电压(电流、阻抗)，是传递电能的，它由一个初级线圈、一个至几个次级线圈和铁芯组成(高频时，常用空心线圈)。同样的电感，随着频率的升高感抗逐步增大，所以为了适应高频信号的传输，变压器必须的以较少的圈数以适应该
频率，甚至绕成空心线圈，微波的传输有的绕成3/4圈或1/2圈等。而高频信号是以其辐射能力感应到次级。
综合来说开关变压器与普通变压器的区别大致有以下几点：
(1)电源电压不是正弦波，而是交流方波，初级绕组中电流都是非正弦波。
(2)变压器的工作频率比较高，通常都在几十赫兹，甚至高达几十万赫兹。在确定铁芯材料及损耗时必须考虑能满足高频工作的需要及铁芯中有高次谐波的影响。
(3)绕组线路比较复杂，多半都有中心抽头。这不仅增大了初级绕组的尺寸，增大了变压器的体积和重量，而且使绕组在铁芯窗口中的分布关系发生变化。
2 反激变压器简介
2.1反激式变换器的简介
现代开关电源有两种：一种是直流开关电源；另一种是交流开关电源。这里主要介绍的只是直流开关电源，其功能是将电能质量较差的原生态电源，如市电电源或蓄电池电源，转换成满足设备要求的质量较高的直流电压。直流开关电源的核心是DC/DC转换器。因此直流开关电源的分类是依赖DC/DC转换器分类的。也就是说，直流开关电源的分类与DC/DC转换器的分类是基本相同的，DC/DC转换器的分类基本上就是直流开关电源的分类。[6]
直流DC/DC转换器按输入与输出之间是否有电气隔离可以分为两类：一类是有隔离的称为隔离式DC/DC转换器；另一类是没有隔离的称为非隔离式DC/DC转换器。
隔离式DC/DC转换器也可以按有源功率器件的个数来分类。单管的DC/DC转换器有正激式和反激式两种。双管DC/DC转换器有双管正激式，双管反激式、推挽式和半桥式四种。四管DC/DC转换器就是全桥DC/DC转换器。
2.2反激式变换器的特点
优点 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.
2. 转换效率高,损失小.
3. 变压器匝数比值较小.
4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求
缺点 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.
2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.
3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. [7]
2.3反激式开关电源变压器的工作原理
反激式开关电源中的变压器实质上是一对互耦的储能电感，具有储能，隔离，传递能量和变压的作用。它在开关管导通时储能，关断时向负载释放能量。其工作原理如图1所示，当PWM信号处于高电平时，开关管导通，原边线圈电流线性上升，磁通增加，此时次边线圈感应电动势极性下正上负，二极管反偏截止而没有电流，磁芯储能；当初级电流上升到设定的峰值时，开关管即关断，磁芯的磁通将要下降，能量要释放，此时原边线圈电流回路被开关管切断而没有电流，次边线圈感应电动势极性反转使二极管正偏而构成了电流回路，磁芯能量通过次边向电容和负载释放。[7]
D
R L
T
图1 反激变压器原理图
当开关管S导通时，原边绕组p N储存能量，变压器初级有电流流过，次级产生感应电压。因副边相位上负下正，使二极管反向偏置截止。没有能量流过二极管，能量储存在初级线圈中。负载L R的电流由输出电容O
C提供，此时变压器相当于一个电感。开关管S关断时，原端电阻p N两端电压极性反向，初级磁通减少，初级电压反向，次级整流二极管导通。此时副边相位上正下负，使二极管正向偏置导通，原边绕组p N所存储的能量传递给负载L R和输出电容O
C，以补偿电容O
C单独提供负载L R的电流时所消耗的能量。此时变压器相当于普通变压器，起传递能量的作用。
开关电源工作时，变压器储存和传递的能量因输入电压和负载电流的变化而不同，设计时必须保证变压器在额定的输入电压和负载范围内能正常工作，还要考虑留有一定的裕量。当输入电压最小且输出功率最大时，变压器线圈的电流最大，储能最多，承受的负苛最大，因此这个工作点是变压器参数设计的依据之一。[8-9]
2.4三种工作模式
根据初级电流是否减少到零，反激变换器主要有三种工作模式：
2.4.1 连续电流模式（CCM）
当开关管导通周期时，存储在变压器中的能量，没有在开关管截止周期内完全转移到输出端。这种模式下，在于CCM模式下输出相同功率时，反激变换器效率较高，但输出二极管反向恢复时，容易引起震荡和噪声。另外．工作于断续电流模式的原边电感量较小，变压器的体积可做得小一些；而工作在连续电流模式的变压器体积一般较大，变压器磁芯的利用率会显著下降。因此实际使用中．通常应尽量避免变压器工作于连续电
流模式。
电流连续模式表示副边电感电流2i 在开关S 截止期间没有下降到零。根搬磁通连续性原理可得
20=i 11N D
U U N D ??- (2-1) 式（2-1）表明，输出电压的大小于负载无关。
设反激变换器输出功率为0P ，变换效率为η，则输入电流平均值为
0=i I P I U η (2-2)
输入电流峰值为
i s 1i 12P P U T I D
U D L η=+
(2-3)
2.4.2断续电流模式（DCM ）
当开关管导通周期时，存储在变压器中的能量，在开关管截止周期内完全转移到输出端。这种模式下，在于CCM 模式下输出相同功率时，DCM 具有较高的峰值电流，开关管，输出二极管和电容的损耗增加。
断续电流模式表示副边电感电流2i 在开关S 截止期间下降到零
反激变换器输入和输出功率分别为
22i i i i s 1101tdt=2DT S
U U D T P U T L L =? (2-4)
000P U I = （2-5）
设变换效率η=100﹪，由式（2-4）（2-5）可得
22i s
010
2U D T U L I = (2-6)
变换器工作于断续电流模式时，输出电压与负载有关，负载减轻时，输出电压增高，输入电流峰值为
0i 1p i 1
2=S
P U T I D U D L η= (2-7) 2.4.3 临界电流模式（CRM ）
临界电流模式介于连续电流模式和断续电流模式之间，这种模式下，输出电压和输出电流同时满足式（2-1）和（2-6），将式（2-1）带入式（2-6）得，
22i s 1i on s
g 01210
=(1)22U T N U T F I I D D L N L U =-=
(2-8) 式中g I 为临界连续电感电流
当占空比D=0.5时临界连续电流达到最大值gmax I
i s 1gmax 12
=8U T N I L N (2-9)
将式（2-9）带入（2-8）得
g gmax =4I D(1-D)I (2-10)
再将式（2-9）代入式（2-6）得
i
220gmax 10=4I D U N I N U (2-11)
CRM 是电感电流刚好降到零的时候，MOS 开通。这个方式就是DCM 向CCM 过渡的临界模式。
CCM 在轻载的时候，会进入DCM 模式的。
CRM 模式可以避免二极管的反向恢复问题。同时也能避免深度DCM 时，电流峰值很大的缺点。要保持电路一直工作在CRM 模式，需要用变频的控制方式。 2.4.4 结论
由式（2-3）和（2-7）可知，同样输出功率时，CCM 比DCM 峰值电流小得多，或者说选用相同容量的功率管CCM 能输出更大的功率。
由式（2-8）得，若变换器设计工作在整个工作状态电流连续，0min g =I I ，最小输出电流为临界连续电流，电感量
222i i s
10min 00min
22ON S ON U T F U T F L I U P ≥= (2-12)
若变换器完全工作于断续模式，0max g =I I ，最大输出电流为临界连续电流，电感量
222i i s
10max 00max
22ON S ON U T F U T F L I U P ≤=
(2-13) 由此可知，输出相同功率时，DCM 模式比CCM 模式电感量小得多，储能变压器体积也要小得多. [10-11]
2.5研究意义
电源是各种电子设备必不可少的组成部分，其性能的优劣直接关系到电子设备的 技术指标及能否安全可靠地工作。目前常用的直流稳压电源分线性电源和开关电源， 由于开关电源在体积、重量、用铜用铁及能耗等方面都比线性电源有显著减少，而且 对整机多项指标有良好影响，因此它广泛应用于邮电通信、军事装备、交通设施、仪 器仪表、工业设备、家用电器等领域，正朝高功率密度、高变换效率、高可靠性、无 污染的方向发展。所以寻求高性能的开关电源是电力电子技术重要的研究内容。
由于反激变换器具有高可靠性、电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、升／降范围 宽、易于多路输出等优点。因此，反激交换器是中小功率开关电源理想的电路拓扑。有
着重要意义。但是开关电源工作在高频状态，电路结构比传统的线性电源要复杂得多，设计过程中考虑的因素很多，其中以磁性元件和变压器的设计最为复杂。高频变压器工作在一个可变的电磁变换环境下，磁芯参数、线圈电感、匝数、线径、气隙等参数涉及的理论知识面广，并对整个开关电源的性能起关键性作用。这些参数计算公式繁多、过程复杂、计算步骤灵活多变，没有唯一确定的解，对设计者理论基础和实践经验都有较高的要求，往往使初学者无所适从。研究反激变换器的变压器，就需要研究其参数的设计方法。
3 反激变换器的变压器的设计
3.1已知参数的设定
这些参数由设计人员根据用户的需求和电路特点确定，包括 直流输入电压范围i min U ；i max U
输出电压0U 输出功率0P 工作效率η
开关频率f （或周期T ） 开关管导通压降DS U
3.2主要参数的确定
确定最大占空比max D 或者反激电压OR V 之一：
max i min +OR
OR DS
V D V U U =- （3-1）
DS U 开关管压降：
i min max
max
()()1DS OR U U D V V D -?=
- （3-2）
在变压器中，次级反射电压即反激电压OR V 与输入电压之和不能高于主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量。确定了OR V 即可确定最大占空比max D ，由此得到的max D 一定不能超过器件所允许的最大占空比，通常根据器件的占空比确定max D ，然后求得
OR V 。
[12]
确定初级脉动电流R I 与峰值电流P I 的比值RP K
=R RP P
I K I （3-3）
连续电流模式下1RP K ≤，RP K 越大直流分量越大
断续电流模式下=1RP K ，R I =P I 根据经验，对宽电压输入范围：RP K 0.41:1对窄电压输入范围：RP K 取0.6:1
确定初级电流平均值（AVG I ），峰值（P I ）有效值（RMS I ） 0
i min
AVG P I U η=
?（A ） （3-4） 初级电流P I 可由AVG I 推导出来，根据AVG I 的定义可知
01
f i dt T AVG I T =?（） （3-5）
通过积分计算可得
11
12
AVG RP P RP I DT K DT I K T
P =-I +?（（））
（3-6） 从而得到
max
(10.5)AVG
P RP I I K D =- （3-7）
根据有效值的定义
RMS I （3-8） 得到
=I RMS I A ）
（3-9） 确定初级导线直径[13]
p D = （3-10）
J 电流去4?10A/2mm 确定初次级匝数比
max i min ()
max 1
n=
1DS ON O F D U U D U U -?
-+ （3-11） 式中max D —最大占空比
i min U —最小直流输入电压 DS U —开关管导通压降
1F U —次级整流二极管压降
确定次级电流峰值SP I ，有效值SRMS I
p n I SP I =?（A ） （3-12）
I SRMS I =A ）
（3-13） 确定次级导线直径
S D = （3-14）
确定变压器初级电感[14]
i min on max i min max
t (m )f P RP P RP P
U U D L H K I K I ??=
=??? （3-15）
磁芯的选择
开关电源变压器磁芯多是低磁场下使用的软磁材料，他有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率，磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的励磁电流就能有较高的磁感应强度，线圈就能承受较高的外加电压。因此在输出一定功率要求下，可减少磁芯体积。磁芯有较高的电阻率，则涡流小，铁耗小。金属软磁材料在开关电源中用的较少，只有铁-镍合金，铁-铝合金薄片的磁芯基本合适。软磁铁氧体是经过符合氧化体烧结而成的一种软磁材料，他的电阻率很高，适合在高频下使用，普遍使用在开关电源中，在设计中要综合考虑所设计电源的功率，频率，拓扑结构选择合适的磁芯。磁芯材料定了以后可
以按照面积法（AP ）初选磁芯型号[15]
21
1.144e w w 010=()(cm )P RP P L K I AP A A B K J
-??= （3-16）
式中：P L —初级电感（mH ）
P I —初级峰值电流（A ）
w B —磁芯工作磁感应强度（T ） 0K —窗口有效使用系数一般为0.2~0.4
J —电流密度一般取（4:10A/2
mm ）
根据求得的AP 值选取合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽比较大的磁芯，这样磁芯的窗口使用系数较高，同时可以减少磁漏
确定初级，次级匝数S N ,P N
i min ON i min max
3e m e m t 10f P U U D N A B A B ??=
=?????? （3-17） 式中：e A —磁芯截面积（2mm ） f —工作频率（kHz ） m B ?—交流磁通密度（T ） =
n
P
S N N （3-18） 或01=F S P OR U U N N V ?
+
F U —整流二极管压降 反馈绕组
2
01=FB F F P F U U N N U U ?++ （3-19）
2F U —反馈绕组整流二极管压降（V ） 确定气隙宽度
为了避免磁饱和，应该在磁回路中加入一个适当的气隙，计算公式如下
2
g e m
0.4l =(mm)P P L I A B π??? （3-20）
到底为之，反激变换器变压器的主要参数全部设计完毕，其他参数如铜耗，铁耗，可参照其他资料进行计算。
结束语
本文主要完成的工作如下
1描述了反激变换器的发展现状，广泛应用于中小电路开关电源；
2反激变换器中变压器的重要性，变压器起着电感和变压器的双重作用。变压器是变换器中的设计难点；
3讨论了变压器的基本原理；
4三种工作模式下的反激变压器的特性以及在实际应用中的优缺点。同样输出功率时，CCM能输出更大的功率，但输出二极管反向恢复时，容易引起震荡和噪声。另外．工作于断续电流模式的原边电感量较小，变压器的体积可做得小一些；而工作在连续电流模式的变压器体积一般较大，变压器磁芯的利用率会显著下降。因此实际使用中．通常应尽量避免变压器工作于连续电流模式。；
5设计了变压器的参数。
本文还有很多不足之处，比如只有参数的设计方法，没有仿真及进行试验，对于变压器的绝缘等级，绝缘材料等并没有进行挑选。
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[15]Unitrode’s Pr oduct Application Handbook[J]．1994～1995(10)：6l-68
致谢
感谢张亚兰老师在几个月里对我毕业设计的各方面的指导，让我对毕业设计从一窍不通到现在做出了自己的设计，感谢大学里教授我各门课程的老师，让我对电气工程系的知识有了了解，帮助我找到工作，实现自己的人生理想和目标。几个月来的毕业设计让我学到了很多，再次感谢帮助过我的老师同学及自己的家长。
反激式开关电源设计的思考六 －变压器设计实例 已知条件： 输入电压：DC:380V～700V 输出电压：1) 5V／0.5A 2) 12V／0.5A 3) 24V／0.3A PWM控制论芯片选用UC2842， 开关频率：50KHz 效率η：80％ 取样电压用12V，5V用7-8V电压通过低压差三端稳压块得到； 算得Po＝5×0.5+12×0.5+24×0.3=15.7 W 计算步骤： 1、确定变比N N＝Np／Ns VoR = N(VO+VD) N＝VoR／(VO+VD) VoR取210V N＝210／(12+1)＝16.1 取16 2.计算最大占空比Dmax 3、选择磁芯 计划选择EE型磁芯，因此ΔB为0.2T，电流密度J取4A/mm2 Ap = AwAe = 6500×P0 / (△B×J×f) ＝2.51×103 （mm4） 通过查南通华兴磁性材料有限公司EE型磁芯参数知
通过上面计算,考虑到还有反馈绕组，要留有一定余量，最终选择EE25磁芯 EE25磁芯的Ae＝42.2mm2=4.22X10-3m2 4、计算初级匝数Np
5、初级峰值电流:Ip 6、初级电感量L
7、次级匝数 1) 、12V取样绕组Ns： Ns＝Np/N ＝250／16 ＝15.625 取16匝 2）、计算每匝电压数Te： Te＝（Uo＋Ud）／Ns ＝（12＋1）／16 ＝0.8125 3）、7.5V匝数： N7.5V＝U／Te ＝（7.5＋0.5）／0.8125 ＝9.84取10匝 4）、24V匝数 N24V＝U／Te ＝（24＋1）／0.8125 ＝30.7取31匝 5）、辅助绕组15V N15V＝U/Te ＝（15＋1）／0.8125 ＝19.7取20匝 8、计算初级线径： 1）、计算电流有效值I
连续电流模式反激变压器的设计 Design of Flyback Transformer with Continuing Current Model 作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司- 万必明 摘要:本文首先介绍了反激变换器(Flyback Converter)的工作原理,然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算. 关键词:连续电流模式(不完全能量传递方式)、不连续电流模式(完全能量传递方式)、有效值、峰值. Keywords: Continuing Current Model、Discontinuing Current Model、virtual value 、peak value. 一.序言 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.
二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b). 图一 Io 图二(a)
5V,2A 反激式電源變壓器設計過程整理 已知: VinAC = 85V ~ 265V 50/60Hz Vout = 5V + 5% Iout = 2A Vbias = 22V, 0.1A (偏置線圈電壓取 22V, 100mV) η = 0.8 fs = 132KHz 計算過程: 1.設工作模式為 DCM 臨界狀態. Pout = 5*2 = 10W Pin = Pout/η= 10/0.8 = 12.5W V inDCmin = 85* 2-30(直流紋波電壓)= 90V V inDCmax = 265* 2=375V 2.匝數比計算 , 設最大占空比Dmax = 0.45 : 13918.12) 45.01(*)2.05.05(45.0*90)1(*)d out (*n max max min in ≈=-++=-++=D V V V D V L DC 式中: Vd 為輸出整流二極管導通壓降,取0.5V; VL 為輸出濾波電感壓降, 取0.2V. 3.初級峰值電流計算: A D V P I DC 494.045 .0*9010*2*out 2p max min in === 4.初級電感量計算: H H I V D L DC u 62110*621494 .0*10*13290*45.0p *fs *p 63min in max ==== 5.變壓器磁芯選擇EFD20, 參數如下: Ae = 28.5mm 2 AL = 1200+30%-20%nH/N 2 Le = 45.49mm Cl = 1.59mm -1 Aw = 50.05mm 2 Ap = 1426.425mm 4
反激变压器的优点自是不必多说，很多新手都通过反激电源的制作来熟悉电源设计，目前网络上关于反激变压器的学习资料五花八门且比较零散，本文就将对反激变压器的设计进行从头到尾的梳理，将零散的知识进行整合，并配上相应的分析，帮助大家尽快掌握。 今天将进行一个较为完整的分析，KRP作为反激变压器中的灵魂参数，该如何对其进行取舍，值得我们深入探讨。 首先先对文章当中的将要提到的一些名词进行解释。 工作模式：即电感电流工作状态，一般分DCM、CCM、BCM三种(定性分析)。 KRP：描述电感电流工作状态的一个量(定量计算)； KRP定义：
KRP的意义：只要原边电感电流处于连续状态，都称之为CCM模式。而深度CCM模式(较小纹波电流)与浅度CCM模式(较大纹波电流)相比较，电感量相差好几倍，而浅度CCM模式与BCM、DCM模式的各种性能、特点可能更为相似。显然需要一个合适的参数来描述所有电感电流的工作状态。通过设置KRP值，可以把变压器的电感电流状态与磁性材料、环路特性等紧密联系起来。我们也可以更加合理的评估产品设计方案，例如：KRP较大时(特别是DCM模式)，磁芯损耗一般较大(NP较小)，气隙较小(无气隙要求，仅满足LP值)，LP较小，漏感会较大，纹波电流较大(电流有效值较高)； KRP较小时(特别是深度CCM模式)，磁芯损耗一般较小(NP较大)，气隙较大(有气隙要求，平衡直流磁通)，LP较大，漏感会较小，纹波电流较小(电流有效值较低)； 注：KRP较小时，气隙也是可以做到较小，但这需要更大的磁芯和技巧； KRP较大时，磁芯损耗也是可以做的较小，但这同样需要更大的磁芯和技巧； 这里说一点题外话，大部分人通常认为，相同磁芯、开关频率，DMAX，DCM模式比CCM模式下的输出功率更大；其实这是不完全对的(至少不符合实际,因为需要限制DMAX，导致空载容易异常)，原因在于DCM模式下磁芯损耗会超出你的想象(电应力也会如此)；DCM模式下，如果想大幅度降低
反激变压器设计实例（二） 目录 反激变压器设计实例（二） (1) 导论 (1) 一．自跟踪电压抑制 (2) 2. 反激变换器“缓冲”电路 (4) 3. 选择反击变换器功率元件 (5) 3.1 输入整流器和电容器 (5) 3.2 原边开关晶体管 (5) 3.3 副边整流二极管 (5) 3.4 输出电容 (6) 4. 电路搭接和输出结果 (6) 总结 (7) 导论 前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的部件已经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果。首先进行开环控制，输出电容随便输出一个值（由于C1作为输出储能单元，其容值估算应考虑到输出的伏秒，也有人用1~2uF/W进行大概估算），这里选取1000uF作为输出电容。初始设计中的输出要求12V/3A，故负载选择4欧姆电阻，对于5V/10A的输出，通过调节负载和占空比可以达到。由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝，寄生电感通常为5%，由于副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边寄生电感为27uH，电阻为11.57mΩ，最终结果如图1所示。
图1.反激电路主拓扑 图2.开关管电压、输出电压、输出电流 首先由输出情况可以看出，变压器的设计还是满足要求的。查看图2中开关管电压曲线可以看出，其开关应力过高，不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。 在反激变换器中，有两个主要原因会引起高开关应力。这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特性有关。最明显的影响是由于变压器漏感的存在，集电极电压在关断边沿会产生过电压。其次，不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术，开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。 一．自跟踪电压抑制 当警惕管所在电路中带感性或变压器负载，在晶体管关断时，由于有能量存储在电感或变压器漏感的磁场中，在其集电极将会产生高压。 在反激变换器中，储存在变压器中的大部分能量在反激期间将会传递到副边。可是由于漏感的存在，在反激期间开始时，除非采用一定形式的电压抑制，集电极电压会有增加的趋势。在图3中，变压器漏感、输出电容电感和副边电路的回路电感集中为L TL，并折算到变压器原边与原边主电感L p相串联。 考虑在关断后紧接着导通这个动作，在此期间T1原边绕组中已建立电流。当晶体管Q关断
反激式开关电源变压器的设计方法 1引言 在开关电源各类拓扑结构中，反激式开关电源以其小体积、低成本的优势，广泛应用在高电压、小功率的场合。反激式开关电源设计的关键在于其变压器的设计。由于反激变压器可以工作在断续电流（DCM ）和连续电流（CCM ）两种模式，因此增加了设计的复杂性。本文考虑到了两种工作模式下的差异，详细介绍了反激变压器的设计方法和步骤。 2基本原理 R 1 V o 图1 反激变换器原理图 反激变压器实际上是一个耦合电感，首先要存储能量，然后再将磁能转化为电能传输出去[1]。如图1所示，当开关管r T 导通时，输入电压i V 加在变压器初级线圈上。由于初级与次级同名端相反，次级二极管1D 截止，能量储存在初级线圈中，初级电流线性上升，变压器作为电感运行。当r T 关断时，励磁电感的电流使初级和次级绕组电压反向，1D 导通，储存在线圈中的能量传递给负载。按照电感线圈中电流的特点，可分为断续电流模式（DCM ）和连续电流模式（CCM ）。电流波形如图2所示。
初级 次级 初级 次级 I p2I p1I s2 I s1 I p2 I p1 I s2 I s1 DCM CCM 图2 DCM 和CCM 电流波形 DCM 为完全能量转换，在开关管开通时，初级电流从零开始逐渐增加，开关管关断期间，次级电流逐渐下降到零。 CCM 为不完全能量转换，开关管开通时，初级电流有前沿阶梯，开关管关断期间，次级电流为阶梯上叠加的衰减三角波。 3设计步骤 （1）各项参数的确定 反激式开关电源变压器的设计中涉及到很多参数，因此在计算之前必须要明确已知量和未知量。 已知参数一般由电源的设计要求和特点来确定，包括：直流输入电压i V （i min i i max V V V ≤≤），输出电压o V ，输出功率o P ，效率o i P = P η，工作频率1 f=T 。 未知量即所要求的参数包括：磁芯型号，初级线圈匝数p N ，次级线圈匝数s N ，初级导线直径p d ，次级导线直径s d ，气隙长度g l 。 另外，为了能够对未知参数进行求解，我们还必须要指定开关管的耐压值或开关的最大占空比。本文中，以规定满载和最小输入电压条件下最大占空比为 max D 来进行后续的计算。 为简化计算公式，本文中忽略开关管及二极管导通压降。
反激变压器计算实例 The Standardization Office was revised on the afternoon of December 13, 2020
技术要求：输入电压Vin：90-253Vac 输出电压Vo： 输出电流Io：6A 输出功率Po：166W 效率η： 输入功率Pin：195W 一、输入滤波电容计算过程： 上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压Vdc为115V，则从上图可以得到: Vpk=90*=127V Vmin=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V 将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低（Vpk-Vmin）V。 Idc*T3=C*△V 其中： △V=Vpk-Vmin=127-103=24V
关键部分在T3的计算，T3=t1+t2，t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz 的交流来说，t1=5mS，然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为 Vx=Vpksinθx，根据已知条件，Vx=103V，Vpk=127V，可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms/180=3mS， T3=t1+t2=8mS。 C=*8/24==570uF 二、变压器的设计过程 变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。 对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH，Bmax≥ 1）DCM变压器设计过程： 开关频率选择80K，最大占空比选择，全范围DCM，则在最低输入电压Vdc下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式， Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)， 从而计算反射电压为Vor=95V 匝比 n=Vor/(Vo+Vf)= Vf为整流二极管压降 计算初级匝数 计算副边匝数 Ns=Np/n=，选择7匝，
单端反激开关电源变压器设计 单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。 1、已知的参数 这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。 2、计算 在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式确定： V f=V Mos-V inDCMax-150V 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。 N p/N s=V f/V out 另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式： V inDCMin?D Max=V f?(1-D Max) 设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式： 1/2?(I p1+I p2)?D Max?V inDCMin=P out/η 一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1 这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： L p= D Max?V inDCMin/f s?ΔI p 对于连续模式，ΔI p=I p2-I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p=I p2 。 可由A w A e法求出所要铁芯： A w A e=(L p?I p22?104/ B w?K0?K j)1.14 在上式中，A w为磁芯窗口面积，单位为cm2 A e为磁芯截面积，单位为cm2 L p为原边电感量，单位为H I p2为原边峰值电流，单位为A B w为磁芯工作磁感应强度，单位为T K0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4 K j为电流密度系数，一般取395A/cm2 根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯
反激变压器设计实例(二)
反激变压器设计实例（二） 目录 反激变压器设计实例（二） (2) 导论 (2) 一．自跟踪电压抑制 (4) 2. 反激变换器“缓冲”电路 (8) 3. 选择反击变换器功率元件 (10) 3.1 输入整流器和电容器 (11) 3.2 原边开关晶体管 (11) 3.3 副边整流二极管 (12) 3.4 输出电容 (13) 4. 电路搭接和输出结果 (14) 总结 (15) 导论 前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的部件
已经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果。首先进行开环控制，输出电容随便输出一个值（由于C1作为输出储能单元，其容值估算应考虑到输出的伏秒，也有人用1~2uF/W进行大概估算），这里选取1000uF作为输出电容。初始设计中的输出要求12V/3A，故负载选择4欧姆电阻，对于5V/10A 的输出，通过调节负载和占空比可以达到。由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝，寄生电感通常为5%，由于副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边寄生电感为27uH，电阻为11.57mΩ，最终结果如图1所示。 图1.反激电路主拓扑
图2.开关管电压、输出电压、输出电流 首先由输出情况可以看出，变压器的设计还是满足要求的。查看图2中开关管电压曲线可以看出，其开关应力过高，不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。 在反激变换器中，有两个主要原因会引起高开关应力。这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特性有关。最明显的影响是由于变压器漏感的存在，集电极电压在关断边沿会产生过电压。其次，不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术，开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。 一．自跟踪电压抑制 当警惕管所在电路中带感性或变压器负载，
摘要：详细介绍了一个带有中间抽头高频大功率变压器设计过程和计算方法，以及要注意问题。根据开关电源变换器性能指标设计出变压器经过在实际电路中测试和验证，效率高、干扰小，表现了优良电气特性。关键词：开关电源变压器；磁芯选择；磁感应强度；趋肤效应；中间抽头 0 引言 随着电子技术和信息技术飞速发展，开关电源SMPS(switch mode power supply)作为各种电子设备、信息设备电源部分，更加要求效率高、成本小、体积小、重量轻、具有可移动性和能够模块化。变压器作为开关电源必不可少磁性元件，对其进行合理优化设计显得非常重要。在高频开关电源设计中，真止难以把握是磁路部分设计，开关电源变压器作为磁路部分核心元件，不但需要满足上述要求，还要求它性能高，对外界干扰小。由于它复杂性，对其设计一、两次往往不容易成功，一般需要多次计算和反复试验。因此，要提高设计效果，设汁者必须有较高理论知识和丰富实践经验。 1 开关电源变换器性能指标 开关电源变换器部分原理图如图1所示。 PCbfans提示请看下图: 其主要技术参数如下： 电路形式半桥式； 整流形式全波整流； 工作频率f=38kHz； 变换器输入直流电压Ui=310V； 1
变换器输出直流电压Ub=14.7V； 输出电流Io=25A； 工作脉冲占空度D=0.25～O.85； 转换效率η≥85％； 变压器允许温升△τ=50℃； 变换器散热方式风冷； 工作环境温度t=45℃～85℃。 2 变压器磁芯选择以及工作磁感应强度确定 2.1 变压器磁芯选择 目前，高频开关电源变压器所用磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料饱和磁感应强度虽然高，但在假定测试频率和整个磁通密度测试范围内，它们呈现铁损最高，因此，受到高功率密度和高效率制约，它们也不宜采用。虽然铁氧体材料损耗比坡莫合金大些，饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低，但铁氧体材料价格便宜，可以做成多种几何形状铁芯。对于大功率、低漏磁变压器设计，用E-E型铁氧体铁芯制成变压器是最符合其要求，而且E-E型铁芯很容易用铁氧体材料制作。所以，综合来考虑，变换器变压器磁芯选择功率铁氧体材料，E-E型。 2.2 工作磁感应强度确定 工作磁感应强度Bm是开关电源变压器设计中一个重要指标，它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率因素有关关。若工作磁感应强度选择太低，则变压器体积重量增加，匝数增加，分布参数性能恶化；若工作磁感应强度选择过高，则变压器温升高，磁芯容易饱和，工作状态不稳定。一般情况下，开关电源变压器Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些，对于铁氧体材料，工作磁感应强度选取一般在0.16T 到0.3T之间。在本设计中，根据特定工作频率、温升、工作环境等因素，把工作磁感应强度定在0.2 T。 3 变压器主要设计参数计算 3.1 变压器计算功率 开关电源变压器工作时对磁芯所需功率容量即为变压器计算功率，其大小取决于变压器输出功率和整流电路形式。变换器输出电路为全波整流，因此 2
精心整理 反激变压器设计过程 1、初始值设定 1.1开关频率f[kHz] 对于要接受EMI规格适用的产品，不要设定在150kHz（预计余量的话120kHz左右）以上。一般设定在65kHz左右。 1.2输入电压范围设定 主要对瞬时最低输入电压／连续最低输入电压／最大输入电压的3类进行设定。 项目内容 瞬时最低输入电压 V inmin1[V] 考虑了停电保持的最低DC输入电压。为设计的基准。 连续最低输入电压V inmin2[V] 规格书上的最低AC输入电压×1.2倍。用于算出绕线的电流容量。 最大输入电压V inmax[V] 规格书上的最大AC输入电压×1.414倍。用于开关元器件／整流元器件的耐电压算出。 1.3最大输出电流设定 对于过电流保护最大输出电流／连接最大输出电流／峰值最大输出电流（在规格书上有规定的情况下）3种类，进行设定。 另外，在这最大输出电流中需包括对于各自偏差的余量。 项目内容 过电流保护最大输出 电流 I omax1[A] 考虑了偏差的最大电流×余量1.1～1.2。 连续最大输出电流I omax2[A] 额定输出电流×余量1.1～1.2。为设计的基准。但是，在有峰值最大电流的情况下，只将峰值最大电流作为设计基准使用。连接最大电流只用于算出绕线的电流容量。 峰值最大输出电流 I opeak[A] 峰值最大电流×余量1.1～1.2。为设计的基准。 1.4最大二次绕组输出端电压设定 用以下公式算出： 最大二次绕线端输出电压：V N2max[V]＝接插件端输出电压＋线间损失0.1～0.5V＋整流元器件Vf0.4～0.6V
※在有输出电压可变的情况下，根据客户要求规格书的内容不同，适用的范围而各不相同。 客先要求规格书内容 只保证输出电压 ※只在装置试验时电压可变的情况下。磁芯用最大输出电压来设计。绕线是用额定输出电压来设计。 保证所有的性能 ※在实际使用条件下通常的电压可变的情况下。磁芯、绕线都用最大输出电压来设计。 1.5一次电流倾斜率设定 输入电压，瞬时最低动作电压、输出电流，在过电流保护最大输出电流／连接最大输出电流／峰值最大输出电流的任意一个最大输出电流的条件下，设定图1－１的一次电流波形的斜率。K的设定公式如下。 作为目标，设定到0.5～0.6，兼顾到之后的其他特性，作最适当的变更。 1.6最大占空比设定 一般设定为0.45～0.65。 1.7最大磁通密度设定（Bmax） 设定为磁芯的产品目录上所记载的饱和磁通密度 ×0.8～0.9。 图1-2中表示了TDK制的磁珠磁芯PC44的B-H 曲线图。 磁芯的磁通密度B[T]，如图1-2所示，与磁场强度H[A/m]成比例，增加。另外，当B达到一定的值时，在那基础上，即使增加H，B也不会增加。在此磁束饱和状态下，不仅仅达不到作为变压器的机能，还有开关FET破损的危险性，因此磁芯绝对必须在此饱和磁通密度以下来使用。 另外，从产品目录上引用数据时，需要在符合使用条件的温度下选择饱和磁通密度，因此请注意。 ※磁芯的饱和磁通密度是根据温度而变动。在TDK制PC44的120℃下的饱和磁通密度，将降低到25℃时的值的68.6％。因此，如果在25℃的条件下设计的话，有可能发生使用时的故障。図１－２PC44B-Hカーブ温度特性 设计的要点： ?单一输入的情况下设定为0.45、普遍输入的情况下设定为0.65左右。 ?最大占空比的设定，对开关元器件、整流元器件施加耐压方面会造成影响，因此要进行适当的设定。加宽最大占空比的话，开关元器件的耐压将会上升，缩小最大寻通角的话，整流元器件的耐压将会上升。 .设定到考虑了控制IC保证的最大占空比（外部设定时，其设定值）的偏差的最小值×0.9以下。
高频变压器计算 (CCM模式) 反激式DC/DC变换电路 电路基本参数: Vo1=15V Io1=0.4A Vo2=-10V Io2=0.4A Vs=15V(范围10V~20V) Po=10W 设定参数: 1.电路工作频率(根据UC3843的特性,初步确定为50KHz),电路效率为G=75% 2.反激式变换器的工作模式CCM 3.占空比确定(Dmax=0.4) 4.磁芯选型(EE型) 设计步骤 (1)选择磁芯大小 Pin=Po/G=10/0.75=13.3W(查表),选择EE19磁芯 (2)计算导通时间 Dmax=0.4,工作频率fs=50KHz ton=8us (3)选择工作时的磁通密度 根据所选择的磁芯EE19(PC40材料)Ae=22mm2,Bmax=0.22T (4)计算原边匝数 Np=(Vs*ton)/(Bmax*Ae)=(10*8)/(0.22*22)=16.52,取整16 (5)计算副边绕组 以输出电压为15V为例进行计算,设整流二极管及绕组的压降为1V 15+1=16V 原边绕组每匝伏数=Vs/Np=10/16=0.625V/匝 副边绕组匝数Ns1=16/0.625=25.6,取整26 (6)计算选定匝数下的占空比;辅助输出绕组匝数 新的每匝的反激电压为:16/26=0.615V ton=(Ts*0.615)/(0.625+0.615)=9.92us 占空比D=9.92/20=0.496 对于10V直流输出,考虑绕组及二极管压降1V后为11V Ns2=11/0.615=17.88,取整17 (7)初级电感,气隙的计算 在周期Ts内的平均输入电流Is=Pin/Vs=13.3/10=1.33A 导通时间内相应的平均值为Iave=(Is*Ts)/ton=1.33*20/9.92=2.68A 开关管导通前的电流值Ip1=Iave/2=2.68/2=1.34A 开关管关闭前的电流值Ip2=3Ip1=1.34*3=4.02A 初级电感量Lp=Vs*&t/&i=10*9.92/2.68=37.01uH 气隙长度Lg=(u0*Np^2*Ae)/Lp=0.19mm
反激式变压器的设计 反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。 在进行设计时，在黑箱估计阶段，应先估计出电流的峰值。磁心尺寸和磁心材料也要选好。这时，为了变压器能可靠工作，就需要有气隙。 刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，并满足式(24)。 (24) 把 Lpri移到左边，用Ton=Dmax/f 代到上式中，用已知的电源工作参数，通过式(25) 就可以算出一次最大电感 ——最大占空比(通常为50％或0.5)。 (25) 这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。 在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为： (26) 要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需的最大功率，可以使用下式： (27)
所有磁心工作在单象限的场合，都要加气隙。气隙的长度(cm)可以用下式近似(CGS制(美 国))： （28a） 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为G(Wb／cm )。 在MKS系统(欧洲)中气隙的长度(m)为 (28b) 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为T(Wb／m )。 这只是估算的气隙长度，设计者应该选择具有最接近气隙长度的标准磁心型号。 磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A L的参数。这参数是电感磁心绕上1000 匝后的数据(美 国)。根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式(29)计算确定。 (29) 式中 Lpri——一次电感量，单位为mH。 如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供A L。的值，可以使用式(30)。注意不要混淆CGS和MKS两种单位制(G和cm与T和m)。 (30)
1. 确定电源规格. 输入电压范围Vin=85 —265Vac; 输出电压/ 负载电 流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 变压器的效率?=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取: 工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85* “2-20=100Vdc( 取低频纹波为20V). 根据伏特- 秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64 4. 变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输岀电流的过流点为120%;+5v 和+12v整流二极管的正向压降均为 1.0V. +5V 输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W +12V 输岀功率 Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输岀总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dmax] =2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45] =3.00A Ip2=0.4*Ip1=1.20A 5. 变压器初级电感量的计算. 由式子Vdc=Lp*dip/dt, 得: Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2] =100*4.5/[3.00-1.20] =250uH 6. 变压器铁芯的选择. 根据式子Aw*Ae=P t*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?], 其中: Pt( 变压器的标称输岀功率)= Pout=85W Ko( 窗口的铜填充系数)=0.4 Kc( 磁芯填充系数)=1( 对于铁氧体), 变压器磁通密度Bm=1500 Gs j( 电流密度): j=5A/mm2; Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]
反激变压器设计实例（一） 目录 1.导论 (1) 2.磁芯参数和气隙的影响 (1) 2.1 AC极化 (2) 2.2 AC条件中的气隙影响 (2) 2.3 DC条件中的气隙影响 (2) 3. 110W反激变压器设计例子 (3) 3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (3) 3.2 步骤2，选择导通时间 (5) 3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (5) 3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (5) 3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (6) 3.6 步骤6，计算副边匝数 (6) 3.7 步骤7，计算附加匝数 (7) 3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (7) 3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (8)
3.10 步骤10，计算气隙 (8) 3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (9) 4 反激变压器饱和及暂态影响 (10) 1.导论 由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。 为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。 2.磁芯参数和气隙的影响 图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。 注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙的长度变化，但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。进一步，在有气隙的情况下，磁场强度H越大，剩磁通密度B r越低。这些变化对反激变压器非常有用。
反激变压器设计步骤及变压器匝数计算
1. 确定电源规格. .输入电压范围Vin=85—265Vac; .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; .变压器的效率?=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V). 根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64 4. 变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W +12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dm ax] =2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45] =3.00A
实例讲解电源高频变压器的设计方法开关电源高频变压器设计高频变压器是电源设计过程中的难点， 下面以反馈式电流不连续电源高频变压器为例， 向大家介绍一种电源高频变压器的设计方法。 设计目标： 电源输入交流电压在180V~260V之间，频率为50Hz， 输出电压为直流5V、14A，功率为70W，电源工作频率为30KHz。 设计步骤： 1、计算高频变压器初级峰值电流Ipp 由于是电流不连续性电源，当功率管导通时，电流会达到峰值，此值等于功率管的峰值电流。 由电感的电流和电压关系V=L*di/dt 可知： 输入电压：Vin(min)=Lp*Ipp/Tc 取1/Tc=f/Dmax， 则上式为： Vin(min)=Lp*Ipp*f/Dmax 其中： V in：直流输入电压，V Lp：高频变压器初级电感值，mH Ipp：变压器初级峰值电流，A Dmax：最大工作周期系数 f：电源工作频率，kHz 在电流不连续电源中，输出功率等于在工作频率下的每个周期内储存的能量，其为：Pout=1/2*Lp*Ipp2*f 将其与电感电压相除可得： Pout/Vin(min)=Lp*Ipp2*f*Dmax/(2*Lp*Ipp*f) 由此可得：Ipp=Ic=2*Pout/(Vin(min)*Dmax) 其中：Vin(min)=1.4*Vacin(min)-20V(直流涟波及二极管压降)=232V， 取最大工作周期系数Dmax=0.45。则： Ipp=Ic=2*Pout/(Vin(min)*Dmax)=2*70/(232*0.45)=1.34A 当功率管导通时，集极要能承受此电流。 2、求最小工作周期系数Dmin 在反馈式电流不连续电源中， 工作周期系数的大小由输入电压决定。 Dmin=Dmax/[(1-Dmax)*k+Dmax] 其中：k=Vin(max)/Vin(min) Vin(max)=260V*1.4-0V(直流涟波)=364V， 若允许10%误差，Vin(max)=400V。 Vin(min)=232V， 若允许7%误差，Vin(min)=216V。 由此可得： k=Vin(max)/Vin(min)=400/216=1.85 Dmin=Dmax/[(1-Dmax)*k+Dmax]=0.45/[(1-0.45)*1.85+0.45]=0.31 因此，当电源的输入直流电压在216V~400V之间时，
26.5W AC/DC Isolated Flyback Converter Design
TASK : 26.5W 9-Outputs AC/DC Isolated Flyback Converter Design SPECIFICATION: Technical Specification on Sept 10, 2008 DATE: 15 Sept. 2008
Customer Specification f L 100Hz :=Line frequency fs 100kHz :=Switching frequency Vo 1 5.0V :=Main output voltage Io 1_max 2A :=Main Nominal load current Vo 215.0V :=Io 2_max 30mA :=Vo 315.0V :=Io 3_max 30mA :=Vo 415.0V :=Io 4_max 0.3A :=Vo 524.0V :=Io 5_max 0.1A :=Vo 618.0V :=Io 6_max 0.12A :=Vo 718.0V :=Io 7_max 0.12A :=Vo 818.0V :=Io 8_max 0.12A :=Vo 918.0V :=Io 9_max 0.12A :=+5V Output ripple voltage Vr 100mV :=+5VStep load output ripple voltage ΔVo step 150mV :=ΔIo 5V Io 1_max 80?% :=+5V Step load current amplitude η0.70 :=
技术要求：输入电压Vin : 90-253Vac 输出电压Vo：27.6V 输出电流Io: 6A 输出功率Po: 166W 效率η: 0.85 输入功率Pin：195W 一、输入滤波电容计算过程： 上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压VdC 为115V，则从上图可以得到： Vpk=90*1.414=127V Vmi n=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V 将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放 电，电容电压降低(VPk-Vmin)V O ldc*T3=C* △ V 其中： △ V=VPk-Vmi n=127-103=24V 关键部分在T3的计算，T3=t1+t2 , t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS,然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为 VX=VPkSin θX,根据已知条件，Vx=103V , Vpk=127V ,可以得到θx=54度，所以 t2=54*10ms∕180=3mS , T3=t1+t2=8mS。 C=1.7*8∕24=0.57mF=570uF 二、变压器的设计过程 变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。 对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。磁芯的参数如下： AE=190mm2,AL=4300nH, Bmax≥0.32T 1) DCM变压器设计过程： 开关频率选择80K,最大占空比选择0.48,全范围DCM,则在最低输入电压VdC下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式， Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax),
1、确定电源规格、 、输入电压范围Vin=85—265Vac; 、输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 、变压器的效率?=0、90 2、工作频率与最大占空比确定、 取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0、45、 T=1/fosc=10us、Ton(max)=0、45*10=4、5us Toff=10-4、5=5、5us、 3、计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n)、 最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V)、 根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n、n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0、45]/[(5+1、0)*0、55]=13、64 4、变压器初级峰值电流的计算、 设+5V输出电流的过流点为120%;+5v与+12v整流二极管的正向压降均为1、0V、+5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1、2=72W +12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dmax] =2*85/[0、90*(1+0、4)*100*0、45] =3、00A Ip2=0、4*Ip1=1、20A 5、变压器初级电感量的计算、 由式子Vdc=Lp*dip/dt,得: Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2] =100*4、5/[3、00-1、20] =250uH 6、变压器铁芯的选择、 根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85W Ko(窗口的铜填充系数)=0、4 Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体), 变压器磁通密度Bm=1500 Gs j(电流密度): j=5A/mm2; Aw*Ae=85*106/[2*0、4*1*100*103*1500Gs*5*0、90]