H (s
)
()系统响应中包括极点：)(exp ,t j j S p p p p p σωσω++=
）
，
处，相位等于是稳定的
是二极点系统
是二极点系统o o 180135-))
s s
，闭环极点变为复数
-180
Phase Margin, θm = 45°
）
运放的电压追随电路，如图1所示，利用虚短、虚断，一眼看上去简单 明了，没有什么太多内容需要注意，那你可能就大错特错了。理解好运放的 电压追随电路，对于理解运放同相、反相、差分、以及各种各样的运放的电路，都有很大的帮助。 图1 运放电压追随电路 电压追随电路分析 如果我们连接运放的输出到它的反相输入端，然后在同相输入端施加一 个电压信号，我们会发现运放的输出电压会很好的追随着输入电压。 假设初始状态运放的输入、输出电压都为0V，然后当Vin从0V开始增 加的时候，Vout也会增加，而且是往正电压的方向增加。这是因为假设Vin 突然增大，Vout还没有响应依然是0V的时候，Ve=Vin-Vout是大于0的， 所以乘上运放的开环增益，Vout=Ve*A，使得运放的输出Vout开始往正电压 的方向增加。 当随着Vout增加的时候，输出电压被反馈回到反相输入端，然后会减 小运放两个输入端之间的压差，也就是Ve会减小，在同样的开环增益的情 况下，Vout自然会降低。最终的结果就是，无论输入是多大的输入电压（当 然是在运放的输入电压范围内），运放始终会输出一个十分接近Vin的电压，但是这个输出电压Vout是刚好低于Vin的，以保证的运放两个输入端之间 有足够的电压差Ve，来维持运放的输出，也就是Vout=Ve*A。 运放电路中的负反馈 这个电路很快就会达到一个稳定状态，输出电压的幅值会很准确的维持 运放两个输入端之间的压差，这个压差Ve反过来会产生准确的运放输出电 压的幅值。将运放的输出与运放的反相输入端连接起来，这样的方式被称为 负反馈，这是使系统达到自稳定的关键。这不仅仅适用于运放，同样适用于 任何常见的动态系统。这种稳定使得运放具备工作在线性模式的能力，而不 是仅仅处于饱和的状态，全“开”或者全“关”，就像它被用于没有任何负 反馈的比较器一样。 由于运放的增益很高，在运放反相输入端维持的电压几乎与Vin相等。 举例来说，一个运放的开环增益为200 000。如果Vin等于6V，这时输出电 压会是5.999 970 000 149 999V。这在运放的输入端产生了足够的电压差 Ve=6V-5.999 970 000 149 999V=29.999 85uV，这个电压会被放大然后在 输出端产生幅值为5.999 970 000 149 999V的电压，从而这个系统会稳定 在这里。正如你所见，29.999 85uV是一个很小的电压，因此对于实际计算 来说，我们可以认为由负反馈维持的运放两个输入端之间的压差Ve=0V，整 个过程如图2所示。这也就是我们熟悉的“虚短”，而由于运放的两个输入
第十一章电路的频率响应 习题 一、选择题 串联谐振电路的 Q 值越高，则 (D ) (A) 电路的选择性越差，电路的通频带越窄 (B) 电路的选择性越差，电路的通频带越宽 (C) 电路的选择性越好，电路的通频带越宽 (D ) 电路的选择性越好，电路的通频带越窄 串联电路谐振时，L 、C 储存能量的总和为 (D ) (A) W = W L + W C = 0 (B) 22 1 LI W W W C L =+= (C) 2 2 1C C L CU W W W =+= (D ) 2C C L CU W W W =+= 3.R L C 串联电路发生串联谐振时，下列说法不． 正确的是： (D ) A ．端电压一定的情况下，电流为最大值 B ．谐振角频率LC 10＝ ω C ．电阻吸收有功功率最大 D ．阻抗的模值为最大 4. RLC 串联电路在0f 时发生谐振。当电源频率增加到02f 时，电路性质呈 （B ） A. 电阻性 B . 电感性 C. 电容性 D. 视电路元件参数而定 5.下面关于RLC 串联谐振电路品质因数的说法中，不正确的是 （D ） A. 品质因数越高，电路的选择性越好 B. 品质因数高的电路对非谐振频率的电流具有较强的抵制能力 C. 品质因数等于谐振频率与带宽之比 D . 品质因数等于特性感抗电压有效值与特性容抗电压有效值之比 串联谐振电路品质因数Q=100，若U R =10V ，则电源电压Us 、电容两端电压U C 分别为 ( A ) 、1000V B. 1000V 、10V C. 100V 、1000V D. 1000V 、100V 二、判断题
1.图示电路，R << 0L，保持U S 一定，当发生谐振时，电流表的读数最小。 （×） 串联电路发生谐振时，电源输出的有功功率与无功功率均为最大。（×） 3.图示RLC串联电路，S闭合前的谐振频率与品质因数为f0与Q， S闭合后 的谐振频率与品质因数为f 0'与Q '，则 f f' =，Q < Q '。（×） 并联的交流电路中，当改变电路频率出现谐振时，则此时电路端口的阻抗值最小。（×） 4.若RLC串联谐振电路的电感增加至原来的4倍（R、C不变），则谐振角频率应变为原来的2倍。（×） 三填空题 1.图示电路，当发生串联谐振时，其谐振频率f 0= ( C M L L) 2 ( 2 1 2 1 + + π )。 2.电感L= 50mH与电容C= 20F并联，其谐振角频率 = ( 1000rad/s )；其并联谐振时的阻抗Z = ( )。 串联电路如下图所示，则电路的谐振角频率 = ( 500rad/s )，电路的品质因数Q = ( 100 )。
第一章 幅度失真：由于放大器得带宽所限制，导致对不同频率信号幅值的放大倍数不同而产生的失真。 相位失真：放大电路对不同频率信号产生的时延不同时会产生失真 幅度失真和相位失真统称为频率失真。他们是由线性电抗元件引起得又称线性失真。 放大电路的性能指标：输入输出电阻，增益，频率响应，非线性失真。 戴维南定理等效电路：理想电压源和源内阻串联 诺顿等效电路：理想电流源和源内阻并联 第二章 理想运算放大器：输入电阻无穷大，输出电阻为零，开环增益无穷大，带宽无穷大。 虚短：在深度负反馈下Vp=Vn，称为虚短。 虚断：由于输入电阻很高，输入电流为零，流经两输入端之间电流为Ip=-In=0； 电压跟随器的特点输入阻抗高，输出阻抗低，带负载能力强。 运算放大器有两个工作区域：线性区（必须是引入深度负反馈）这时运算放大器才有虚短和虚断的特性。非线性区（有虚断）（引入正反馈和开环）输出为饱和值±Vom。 运算放大器为什么要接平衡电阻？同相端和反相端外接直流电阻必须相等，才能保证运算放大器输入端处于平衡。接入平衡电阻可消除由I1b引起输入端的偏差电压。 第三章 P型半导体参入三价元素，空穴为多数载流子，自由电子为少数载流子。施主杂质原子 N型半导体参入五价元素，空穴为少数载流子，自有电子为多少载流子。受主杂质原子PN结形成：漂移(内运动)由于电场作用导致载流子的运动；扩散（浓度差，外运动）由于载流子的浓度差和随机热运动，载流子会从高浓度区向低浓度区扩散，从而形成扩散电流。PN结的基本特性：单向导电性。反向击穿特性和电容效应。 PN结的反向击穿：PN结加反向电压增加到一定数值时，反向电流突然增加，称为PN结的反向击穿。雪崩击穿和齐纳击穿都是可逆的。 PN结电容效应为扩散电容和势垒电容。 二极管的主要新能参数：最大整流电流（电流过大管子发热会烧坏管子），反向击穿电压（被击穿时，反向电流剧增，二极管单向导电性被破坏，发热烧坏管子），反向电流（越小越好，越小单向导电性越好），极间电容，反向恢复时间。 一般硅管比则管反向电流小的多。 静态工作点：电路工作在直流工作状态称为静态工作，Q为静态工作点。 二极管模型：理想型，恒压降模型，折线型。
实验六多级放大器的频率补偿和反馈 实验目的： 1. 掌握多级放大器的设计，通过仿真了解集成运算放大器内部核心电路结构； 2. 掌握多级放大器基本电参数的定义，掌握基本的仿真方法； 3. 熟悉多级放大器频率补偿的基本方法； 4. 掌握反馈对放大器的影响。 实验内容： 1. 多级放大器的基本结构及直流工作点设计 基本的多级放大器如图 1 所示，主要由偏置电路，输入差分放大器和输出级构成，是构成集成运算放大器核心电路的电路结构之一。其中偏置电路由电阻 R1 和三极管Q4 构成，差分放大器由三极管Q3、NPN 差分对管U2 以及PNP 差分对管U1 构成，输出级由三极管 Q2 和PNP 差分对管U3 构成。 实验任务： 图 1. 基本的多级放大器
○1 若输入信号的直流电压为2V，通过仿真得到图1 中节点1，节点2 和节点3 的直流工作点电压； V1（V）V2（V）V3（V） ○2 若输出级的NPN 管Q2 采两只管子并联，则放大器的输出直流电压为多少结合仿真结果给出输出级直流工作点电流的设置方法。
V1（V）V2（V）V3（V） 解：将①和②对比可以发现，V3的数值产生明显的变化。Q2之所以采用单只管子，是因为这样可以增大输出直流电压，使得工作点更稳定，提高直流工作点。 2. 多级放大器的基本电参数仿真 实验任务： ○差模增益及放大器带宽 将输入信号V2 和V3 的直流电压设置为2V，AC 输入幅度都设置为，相位相差180°， 采用AC 分析得到电路的低频差模增益A，并提交输出电压V(3)的幅频特性和相频特性仿真结果图；在幅频特性曲线中标注出电路的-3dB 带宽，即上限频率f；在相频特性曲线中标注出0dB 处的相位。 解： 低频差模增益AvdI= 电压V（3）的幅频特性和相频特性仿真结果图：
频率补偿电路设计报告 摘要 本系统基于零极点补偿的理论，设计了一个频率补偿电路，能够补偿“模拟某传感器特性的电路模块”（以下简称“模拟模块”）的高频特性。该系统主要由前端模拟模块、中间级频率补偿模块、后端低通滤波模块组成。其中，频率补偿模块由并联的三个滤波电路和一个比例加法电路组成，通过调节增益比例关系，可以将补偿网络的传递函数分解成易于硬件实现的一阶并联系统，最终使其频率特性向高频拓展。通过测试，该系统的模拟模块能达到4.53KHz的截止频率；而串联补偿网络电路后，整个系统的截止频率能达到98.5KHz，且电压波动很好的控制在了12%以内，噪声均方根电压也小于10mv。其它方面，系统依赖MSP430F149单片机最小系统和辅助电路，完成了补偿电路的输出采样，能够记录各个频率点的电压波动，并通过液晶显示出通频带内的幅频特性。
一、方案论证与比较 方案一：程控增益控制抬高补偿频率范围内的电压。通过分析，程控增益能够实现频率补偿，利用单片机通过AD实时采样输出信号，与输入信号比较，从而控制程控放大器的放大倍数使输出与输入信号幅度基本一致。但是该方案在低频段很不稳定，且单片机的控制增益的速度有限，不能满足本题目的要求，舍去。方案二：幅值补偿法。根据模拟模块的输出Vb，通过一个移相网络使Vb的相位与输入信号Vs相同，经过一个减法器得到两者之差，然后在通过一个移相网络，使减法器的输出与Vb相位相同，最后它们经过一个加法器输出，达到输出信号与输入信号幅度基本相同，且不随频率的变化而大幅度变化，从而拓宽通频带，达到频率补偿的目的。但是输入信号经过模拟模块的输出Vb与Vs的相位差随着频率的变化而变化，锁相环构成的移相网络锁定频率很难跟上其变化，故输出信号的幅度达不到设计要求，舍去该方案。 方案三：零极点补偿法的串联实现。根据模拟模块的传递函数() G s，用补偿网 O 络() H s的零点消去原传递函数的极点，补偿传递函数的极点就变成了补偿后传 S 递函数的极点。因此，通过改变传递函数极点的方式可以拓展系统的高频特性。但是采用串联方式设计硬件电路时，可能会在传递函数化简时得到一阶积分系统，容易出现过冲，很难保证补偿网络的电压稳定。故舍去该方案。 方案四：零极点补偿法的并联实现。理论同方案三，只需将串联补偿传递函数化简成并联形式。其结构框图如图1。该方案将传递函数分解出真分式形式，且分子项不含零点，电路容易实现，所以最终选择该方案。 图1、并联补偿结构框图 虽然系统要求中不包含软件设计，但该系统进行了拓展，设计了一个单片机控制的显示器，能够很好的显示输出电压。系统框图如图2所示。
第10章 频率响应 多频正弦稳态电路 一、选择题 1．RLC 串联谐振电路中，R ＝4 n ，L ＝4 H ，C ＝1 F ，则该电路的通频带BIV ＝（ ）。 A ．1／4 B ．1／2 C ．4 D ． 2【答案】B 2．如图10-1所示电路在下列各频率中会发生串联谐振的是（ ）。图10-1 【答案】D 3．如图10-2所示电路发生谐振时
图10-2 A．25 B．12.25 C．5 D．10 【答案】D 【解析】如图10-2所示电路的输入阻抗为 如图10-2所示电路发生谐振，则输入阻抗为电阻，即 可得，解之有或 4．（多选）品质因数Q＝1的RLC并联电路接于正弦电流源上，改变电源频率使电路发生谐振，此时电路中将出现（）现象。（多项选择题） A．电源的电压与电流同相 B．电路中导纳达最大值
C． D．I C和I L和达最大值 E． 【答案】AC 二、填空题 1．RLC串联谐振电路中，已知R＝1 Q，L＝1 H，C＝0.25 F，则该电路的品质因数Q＝______。 【答案】2 2．如图10-3所示电路中．谐振频率＝______0 图10-3 【答案】 3．如图10-4所示电路中，，当电路发生谐振时，电容c中电流的振幅应为______A。 图10-4
【答案】10 A 三、计算题 1．如图10-5所示电路能否发生谐振？若能，则谐振频率是多少？ 解：根据题中所示电路，易知： ，，C C 2=+&&&I I I C 13 =&&I I C j j j j3ωωωω=+=+&&&&&I I U LI LI C C 所以有： 1j j 3==-&&U Z ωL I ωc 所以图示电路能够发生谐振。 令，则可求得谐振频率为：103L C ωω-=0ω=2．如图10-6所示电路中，已知电源电压及电路条件如下： ，R ＝2Ω，V 1、V 2表的读数均为 40V ，求A 、V 表的读数及电路的品 S ()V u t t ω=质因数Q 。解：发生串联谐振。 V 的读数U V ＝U S ＝10V ，A 的读数，品质因数＝S A 105A 2U I R = ==0V1V2L U Q R U ω==。40410=3．如图10-7所示电路，求：（1）电路的传输函数；（2）求出电路的截止2u 1 =U H U & &频率；（3）画出传输函数的幅频特性曲线；（4）指出该电路是何种滤波电路？ 图10-5 图10-6
开关调节器设计中的频率补偿（二）作者：Nigel Smith 便携式电源业务开发经理 德州仪器公司 在该系列文章的第一部分中，我们探讨了开关转换器的正向通道。在该第二部分(即最后一部分)中，我们将要探讨的是在环路处于关闭状态且全部电路被补偿时的反馈通道。 第二部分：反馈通道补偿 一旦正向通道的增益和相位响应为已知，那么就可以设计出误差放大器的响应。频率补偿的主要目的是为了确保：(a) 足够的相位裕度（通常大于 45°）；及 (b) 一个足够的增益裕度（通常大于 10 dB）。除此以外，环路增益还应该通过单位增益 (unity)，斜率为 -20dB/decade。 在将频率补偿设计出来以前，必须选择一个合适的交叉频率f c。高交叉频率的开关转换器可以对运行状态的变化迅速地做出响应，因此一般为较好的选择；但是，采样原理限制了可以使用的最大交叉频率。在实践中，f c 一般位于 1/10 和1/6 f sw之间，但是，如果该频率上误差放大器的开环路增益不足，那么则可能要进一步减小f c。 可以从其 Bode 曲线中选择理想的交叉频率、增益、相位和f c处正向通道的斜率。通过对两者进行比较，现在可以很容易地获得所要求的增益、相位和f c处补偿误差放大器的斜率。 通常使用的三种补偿方案为类型I、类型 II和类型 III（见图1）。类型 I 通常不用于开关调节器电路，这里将不作讨论。
图1、常用的补偿电路及其响应 类型 II 补偿在源端 (origin) 具有一个极点（以获得高 DC 增益），以及一个额外的零点和极点。其产生的频率响应包含一个介于零点和极点的偏平区域。类型II 补偿一般被用于那些在交叉频率上输出滤波器具有一个单极点衰减的应用中。通过确保交叉频率出现在误差放大器响应偏平部分的区域，可以获得f c上理想的 -20dB/decade 衰减。 表1、一个类型 II 补偿电路的相位变化 表2、一个类型 III 补偿电路的相位变化
频率补偿电路（B题） 电子科技大学余波何剑锋郝昊奇 摘要：本系统充分应用TI的高精度低噪放大器OPA2227，设计了噪声抑制比较好的频率补偿电路。本系统实现了题目要求的所有基本要求和发挥要求，并且频率在0到85KHz电压波动小于10%；系统所有滤波器均采用压控反馈形式，有效的防止了系统自激振荡而又可以适当的增大电压放大倍数；自制直流稳压电源及基于MSP430的液晶显示模块，可显示输入信号的频率。 关键词：频率补偿，压控反馈，低噪声 Abstract：This system makes application to TI's high-precision low-noise amplifier, OPA2227, and noise suppression better frequency compensation circuit. This system subject to the requirements of all the basic requirements and play requirements, and voltage fluctuations from 0 to 85KHz less than 10%; system, all filters are used to voltage-controlled feedback in the form of preventing the self-excited oscillation system and appropriate increase the voltage amplification factor; homemade DC power supply and MSP430-based liquid crystal display module can display the frequency of the input signal. Keywords: frequency compensation, voltage-controlled feedback, low-noise
第十一章 电路的频率响应 11-1 网络函数 11-2 RLC 串联电路的谐振 11-3 RLC 串联电路的频率响应 11-4 RLC 并联谐振电路 11-5 波特图 11-6 滤波器简介 重点 1. 网络函数 2. 串、并联谐振的概念 11-1 网络函数 当电路中激励源的频率变化时，电路中的感抗、容抗将跟随频率变化，从而导致电路的工作状态亦跟随频率变化。因此，分析研究电路和系统的频率特性就显得格外重要。 频率特性 电路和系统的工作状态跟随频率而变化的现象，称为电路和系统的频率特性，又称频率响应。 1. 网络函数H (j ω)的定义 在线性正弦稳态网络中，当只有一个独立激励源作用时，网络中某一处的响应（电压或电流）与网络输入之比，称为该响应的网络函数。 def (j )(j )(j ) R H E ωωω=
2. 网络函数H(j ω)的物理意义 ⑴ 驱动点函数 激励是电流源，响应是电压 策动点阻抗 激励是电压源，响应是电流 策动点导纳 ⑵ 转移函数(传递函数) 激励是电压源 转移导纳 转移电压比 (j ) I ω(j U 1(U 1(j )I ω(j )(j )(j ) U H I ωωω= (j )(j )(j ) I H U ωωω= 21(j )(j )(j )I H U ωωω= 21(j ) (j )(j ) U H U ωωω=
激励是电流源 转移阻抗 转移电流比 注意 ①H(j ω)与网络的结构、参数值有关，与输入、输出变量的类型以及端口对的相互位置有关，与输入、输出幅值无关。因此网络函数是网络性质的一种体现。 ②H(j ω) 是一个复数，它的频率特性分为两个部分： 幅频特性 ：模与频率的关系 ()H j ωω - 相频特性：幅角与频率的关系 ()j ?ωω - ③网络函数可以用相量法中任一分析求解方法获得。 例1-1 求图示电路的网络函数 2 S I U ? ? 和 L S U U ? ? 解：列网孔方程解电流 _ 2 I 1 I 21(j ) (j )(j ) U H I ωωω= 21(j ) (j )(j ) I H I ωωω= 12s 12(2j )22(4j )0 I I U I I ωω?+-=??-++=??s 2224(j )j6U I ωω = ++
第一章测试 1 【单选题】(20分) 在输出电流比较小且负载几乎不变的场合，宜采用的滤波方式是？ A. 电容输入式滤波电路 B. 以上都 C. 电感输入式滤波电路 D. 以上都行 2 【多选题】(20分) 使用集成芯片的优点？ A. 外围电路简单 B. 可以使测试更方便 C. 可以使系统稳定 D. 需要更多的专业知识
3 【单选题】(20分) 通用型集成运放适用于放大() A. 低频信号 B. 中频信号 C. 高频信号 D. 任何频率信号 4 【单选题】(20分) 多级放大电路的级数越多，则其() A. 放大倍数越小，而通频带越窄
B. 放大倍数越大，而通频带越窄 C. 放大倍数越大，而通频带越宽 D. 放大倍数越小，而通频带越宽 5 【单选题】(20分) 在单相桥式整流电路中，若有一只整流管接反，则() A. 输出电压约为U/2 B. 输出电压约为2U C. 整流管将因电流过大而烧坏 D. 变为半波整流
第二章测试 1 【判断题】(20分) 改变ICL8038的4、5管脚的外部电阻RA和RB的值，使他们不相等，可改变占空比。 A. 错 B. 对 2 【判断题】(20分) 方波-三角波发生器中，为了获得锯齿波，应该调节RW使充放电时间不相同。 A. 对 B. 错 3 【单选题】(20分) 下列选项不能消除竞争冒险的是: A. 改变输入信号
B. 引入选通脉冲 C. 修改逻辑设计 D. 接入滤波电容 4 【单选题】(20分) 对于同步时序电路而言: A. 电路中触发器必须具有复位功能 B. 电路中各触发器由同-时钟触发 C. 以上说法都不对 D. 电路由同一种类型触发器构成 5 【单选题】(20分)
一种用于CMOS运算放大器的改进的频率补偿技术 BHUPENDRA K. AHUIJ 摘要：一般常用的CMOS两级运算放大器由于二阶RC补偿网络的存在使其两方面的基本性能受到了限制．第一，这种频率补偿技术只在有限的容性负载范围内使系统稳定工作；第二，电源抑制能力在开环极点外会有严重的退化，这里要介绍的技术可以使电路在更宽的容性负载范围内稳定工作，同时V BB电源抑制能力也有了很大提高，可以在很宽的带宽内保持较强的电源抑制能力．本文首先在其频率特性和噪声特性方面做了数学推导，然后由N阱CMOS工艺实现了此技术．实验结果显示此技术可使电路的负电源抑制比在10kHz时达到70dB，1kHz时输入噪声密度为50 nV/√Hz． Ⅰ简介 线性CMOS技术在过去的5年内取得了显著的进展，它可以提供高性能低功耗的模拟电路模块，如运算放大器、比较器、缓冲器等．这些电路能以较小的面积和较低的功耗获得可与双极型电路相比较的性能，这使得单片集成高标准的复杂的滤波器、A/D与D/A转换器等成为可能．CMOS技术由于具有相对简单的电路结构和灵活的设计，比NMOS技术更有优势，并且正在作为未来线性模拟集成电路的主要技术而被迅速接受，特别是在远程通信领域[1][2]．运算放大器作为任何模拟集成电路的重要模块，两种技术都对其制成做过报道[3][6]．典型的CMOS运算放大器为两级增益结构，第一级为差分输入单端输出级，第二级为A类或AB类输出倒相级．通常每一级的增益都被设计在40~100的范围之内．图1（a）所示为典型的CMOS运算放大器电路结构，图1（b）为其早期的交流等效模型．此结构是国内IC中使用的最合适驱动容性负载的结构．简单的说，M1~M5形成了差分输入级，而M6、M7形成了输出倒相级．第二级增益处的RC 网络为运算放大器提供频率补偿．这种电路，已经被很多学者分析过[5][7]，包含一个主极点、两个复杂的高频级点和一个零点，该零点可以通过增大补偿电阻RZ 从频谱图的右半平面移动到左半平面，如图1（c）所示．在高频时由于补偿电容的存在使第一级输出与运算放大器输出间形成一个没有反相的前馈通路，所以运算放大器的表现出如下的性能退化： 1）负载电容达到补偿电容的量级时，电路的稳定性会大幅降低（C L必须远小于g m2C C/g m1以避免在单位增益带宽产生第二个极点）． 2）在PMOS管作为差分信号的输入端时，负电源在单位增益带宽内主极点处会表现出一个零点．这会导致那些采用高频开关稳压器产生他们供电电源的数据采样系统在性能上出现严重的退化．（在NMOS管作为差分信号输入端时，正电源会使电路性能出现相同的退化），如图1（d）所示．
频率补偿电路（B题） 摘要：本系统以TI高性能音频运算放大器OPA2134为核心，组成多级模拟信号运算电路，对已知模拟模块的高频特性做补偿。模拟模块的信号输出分为两路处理，一路经过高通滤波器，补偿原电路的高频特性。另一路经过一个一阶RC低通网路，用来获取原通带特性。然后将低通信号衰减，最后将两路信号做加法线性放大、低通滤波，完成对高频特性的补偿。整个系统采用了高性能运算放大器，系统噪声小，运算电路稳定，失调电压小，波形失真小，较好的完成了设计要求。 关键词：频率补偿，OPA2134，模拟信号运算电路，高性能运算放大器
目录 一、系统方案设计与论证 (1) 1.1频率补偿电路 (1) 1.2总体方案描述 (1) 二、理论分析与计算 (2) 2.1“模拟模块”电路分析 (2) 2.2频率补偿电路 (2) 2.2.1 高通滤波器 (2) 2.2.2 低通滤波器 (3) 2.2.3 衰减电路、加法电路、比例放大电路、低通滤波器 (3) 三、各部分电路设计 (4) 3.1高通滤波 (4) 3.2低通滤波与衰减电路 (4) 3.3加法电路与比例放大电路 (4) 3.4100K H Z低通滤波电路 (5) 四、系统软件设计 (5) 五、测试方案与测试结果 (6) 5.1测试仪器 (6) 5.2“模拟模块”电路测试 (6) 5.3频率补偿测试 (6) 5.4输出噪声电压测量 (7) 六、参考文献 (7)
一、系统方案设计与论证 1.1 频率补偿电路 方案一：使用VCA810组成AGC(自动增益控制)电路自动稳定输出峰值，使频率补偿模块在一个较宽的频带内输出峰值稳定，然后经过低通滤波器调整通频带宽度。达到补偿高频特性的目的，此种方案补偿相对简单，频率补偿电路输出增益波动较小，但是AGC输入电压范围较小，随输入信号变化时需要动态切换衰减网络，电路复杂，实测低频段容易失真，故不采用。 方案二：使用FIR数字滤波器，由已知电路特性可推得其传递函数，然后计算数字滤波器传递函数，使用FPGA或是DSP做数字滤波，实现高频补偿，此方法实现复杂，程序的复杂度较高，鉴于时间有限和调试的难度，所以不采用。 方案三：使用模拟运算电路和模拟滤波电路对“模拟模块”输出信号进行分段处理，先补偿高频段，然后叠加上低频段，实现设计要求，此方案电路模块较多，但都是线性电路，波形失真小，低频特性好，单元电路简单，故选此方案。 1.2 总体方案描述 系统框图如图1所示，由四部分组成：“模拟模块”电路，频率补偿模块，单片机测频模块，电源模块。输入信号先经过“模拟模块”电路，模拟出传感器特性，然后送给频率补偿模块，频率补偿模块分为两路，一路经过高通，得到一个带通特性，另一路先经过低通滤波器再经过衰减器，使输出信号和高通输出信号匹配，然后将两路信号相加，两路频率特性相互补偿，通频带得到拓宽，然后将信号放大，最后经过100kHz的低通滤波器，限制输出的频带宽度。单片机实时显示测试频率。 图1 系统框图
模拟电子课程设计 题目名称：直流稳压电源的设计 姓名：方淼 学号：0809121046 班级：08电信2班 铜陵学院电气系 2010年6月 目录 1.绪论 (3) 2.电路工作原理分析、方案论证和确定 (4) 2.1设计主要性能指标 (4) 2.2设计方案选择 (4) 2.3方案确定 (5) 3.单元电路原理 (5) 3.1电源变压器 (5) 3.2整流电路 (6) 3.3滤波电路 (8) 3.4稳压电路 (9) 4.参数计算及器件选择 (10) 4.1集成稳压器的选择 (10) 4.2整流二极管及滤波电容的选择 (11) 5.调试 (11) 5.1PSpice仿真分析 (11) 6.课程设计心得体会 (12)
附录整体电路图 (13) 1绪论 在本学期开设的《模拟电子技术基础》第十章中，我们学习了直流稳压电源，通过学习我们了解到，在电子线路中，通常都需要电压稳定的直流电源供电。小功率稳压电源是由（图1-1）电源变压器、整流、滤波和稳压电路等四部分组成。 图1-1 集成直流稳压电源结构图 其中，交流电网220V的电压通过电源变压器将变为我们需要的电压值，然后通过整流电路将交流电压变成脉动的直流电压。由于此脉动的直流电压还含有较大的纹波，必须通过滤波电路加以滤波，从而得到平滑的直流电压。但这样的电压还是会随电网电压波动、负载和温度等的变化而变化。因而在整流、滤波电路之后，还须接稳压电路，保证输出的直流电压稳定。 此次集成直流电源的课程设计，要求输出±5 、±12V以及±9V的电压，全部过程（从构思设计到实物制作及性能调试）都将由我们自行完成，这就需要我们不仅熟悉了解课本上的知识，还要学会将理论知识使用到我们的实践中，并学会利用书籍资料来帮助自己。 因此，动手参和设计直流稳压电源能巩固、深化和扩展学生的理论知识和初步的专业技能，为以后的专业学习打下坚实的基础。除此之外，通过课程设计，使学生在理论计算、结构设计、工程绘图、查阅设计资料、标准和规范的运用和计算机使用方面的能力得到训练和提高。通过此次课程设计，培养学生综合运用所学知识分析和解决工程实际问题的能力，培养学生正确的设计思想，理论联系实际的工作作风，严肃认真、实事求是的科学态度和勇于探索的创新精神。 2电路的设计要求和方案的选择 2.1设计主要性能指标：
频率补偿电路的设计 摘要: 本设计是基于TI提供的芯片的模拟传感器频率补偿的模拟系统；该系统主要由模拟某传感器特性的电路模块模块、衰减网络模块、一阶有源RC低通滤波模块和加法器模块构成；电路频率补偿运用了自动控制、模拟电路、信号与系统知识分析通过改变原模拟某传感器特性的电路模块的零极点分布实现提高-3dB高频截止频率的功能，并通过matlab仿真计算出正确的系数保证输入基准信号在通频带范围内无失真输出、该作品具有的低功耗、低噪声等特色；最终本系统实现了50kHz 与100kHz频率段的补偿，且各项指标基本达标。 方案使用的TI芯片：OPA2227 TL082 NE5532
1.方案比较与论证 1.1系统总体方案 模拟某传感器特性 的电路模块 + ? R f 1 5.1M Ω C f 1 4.7pF V b A 5.1M Ω R f 2 C f 2 4.7pF 10M Ω R s V s 正弦波电压信号发生器 T K 频率补偿电路 V o TP1 TP2 图1 系统结构框图 1.2频率补偿电路 方案一：自动增益控制（AGC ） 自动增益电路具有使放大电路的增益自动地随信号强度而调整的自动控制稳定输出的能力，可以把模拟传感器特性的电路模块衰减的幅度以稳定电压输出，通过放大电路来提升衰减的电压并通过低通滤波器滤除所需截止频率以下的频率，从而实现频率补偿功能。 方案二：系统传递函数及零极点并联补偿法 计算出模拟模块的传输函数H 1（s ），推算出系统增益为常量时的频率补偿网络的传输函数H 2（s ），根据H 2（s ）的特性求算出频率补偿网络的电路结构。由于模拟模块部分等效于一个低通滤波器，初步推测出频率补偿网络部分主要是低通滤波器，信号经模拟模块部分可变为幅度变化较小的信号，再通过截止频率50KHz 以上的低通滤波器，以及截止频率为13.27的的通滤波器和一个全通系统并联输入加法器叠加并放大便可以输出符合题干要求的信号，实现频率补偿。方案的系统框图如图2所示。 方案三：零极点串联补偿法 计算出模拟模块的传输函数H 1（s ），推算出系统增益为常量时的频率补偿网络的传输函数H 2（s ），根据H 2（s ）的特性求算出频率补偿网络的电路结构。对各个通过串联模式连接并放大同样可以输出符合要求的信号，从而实现频率补偿 方案四：发射极电容补偿方法 发射极电容补偿方法是给发射极电阻并联一个小电容，电容的阻抗随频率的
第1章单元测试 1、在输出电流比较小且负载几乎不变的场合，宜采用的滤波方式是？ 答案：电容输入式滤波电路 2、使用集成芯片的优点？ 答案：可以使系统稳定、外围电路简单、可以使测试更方便 3、通用型集成运放适用于放大( ) 答案：低频信号 4、多级放大电路的级数越多，则其( ) 答案：放大倍数越大，而通频带越窄 5、在单相桥式整流电路中，若有一只整流管接反，则（） 答案：整流管将因电流过大而烧坏 第2章单元测试 1、改变ICL8038的4、5管脚的外部电阻RA和RB的值，使他们不相等，可改变占空比。 答案：对 2、方波-三角波发生器中，为了获得锯齿波，应该调节RW使充放电时间不相同。 答案：对 3、下列选项不能消除竞争冒险的是: 答案：改变输入信号 4、对于同步时序电路而言: 答案：电路中各触发器由同-时钟触发 5、对于中行输入的寄存器电路，如果要输入一个8位的数码，必须通过 ( )个CP脉冲的作用才将8位数码输入。
答案： 第3章单元测试 1、AD590的输出电流与绝对温度成比例。 答案：对 2、温度的变化是通过滞回比较器的输出来改变三极管的工作状态从而切换继电器的接通位置。 答案：对 3、DDS的输出为数字化的正弦波需经过哪些器件处理？ 答案：高速DA转换器、低通滤波器 4、基本比较器与滞回比较器相比（） 答案：前者灵敏度高，后者抗干扰能力强 5、若要求滞回比较器具有抗干扰能力，则其回差电压应（）. 答案：大于干扰电压峰-峰值 第4章单元测试 1、待测频率较低时，标准闸门时间内脉冲个数较小，而脉冲计数误差始终为1，所以测量误差会随着待测频率变低而增加。 答案：对 2、.将示波器扫描时间因数置2μs/div,扫描扩展置x10,此时在屏幕水平轴上下10div长范围内正好看到5个完整的正弦波的频率是( )。 答案：2.5MHz 3、示波器按其用途及特点可分为通用示波器、多线示波器、取样示波器、记忆及存储示波器和（）。 答案：智能示波器 4、本章所制作的数字示波器的工作流程包括哪些？
信息科学与技术学院 模拟CMOS集成电路设计——稳定性与频率补偿学习报告 姓名： 学号： 二零一零年十二月
稳定性及频率补偿 2010-12-3 一、自激振荡产生原因及条件 1、自激振荡产生原因及条件 考虑图1所示的负反馈系统，其中β为反馈网络的反馈系数，并假定β是一个与频率无关的常数，即反馈网络由纯电阻构成，不产生额外的相移(0β?= )；H (s )为开环增益，则()H s β为环路增益。所以，该系统输入输出之间的相移主要由基本放大电路产生。 图1 基本负反馈系统 该系统的闭环传输函数(即系统增益)可写为： ()()1() Y H s s X H s β=+ 由上式可知，若系统增益分母1()H s j βω==-1，则系统增益趋近于∞，电路可以放大自身的噪声直到产生自激振荡，即：如果1()H j βω=-1，则该电路可以在频率1ω产生自激振荡现象。则自激振荡条件可表示为： 1|()|1H j βω= 1()180H j βω∠=- 注意到，在1ω时环绕这个环路的总相移是360 ，因为负反馈本身产生了180 的相移，这360 的相移对于振荡是必需的，因为反馈信号必须同相地加到原噪声信号上才能产生振荡。为使振荡幅值能增大，要求环路增益等于或者大于1。所以，负反馈系统在1ω产生自激振荡的条件为： (1)在该频率下，围绕环路的相移能大到使负反馈变为正反馈； (2)环路增益足以使信号建立。 2、重要工具波特图 判断系统是否稳定的重要工具是波特图。波特图根据零点和极点的大小表示一个复变函数的幅值和相位的渐进特性。波特图的画法： (1)幅频曲线中，每经过一个极点P ω(零点Z ω)，曲线斜率以-20dB/dec(+20dB/ dec)变化； (2)相频曲线中，相位在0.1P ω(0.1Z ω)处开始变化，每经过一个极点P ω(零点Z ω)，相位变化-45 (±45 )，相位在10P ω(10Z ω)处变化-90 (±90 )； (3)一般来讲，极点(零点)对相位的影响比对幅频的影响要大一些。
1 LDO原理与频率补偿 LDO线性稳压器的传统电路结构如图1所示，由误差放大器，缓冲器，调整管M0，分压电阻RF1，RF2，以及片外滤波电容C0和其寄生的等效串联电阻RESR组成。片外电容C0和RESR组成的零点用来抵消LDO中第2个极点，从而达到环路稳定。当没有片外电容补偿时，由于输出负载电流变化大，LDO的输出极点变化大，环路稳定性设计变得困难。Leung提出了衰减系数控制频率补偿法(Damping Factor Control Compen-sation，DFC)和引入零点补偿，在稳定性，响应时间方面具有较好的特性。Milliken采用在调整管的输入端和输出端之间加入一个微分器，将调整管输入节点和输出节点的2个极点分离，从而在只使用片内电容时依然保持稳定。Kwok使用动态密勒电容补偿技术，通过串联一个在线性区工作的PMOS 管作为动态可调电阻，在误差放大器的输出端引入一个动态零点抵消LDO的输出极点，实现系统稳定。本文中则采用在负载端引入零点，补偿误差放大器输出极点的方法，避免了为补偿LDO输出极点，而需要大电容和动态调整电阻的要求，且减小了需要的补偿电容值，降低了芯片面积。 图2 LDO中电阻电容反馈网络
2 电路设计 图2为所设计的LDO线性稳压器电路，误差放大器为折叠式共源共栅结构，由M1～M14组成，M0为输出调整管，反馈网络由RF1，RF2和CF1组成，电容Cc为误差放大器的补偿电容。 图2中电阻电容反馈网络的传输函数为： 这种反馈网络产生了一个零点zf和一个较高的极点pf，设置极点pf大于单位增益频率，即RF2／／RF1>1／(CF1·pf)。 不施加片外电容时，LDO的传输函数为： 式中：Ca，roa为分别误差放大器输出a端的寄生电容和输出电阻；gp0，rp0分别为调整管M0的跨导和小信号输出电阻；Aamp为误差放大器的增益。由式(7)增益L0随着负载电流增大而降低，而极点p1随负载电流增大而升高，极点p2基本保持不变，对于不施加片外电容，其等效串联电阻RESR所提供的零点不存在，在输出负载电流IOUT=0时，调整管输出电阻rp0最大，gmp0最小，故小负载电流时，环路稳定性变差。为满足LDO稳定性要求，IOUT必须有一个最小输出电流，以保证M0的输出极点P1不会太低。为保证极点P2和零点zf相近而抵消，须适当减小调整管M0尺寸。在本应用中，LDO输入电压为2．5 V，用于为1．2 V核心电路供电，调整管M0的VDS=1．3 V，所以M0可以取较小尺寸。
2012年15省赛区大学生电子设计TI 杯竞赛试题 参赛注意事项 （1）2012年8月5日8:00竞赛正式开始。本科组参赛队只能在A 、B 、C 、D 、E 题目中任选一题； 高职高专组参赛队原则上在F 、G 、H 题中任选一题，也可以选择其他题目。 （2）参赛者必须是有正式学籍的全日制在校本、专科学生，应出示能够证明参赛者学生身份的 有效证件（如学生证）随时备查。 （3）每队严格限制3人，开赛后不得中途更换队员。 （4）竞赛期间，可使用各种图书资料和网络资源，但不得在学校指定竞赛场地外进行设计制作， 不得以任何方式与他人交流，包括教师在内的非参赛队员必须迴避，对违纪参赛队取消评审资格。 频率补偿电路（B 题） 【本科组】 一、任务 设计并制作一个频率补偿电路，补偿“模拟某传感器特性的电路模块”（以下简称“模拟模块”）的高频特性。电路结构如图1所示。 模拟某传感器特性 的电路模块 + ? R f 1 5.1M Ω C f 1 4.7pF V b A 5.1M Ω R f 2 C f 2 4.7pF 10M Ω R s V s 正弦波电压信号发生器 T K 频率补偿电路 V o TP1 TP2 图1 电路结构 二、要求 1. 基本要求 (1) 按图1所示组装“模拟模块”电路，其中正弦波电压信号发生器可使用普通函数信号发生器。在开关K 接V s 的条件下达到如下要求： ① V s 为200Hz 、峰峰值为10V 时，“模拟模块”输出V b 没有明显失真。 ② 以200Hz 为基准，V b 的?3dB 高频截止频率为4.5 kHz ± 0.5 kHz 。 (2) 设计并制作频率补偿电路，使之达到如下要求： ① 频率为200Hz 时的电压增益A (200Hz)=|V o /V s |=1± 0.05。 ② 以电压增益A (200Hz)为基准，将A (f )=|V o /V s |的?3dB 高频截止频率扩展到大于50kHz 。
极点跟随的LDO稳压器频率补偿方法 1 引言 便携电子设备无论是由蓄电池组，还是交流市电经过整流后(或交流适配器)供电，工作过程中，电源电压都存在变化。例如单体锂离子电池充足电时的电压为4.2 V，放电后的电压为2.3 V，变化范围很大。而各种整流器的输出电压不仅受市电电压变化的影响，还受负载变化的影响。因而近年来，低压差线性稳压器(LowDropout Linear Regulator)以其低成本，高电池利用率，洁净的输出电压等特点，被广泛应用于移动电话、掌上电脑等消费类电子产品，以及便携式医疗设备和测试仪器中。 LDO稳压器的频率补偿设计，不仅直接决定了频率稳定性，而且对LD0稳压器的性能参数，尤其是瞬态响应速度，有很大的影响。此外，随着当前半导体集成电路工艺的发展，越来越多的功能电路能够被集成于单一芯片中，而现有的LDO稳压器频率补偿技术，对芯片上频率补偿电容的需要，大大阻碍了LDO稳压器芯片集成度的提高和与其他功能电路的系统集成。 本文对LDO稳压器的频率稳定问题，和现有的频率补偿设计技术进行了理论分析。在此基础上，提出了一种新型的频率补偿方法，并给出了电路实现途径。通过一个采用TSMC0.18 μm混合信号半导体工艺，最大输出电流为100 mA的LDO稳压器设计，对该方法做出了进一步的说明。最后，结合LDO稳压器的HSpice仿真结果，对本文提出的频率补偿方法的效果进行了讨论。 2 LDO稳压器频率补偿 LDO稳压器的典型结构，如图1所示。图1中，Vref为具有良好温度特性的电压参考信号，Vin为不稳定的输入电压信号，Vo为输出电压信号。LDO稳压器利用由压差放大器、电压缓冲器、电压调整管Mpass和反馈网络构成的负反馈环路，维持Vo稳定。