基于自激推挽式小型化二次电源的设计 2009-07-02 15:50:11 来源：EDN 关键字：自激推挽变压器开关电源 0 引言 在数模混合电路系统中，需要多个电源供电，为了减小外界供电电源的数量，实现系统供电电路的小型化。本文基于电流反馈型自激推挽电路设计出了+10V，200mA和-10V，100mA 输出的电源，+10V除了给电路系统的模拟芯片供电外还要给单片及供电的电压调节芯片供电，-10V给模拟芯片供电，实现了供电系统的小型化和低成本。 1 自激推挽式直流变换器的基本原理 自激推挽式直流变换器的基本电路如图1所示。参照图1，当接通输入直流电源Ui后，就会在分压电阻R2上产生一个电压，该电压通过功率开关变压器的Nb1和Nb2两个绕组分别加到两个功率开关V1和V1的基极上。由于电路的不完全对称性使其中的一个功率开关首先导通。假设是功率开关Np1首先导通，那么功率开关Nb2集电极的电流流过功率开关变压器初级绕组的二分之一V2，使功率开关变压器的磁芯磁化，同时使其他的绕组产生感应电动势。在基极绕组Nb2上产生的感应电动势使功率开关V2的基极处于负电位的反向偏置而维持截至状态。在另一个基极绕组Nb1上产生的感应电动势则使功率开关V1的集电极电流进一步增加，这是正反馈的过程。其最后的结果使功率开关V1很快就达到饱和导通状态，此时几乎全部的电源电压Ui都加到了功率开关变压器初级绕组的二分之一Np1上。绕组Np1中的电流以及由此引起的磁通也会线性的增加。当功率开关变压器磁芯的磁通量接近或达到磁饱和值+φS时，集电极的电流就会急剧地增加，形成一个尖峰，而磁通量的变化率接近于零，因此功率开关变压器的所有绕组上的感应电动势也接近于零。由于绕组Nb1两端的感应电动势接近于零，于是功率开关V1的基极电流减小，集电极电流开始下降，从而使所有绕组上的感应电动势反向。紧接着磁芯的磁通脱离饱和状态，促使功率开关V1很快进入截至状态，功率开关V2很快进入饱和导通状态。这时几乎全部的输入直流电压Ui又被加到功率开关变压器的另一半绕组Np2上，使功率开关变压器磁芯的磁通直线下降，很快就达到了反向的磁饱和值-φS。上述过程周而复始，就会在两个功率开关V1和V2的集电极形成方波电压。
推挽式变压器设计 前言 推挽式变压器的设计分为AP法和KG法两种设计方法，这两种设计方法都是以几何参数进行设计，主要区别在于，KG 法是AP的基础上考虑了电压调整率，即加入电压调整率参数。下面是两种方法设计流程： 第一：计算视在功率： PT=Po(1+1/G)1.414 式中的PT 是视在功率，Po是输出功率，G是变压器的能量传递效率， 第二：计算KE： KE=0.145Kf^2Fs^2Bw^2 x 10^-4 式中Kf是波形因素，方波为4，正弦波为4.44，Fs是开关频率，Bw磁通密度。 第三：计算KG： KG=PT/2aKe 式中a 是电压调整率 磁环KG用以下公式进行计算： KG=Ae^2AwKo/MLT 式中的Ae是芯的有限面积，Aw 是芯环的有限面积，MLT
是每匝线圈的长度。 第四：根据KG值选择磁环的大小。 第五：计算AP：如果是KG法设计变压器，不用这一步。 AP=(PT x 10^4/KoKfFsBWKj)^1/1+x 式中Ko是变压器窗口使用系数。Kj是电流密度比例系数，X 是磁芯类型常数 第六：根据AP值选技磁环的大小，如果是使用KG法，不用这一步。 第七：计算原边线圈数： NP=Vs x 10^4/KfFsBWAe 式中的NP为原边线圈数，Vs是最小输入电压。 第八：计算原边峰值电流 Ip=Po/VsG 第九：计算电流密度： J=PT x 10 ^4/KoKfFsBwAp 第十：计算原边线圈的线经： Axp=Ip/J 如果是全波整流Ip需要按0.707进行折算。公式如下： Axp=0.707Ip/J 第十一：根据Axp值选择导线规格： 第十二：计算原边线圈阻值：
开关电源设计技巧连载十六：推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算 1-8-1-3．推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算 图1-33中，储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算，与图1-2的串联式开关电源中储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算方法很相似。 根据图1-33和图1-34，我们把整流输出电压uo和LC滤波电路的电压uc、电流iL画出如图1-35，以便用来计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容的参数。 图1-35-a）是整流输出电压uo的波形图。实线表示控制开关K1接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形；虚线表示控制开关K2接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形。Up表示整流输出峰值电压（正激输出电压），Up-表示整流输出最低电压（反激输出电压），Ua表示整流输出电压的平均值。 图1-35-b）是滤波电容器两端电压的波形图，或滤波电路输出电压的波形图。Uo表示输出电压，或滤波电容器两端电压的平均值；ΔUc表示电容充电电压增量，2ΔUc等于输出电压纹波。
1-8-1-3-1．推挽式变压器开关电源储能滤波电感参数的计算 在图1-33中，当控制开关K1接通时，输入电压Ui通过控制开关K1加到开关变压器线圈N1绕组的两端，在控制开关K1接通Ton期间，开关变压器线圈N3绕组输出一个幅度为Up（半波平均值）的正激电压uo，然后加到储能滤波电感L 和储能滤波电容C组成的滤波电路上，在此期间储能滤波电感L两端的电压eL 为： 式中：Ui为输入电压，Uo为直流输出电压，即：Uo为滤波电容两端电压uc的平均值。 在此顺便说明：由于电容两端的电压变化增量ΔU相对于输出电压Uo来说非常小，为了简单，我们这里把Uo当成常量来处理。 对（1-136）式进行积分得：
150W推挽变压器的设计（Bm Kwin=0.3，为变压器的窗口填充系数 J=300A/cm2 可得：AP=0.98cm4 , AP=Aw X Ae。Aw为磁芯窗口面积；Ae为磁芯有效截面积。考虑EE32型号的磁芯，该磁芯的AP=1.254 cm4，故选取EE32型号的磁芯。 Step2.原副边绕组匝数的确定 a．原边绕组匝数： T 1=T TTTTT TT TTT ΔB?10?4?2T T?10?4 = 1.91 选取N1=2.式中：U inmin =12V，T=20*10-6s，Dmax=0.45,△B=2*1700Gs, Ae=0.83cm2 b.匝比 设变压器原边两绕组匝数均为N1，变压器副边总匝数为N2，则定义匝比为n=N2/N1。考虑副边整流二极管的导通压降及输出滤波电感的电阻，有 n= T T +T T+T TT T TTTTT?T TTT ?1 2 =350+3+0.5 12?0.45 ?1 2 =32.73 (原边两个绕组) 150W推挽变压器的设计（B m 选取N1=2.式中：U inmin =12V ，T=20*10-6s ，Dmax=0.45,△B=2*1700Gs, Ae=0.83cm 2 b.匝比 设变压器原边两绕组匝数均为N1，变压器副边总匝数为N2，则定义匝比为n=N2/N1。 考虑副边整流二极管的导通压降及输出滤波电感的电阻，有 n=T T +T T +T TT T TTTTT ?T TTT ?12=350+3+0.512?0.45?12=32.73(原边两个绕组) 选取n=33，N2=66。 校验实际工作的最大和最小占空比D maxreal ,D minreal 。 在低压输入满载时电路工作在最大占空比： T max TTTT =(T T +T T +T TT )?0.5T TTTTT ?T 2/T 1 =0.446 在高压输入满载时电路工作在最小占空比： T min TTTT =(T T +T T +T TT )?0.5T TTTTT ?T 2/T 1 =0.346 可见最大和最小占空比都在合适的工作范围内。 Step3.线径： 穿越深度： Δ=√2T ?T ?T =√22TT ?μ?γ =0.2955TT 式中：μ=4π*10-7，γ=58*106。 因此铜皮的厚度或铜线的线径需要小于2 Δ=0.591mm 。 功率变压器设计 本章将讨论正激、桥式、半桥和推挽变压器设计。反激变压器（实际上是耦合电感）在第八章讨论。 设计变压器时，应当预先知道电路拓扑、工作频率、输入和输出电压、输出功率或输出电流以及环境条件。同时还应当知道所设计的变压器允许多大损耗。总是以满足最坏情况设计变压器，保证设计的变压器在规定的任何情况下都能满意工作。 7.1 变压器设计一般问题 7.1.1变压器功能 开关电源中功率变压器的主要目的是传输功率。将一个电源的能量瞬时地传输到负载。此外，变压器还提供其它重要的功能： ●通过改变初级与次级匝比，获得所需要的输出电压； ●增加多个不同匝数的次级，获得不同的多路输出电压； ●为了安全，要求离线供电或高压和低压不能共地，变压器方便地提供安全隔离。 7.1.2 变压器的寄生参数及其影响 在第二章讨论了理想变压器和实际变压器，它们的区别在于理想变压器不储存任何能量－所有的能量瞬时由输入传输到输出。实际上，所有实际变压器都储存一些不希望的能量： ●漏感能量表示线圈间不耦合磁通经过的空间存储的能量。在等效电路中，漏感与理想变 压器激励线圈串联，其存储的能量与激励线圈电流的平方成正比。 ●激磁电感（互感）能量表示有限磁导率的磁芯中和两半磁芯结合处气隙存储的能量。在 等效电路中，激磁电感与理想变压器初级线圈（负载）并联。存储的能量与加到线圈上每匝伏特有关，与负载电流无关。 漏感阻止开关和整流器电流的瞬态变化，随着负载电流的增加而加剧，使得输出的外特性变软。在多路输出只调节一路输出时，因存在初级漏感，其它开环输出的稳压性能变差。互感和漏感能量在开关转换瞬时引起电压尖峰，是EMI的主要来源。为防止电压尖峰造成功率开关与整流器的损坏，电路中采用缓冲或箝位电路抑制电压尖峰。缓冲和箝位电路虽然能抑制尖峰电压，为了可靠，还需选择高电压定额的器件；如果缓冲和箝位电路损耗过大，还必须应用更复杂的无损缓冲电路回收能量。即使这样，缓冲电路中元件不是无损的，环流损失相当多的能量。总之，漏感和激磁电感降低变换器的效率。因此，通常在设计变压器时，应尽量减少变压器的漏感，详细参看第六章。 有些电路利用漏感和互感能量获得零电压转换(ZVT)，但在轻载时漏感能量很小；而互感大小较难控制，主要通过控制两半磁芯装配气隙大小控制激磁电感。 7.1.3 温升和损耗 在设计开关电源开始时，根据输出功率，输出电压和输出电压调节范围、输入电压、环境条件等因素，设计者凭经验或参照同类样机，给出一个可能达到的效率，由此得到总损耗值。再将总损耗分配到各损耗部件，得到变压器的允许损耗。 99 0.4．推挽式开关电源变压器参数的计算 推挽式开关电源使用的开关变压器有两个初级线圈，它们都属于励磁线圈，但流过两个线圈的电流所产生的磁力线方向正好相反，因此，推挽式开关电源变压器属于双激式开关电源变压器；另外，推挽式开关电源变压器的次级线圈会同时被两个初级线圈所产生的磁场感应，因此，变压器的次级线圈同时存在正、反激电压输出；推挽式开关电源有多种工作模式，如：交流输出、整流输出、直流稳压输出，等工作模式，各种工作模式对变压器的参数要求会有不同的要求。1-8-1-4-1．推挽式开关电源变压器初级线圈匝数的计算 由于推挽式变压器的铁心分别被流过变压器初级线圈N1绕组和N2两个绕组的电流轮流进行交替励磁，变压器铁心的磁感应强度B，可从负的最大值-Bm，变化到正的最大值+Bm，因此，推挽式变压器铁心磁感应强度的变化范围比单激式变压器铁心磁感应强度的变化范围大好几倍，并且不容易出现磁通饱和现象。 推挽式变压器的铁心一般都可以不用留气隙，因此，变压器铁心的导磁率比单激式变压器铁心的导磁率高出很多，这样，推挽式变压器各线圈绕组的匝数就可以大大的减少，使变压器的铁心体积以及变压器的总体积都可以相对减小。推挽式开关电源变压器的计算方法与前面正激式或反激式开关电源变压器的计算方法大体相同，只是对变压器铁心磁 感应强度的变化范围选择有区别。对于具有双向磁极化的变压器铁心，其磁感应强度B的取值范围，可从负的最大值-Bm变化到正的最大值+Bm。 关于开关电源变压器的计算方法，请参考前面“1-6-3．正激式变压器开关电源电路参数计算”中的“2.1 变压器初级线圈匝数的计算”章节中的内容。 根据（1-95）式： （1-150）式和（1-151）式就是计算双激式开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的公式。式中，N1为变压器初级线圈N1或N2绕组的最少匝数，S为变压器铁心的导磁面积（单位：平方厘米），Bm为变压器铁心的最大磁感应强度（单位：高斯）；Ui为加到变压器初级线圈N1绕组两端的电压，单位为伏；τ = T on，为控制开关的接通时间，简称脉冲宽度，或电源开关管导通时间的宽度（单位：秒）；F为工作频率，单位为赫芝，一般双激式开关电源变压器工作于正、反激输出的情况下，其伏秒容量必须相等，因此，可以 译者声明：本人仅为业余爱好者，翻译内容也许有误，如有任何建议，请跟帖；此翻译仅作学习用途，并为了坛友阅读方便做出了些本人认为合适的改动；本人无任何侵犯版权的意图，如作者或任何人认为此举不妥，请接受本人诚挚的道歉，并会立即将其从网上删除。 推挽输出变压器设计 （于2011年重新编辑） 原作者：Turner 译者：中泽洋造 第四页： 有次级抽头的变压器 1.A1类或AB1类三极管推挽 Fig 29. 6550和300B三极管接法特性曲线 2.深入理解三极管特性曲线 Fig 30. 6550三极管接法特性曲线 3.计算适用于OPT-2A三极管接法AB1类输出的最低屏-屏负载 OPT-2A变压器最大AB1类输出 Fig 31. 一对6550三极管接法推挽输出级输出功率随屏-屏负载而变的曲线 4.计算最小屏-屏负载RLa-a时的最大AB1类输出功率 5.计算最大纯A类输出功率时的屏-屏负载RLa-a 6.计算三极管接法最大A1类推挽输出功率 7.计算三极管接法适中屏-屏负载 8.计算适中RLa-a时的输出功率 9.有关三极管输出级设计的结论 14T.计算铁芯中心截面积 15T.计算舌宽，T 16T.计算理论叠厚 17T.确认铁芯尺寸 18T.计算初级理论匝数，thNp 19T.计算理论初级线径，thPdia 20T.从线径表里选择最合适的漆包线 21T.计算线包实际宽度 22T.计算初级每层理论匝数 23T.计算理论初级层数 24T.计算实际初级匝数 25T.计算平均每匝线圈周长，TL 26T.计算初级铜阻 27T.计算在适中屏-屏负载RLa-a下的铜损 28T.铜损是否高于3.0% 29T.选择绕组结构 正文（第五页） 适用于三极管或三极管接法的推挽输出级，A1类或AB1类，OPT-2A W推挽变压器设计集团企业公司编码：（LL3698-KKI1269-TM2483-LUI12689-ITT289- 150W 推挽变压器的设计（B m 单端正激变压器的设计 开关电源变压器是高频开关电源的核心元件。其作用为：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。开关变压器性能的好坏不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。高频开关变压器的设计主要包括两部分：绕组设计及磁芯设计。本文将对应用在高频下的单端正激变压器的设计方法及磁芯的选择给出较为详细的论述。 1 单端正激变压器原理单端正激变压器的原理图如图1所示。 单端正激变压器又称"buck"转换器。因其在原边绕组接通电源Vi的同时把能量传递到输出端而得名。正激式变压器的转换功率通常在50～500 W之间。输出电压Vo由匝比n、占空比D 和输入电压Vi确定。 当PWM控制器输出正脉冲，功率开关导通，变压器的初级绕组通过电流，此电流由两部分组成，一部分为磁化电流即流经等效开环电感上的电流，另一部分足与输出电流等效的初级电流，他和初次级匝比成正比，和输出电流成正比。储存在电感上的能量必须在功率开关关断后下一次开启前泄放掉，以便使磁通复位。N3为去磁绕组 2 变压器磁芯的选用原则 高频开关电源中的变压器从性能价格比考虑，MnZn功率铁氧体材料是最佳的选择。应用于高频开关电源变压器中的铁氧体应具有以下磁特性：高饱和磁通密度或高的振幅磁导率，在工作频率范围有低的磁芯总损耗，较低的温度系数，较高的居里温度。 磁芯损耗Pc主要由磁滞损耗Ph和涡流损耗Pe(包括剩余损耗Pr)组成，即： 磁滞损耗Ph正比于直流磁滞回线的面积，并与频率成正比关系。即： 对于工作频率在100kHz以下的功率铁氧体磁芯，降低磁滞损耗是最重要的，为降低损耗，即要降低矫顽力Hc、剩余磁感应强度。要达到此目的，须从两方面着手，一是从配方成分方面，尽量使磁晶各项异性常数k→0，磁滞伸缩常数→0；二是在工艺上要做到高密度、大晶粒、均匀完整、另相少、内应力小、气孔少。 推挽全桥双向直流变换器的研究 1 引言 随着环境污染的日益严重和新能源的开发，双向直流变换器得到了越来越广泛的应用，像直流不停电电源系统，航天电源系统、电动汽车等场合都应用到了双向直流变换器。越来越多的双向直流变换器拓扑也被提出，不隔离的双向直流变换器有Bi Buck/Boost、Bi Buck-Boost、Bi Cuk、 Bi Sepic-Zeta；隔离式的双向直流变换器有正激、反激、推挽和桥式等拓扑结构。不同的拓扑对应于不同的应用场合，各有其优缺点。推挽全桥双向直流变换器是由全桥拓扑加全波整流演变而来。推挽侧为电流型，输入由蓄电池供给，全桥侧为电压型，输入接在直流高压母线上。此双向直流变换器拓扑适用在电压传输比较大、传输功率较高的场合。 本文分析了推挽全桥双向直流变换器的工作原理，通过两种工作模式的分析，理论上证明了此拓扑实现能量双向流动的可行性，并对推挽侧开关管上电压尖峰形成原因进行了分析，提出了解决方法，在文章的最后给出了仿真波形和实验波形。 2工作原理 图1为推挽全桥双向DC/DC变换器原理图。图2给出了该变换器的主要波形。变换器原副边的电气隔离是通过变压器来实现的，原边为电流型推挽电路，副边为全桥电路，该变换器有两种工作模式：（1）升压模式：在这种工作模式下S1 、S2 作为开关管工作； S3，S4 ，S5 ，S6 作为同步整流管工作，整流方式为全桥整流，这种整流方式适用于输出电压比较高，输出电流比较小的场合。由于电感L 的存在 S1、S2 的占空比必须大于0.5。（2）降压模式：在这种工作模式下 S3， S4， S5，S6 作为开关管工作，S1 、S2 作为同步整流管工作，整流方式为全波整流。分析前，作出如下假设： 所有开关管、二极管均为理想器件； 所有电感、电容、变压器均为理想元件； ，； 2.1升压工作模式 在升压工作模式下，原边输入为电流型推挽电路，副边输出为全桥整流电路。S1 ，S2 作为开关管工作，S3 ， S4， S5，S6 作为同步整流管工作。电感电流工作于连续模式。 精心整理150W推挽变压器的设计（Bm 选取N1=2.式中：U inmin=12V，T=20*10-6s，Dmax=0.45,△B=2*1700Gs, Ae=0.83cm2 b.匝比 设变压器原边两绕组匝数均为N1，变压器副边总匝数为N2，则定义匝比为 n=N2/N1。 考虑副边整流二极管的导通压降及输出滤波电感的电阻，有 n=(原边两个绕组) 选取n=33，N2=66。 校验实际工作的最大和最小占空比D maxreal,D minreal。 在低压输入满载时电路工作在最大占空比： 在高压输入满载时电路工作在最小占空比： 可见最大和最小占空比都在合适的工作范围内。 Step3.线径： 穿越深度： 式中：μ=4π*10-7，γ=58*106。 因此铜皮的厚度或铜线的线径需要小于2=0.591mm。 忽略电感电流的脉动量，在主功率管导通旗舰，流过副边绕组的电流为Io；主功率管都关断期间，流过副边绕组的电流为Io/2。 1、高频变压器的设计（/3m s B B <，5100s B Gs =） 高频变压器设计的要求： 输入电压in U =18V~36V 输出电压o U =270V 输出功率o P =3750W （3倍过载正常工作5s ） 工作频率s f =50KHz ，工作周期120s s T s f μ= = 效率90% η= ①磁芯型号的选取 8 4210()on o c win T P AP cm B K K J η?=????? 式中：66max 0.452010910on on T D T s s --=?=??=? 3750o P W = 最大工作磁密/3m s B B =，5100s B Gs =，而2m B B ?= 0.9η= 1c K =，为铁的填充系数。 0.3win K =，为变压器的窗口填充系数。 2 300/J A cm = 得4 24.51AP cm ≈ 考虑EE55型号的磁芯，该磁芯的4 13.6764AP cm =，故选取两个EE55型号的磁芯并联组合，其面积积为：44227.352824.51AP cm cm ?=>。 故磁芯选择的是：2×EE55 ②原副边绕组匝数的确定 a.原边绕组匝数： min max 1440.66410210 in e U TD N B A --=≈???? 选取1N =1匝。式中：min 18in U V =，62010T s -=?，max 0.45D =，21700B Gs ?=?， 259.3cm A e =。 b.匝比： 设变压器原边两绕组匝数均为1N ，变压器副边总匝数为2N ，则将匝比n 定义为21 N n N =。考虑到副边整流二极管的导通压降以及输出滤波电感的电阻，有 min max 127030.5116.882180.452 f o D L in U U U n U D ++++=?=?=?（原边两个绕组） 选取2N =17匝。 校验实际工作的最大和最小占空比max real D 、min real D 。 在低压输入满载时电路工作在最大占空比： max min 21()0.5 0.447/f o D L real in U U U D U N N ++?==? 在高压输入满载时电路工作在最小占空比： min max 21 ()0.5 0.223/f o D L real in U U U D U N N ++?==? 可见，max real D 、min real D 的值均在合适的工作范围内。 c.线径： 穿越深度： ?==式中：7410μπ-=?，65810γ=?。 因此铜皮的厚度或铜线的线径需小于2?=0.591mm 。 忽略电感电流的脉动量，在主功率管导通期间，流过副边绕组的电流为o I ；主功率管都关断期间，流过副边绕组的电流为o I /2。 1 目的 希望以簡短的篇幅，將公司目前設計的流程做介紹，若有介紹不當之處，請不吝指教. 2 設計步驟: 2.1 繪線路圖、PCB Layout. 2.2 變壓器計算. 2.3 零件選用. 2.4 設計驗證. 3 設計流程介紹(以DA-14B33為例): 3.1 線路圖、PCB Layout 請參考資識庫中說明. 3.2 變壓器計算: 變壓器是整個電源供應器的重要核心，所以變壓器的計算及驗証是很重要的，以下即就DA-14B33變壓器做介紹. 3.2.1 決定變壓器的材質及尺寸: 依據變壓器計算公式 Gauss x NpxAe LpxIp B 100(max ) B(max) = 鐵心飽合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次側電感值(uH) Ip = 一次側峰值電流(A) Np = 一次側(主線圈)圈數 Ae = 鐵心截面積(cm 2) B(max) 依鐵心的材質及本身的溫度來決定，以TDK Ferrite Core PC40為例，100℃時的B(max)為3900 Gauss ，設計時應考 慮零件誤差，所以一般取3000~3500 Gauss 之間，若所設計的 power 為Adapter(有外殼)則應取3000 Gauss 左右，以避免鐵心 因高溫而飽合，一般而言鐵心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以 做較大瓦數的Power 。 3.2.2 決定一次側濾波電容: 濾波電容的決定，可以決定電容器上的Vin(min)，濾波電容越大， Vin(win)越高，可以做較大瓦數的Power ，但相對價格亦較高。 3.2.3 決定變壓器線徑及線數: 當變壓器決定後，變壓器的Bobbin 即可決定，依據Bobbin 的槽 寬，可決定變壓器的線徑及線數，亦可計算出線徑的電流密度， 電流密度一般以6A/mm 2為參考，電流密度對變壓器的設計而 言，只能當做參考值，最終應以溫昇記錄為準。 推挽式开关电源变压器参数的计算 推挽式开关电源使用的开关变压器有两个初级线圈，它们都属于励磁线圈，但流过两个线圈的电流所产生的磁力线方向正好相反，因此，推挽式开关电源变压器属于双激式开关电源变压器;另外，推挽式开关电源变压器的次级线圈会同时被两个初级线圈所产生的磁场感应，因此，变压器的次级线圈同时存在正、反激电压输出;推挽式开关电源有多种工作模式，如:交流输出、整流输出、直流稳压输出，等工作模式，各种工作模式对变压器的参数要求会有不同的要求。 1-8-1-4-1.推挽式开关电源变压器初级线圈匝数的计算 由于推挽式变压器的铁心分别被流过变压器初级线圈N1绕组和N2两个绕组的电流轮流进行交替励磁，变压器铁心的磁感应强度B，可从负的最大值-Bm，变化到正的最大值+Bm，因此，推挽式变压器铁心磁感应强度的变化范围比单激式变压器铁心磁感应强度的变化范围大好几倍，并且不容易出现磁通饱和现象。 推挽式变压器的铁心一般都可以不用留气隙，因此，变压器铁心的导磁率比单激式变压器铁心的导磁率高出很多， 这样，推挽式变压器各线圈绕组的匝数就可以大大的减少，使变压器的铁心体积以及变压器的总体积都可以相对减小。 推挽式开关电源变压器的计算方法与前面正激式或反激式开关电源变压器的计算方法大体相同，只是对变压器铁心磁感应强度的变化范围选择有区别。对于具有双向磁极化的变压器铁心，其磁感应强度B的取值范围，可从负的最大值-Bm 变化到正的最大值+Bm。 关于开关电源变压器的计算方法，请参考前面“1-6-3.正激式变压器开关电源电路参数计算”中的“2.1 变压器初级线圈匝数的计算”章节中的内容。 根据(1-95)式: 设计变压器的基本公式 为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度（单位：T） Bm=(Up×104)/KfNpSc 式中：Up——变压器一次绕组上所加电压（V） f——脉冲变压器工作频率（Hz) Np——变压器一次绕组匝数（匝） Sc——磁心有效截面积（cm2） K——系数，对正弦波为4.44,对矩形波为4.0 一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些。 变压器输出功率可由下式计算（单位：W） Po=1.16BmfjScSo×10－5 式中：j——导线电流密度（A/mm2） Sc——磁心的有效截面积（cm2) So——磁心的窗口面积（cm2） 3对功率变压器的要求 （1）漏感要小 图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形，变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。 图9双极性功率变换器波形 功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。 （2）避免瞬态饱和 一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－H曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，这是不允许的。所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。 （3）要考虑温度影响 开关电源的工作频率较高，要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小，随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低应尽量小。在设计和选用磁心材料时，除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外，还要特别注意它的温度特性。一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小，一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响，按开关电源工作环境温度为40℃考虑，磁心温度可达60～80℃，一般选择Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。 （4）合理进行结构设计 从结构上看，有下列几个因素应当给予考虑： 漏磁要小，减小绕组的漏感； 便于绕制，引出线及变压器安装要方便，以利于生产和维护； 便于散热。 4磁心材料的选择 软磁铁氧体，由于具有价格低、适应性能和高频性能好等特点，而被广泛应用于开关电源中。 软磁铁氧体，常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列，锰锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要应用在1MHz以下的各类滤波器、电感器、变压器等，用途广泛。而镍锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，NiO，ZnO 等，主要用于1MHz以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共用天线匹配器等。 在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁心，而且视其用途不同，材料选择也不相同。用于电源输入滤波器部分的磁心多为高导磁率磁心，其材料牌号多为R4K～R10K，即相对磁导率为4000～10000左右的铁氧体磁心，而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性材料，其Bs为0.5T（即5000GS）左右。 开关电源用铁氧体磁性材应满足以下要求：W推挽变压器设计
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推挽输出变压器的设计(Turner)-第五页V1.00
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