反射理论

反射理论 一、传输线

1.1、传输线模型

在高速电路的世界里，因操作频率的升高，波长相对变短。当波长与线路的长度接近到相近的数量级时，必须把信号当电磁波来看。当高速信号沿着信号线

传输时，会存在电阻、分布电容和分

布电感（如图A ）。分布电感和分布电容的存在，为反射的产生提供了先决

条件。 1.2、信号沿传输线传输的过程

在低速信号传输时，我们认为发送的信号与接收的信号是同时到达

的，且信号的形状完全一样，然而在高速电路下，情况将不是这样，可通过一个例子来说明： 在图B 中，电源+E 经开关S1与传输线的始端相连，传输线的终端接负载R ，假设传输线本身的电阻很小，可忽略不计。那么，当开关合上时，传输线两端的电压和电流将出现什么变化？ 许多人会说，“开关合上后，传输线各点的电压由0V 变为+E ，电流等于E/Z0。” 这个回答对于达到稳定的情况是正确的，然而在开关合上的瞬间，情况不是这样的。从上述模型中可以看到，每一根传输线都具有一定的电感和电容。假设传输线分成许多长度为ΔXi 的小段，设每一小段具有电感L i 和电容C i （i 设为段号）。我们知道由于电感的存在将阻碍电压的突变，由此出发我们来看一下信号传输的瞬态过程。

开关合上的瞬时（t =0），传输线始端电压V 0由0变为+E ，这时C 1尚未充电，

因此全部的电

压变化加到L 1上，由于电感中反电动势的

作用，使得电

感中电流的变

化迟后于加在它上面的电压变化，此后，随着电感L 1上电流i 1的增加，将流过C 1使电

容充电，而电容上电压的变化又要滞后于它的充电电流的变化，因此电压U 1的变化相对于U 0的变化又滞后一段时间Δt ，由于ΔＬ和ΔＣ数值很小，因此引起的延迟时间也是很小的。 当Ｕ1开始上升时，由于Ｌ2的存在，又阻碍着电流立即进入第二小段，当经Δｔ时间，Ｃ１上的电压已充到Ｖ１＝＋Ｅ时，Ｌ１两端的电压差等于０，它的电流达到某一个值（设为Ｉ），暂时保持不变，这时这个电流进入第二小段，成为Ｃ２

的充电电流ｉ

X

Y 图C、传输线上电压波和电流波

图A 、R ：Resistance per Unit Length

L: Inductance per Unit Length C: Capacitance per Length

G: Conductance per Unit Length

２。同理Ｖ２的变化滞后于Ｖ１，ｉ２的变化迟后于ｉ１，并且当Ｖ２没达到Ｉ前，第三小段中仍保持Ｖ３＝０，ｉ３＝０。如此继续，此过程一直进行到终端为止，可以看出：（１）当传输线始端加一个阶跃电压以后，这个电压将以波的形式向终端前进。

（２）这个电压波所到之处，同时在传输线中也建立起电流，因此电流波和电压波是同时，同向，按同样速度在传输线上前进，如图Ｃ所示。

（３）电流波的大小与传输线本身的特性（Ｌ和Ｃ）有关，而与终端的负载情况无关，ΔＬ和ΔＣ比值愈大，电流波的幅度愈小。

从以上可看出，在开关合上的瞬时传输线个点电压并不都是＋Ｅ，而是以波的形式往前流动。

在上面的叙述中我们忽略了传输线本身的分布电阻（包括导线电阻和对地的绝缘电阻），这样的传输线称为无损耗线，实际上是有损耗的，因而波阻抗不再是纯电阻。

1.3、传输线的阻抗控制

确定一条印制线是否应该作为传输线而不是作为集中负载来处理的关键是驱动器的上升下降时间与通过印制线的信号的传输

延迟之间的关系，尤其是，若：

2XTpdX印制线长度〉Tr或Tf（两者中最小的一个）

成立时，印制线应按传输线来分析

Tpd是单位信号的传输延迟，（ns/长度)

公式的高层次解释是：如果开广波形的来回反射（round-trip)时间大于驱动器件的上升或下降时间，则在驱动器件的上升和下降时间内不存在传输线的影响。

PCB印制线上有遍及其上分布的电阻，电感，电容影响。传输线的阻抗会影响信号能量在传输线上的流动。在低频下（缓慢上升下降时间），阻抗主要是起电阻作用；而在高频下（快上升下降时间），阻抗起主要作用。电抗是电容和电感的结合。沿传输线传输的能量能够运用交流电路的理论来量化。电流和电压之间的关系能用串接和并联器件的功能来描述。

传输线的特征阻抗 Z0 是沿线上分布电容和电感的的等效，它是沿线上每一点的电压与电流的比值。

Z0=L0/C0 Z0 ：特征阻抗

L0 ：传输线单位长度电感

C0 ：传输线单位长度电容

Tpd=L0 C0

通常，传输线的延迟和特征阻抗是由所用的PCB印制线的横截面几何形状和绝缘材料计算得到，以上两个公式就是计算的基础。

两种基本的印制线类型是微带和带线，每种类型均能改进形成如嵌入式微带和双带线结构的衍生物，由于受PCB印制线制造时，诸如最大绝缘厚度和最小印制线宽度的制约，电路板通常有在40~75欧姆范围内控制特征阻抗。

器件加载的影响：

器件的电感和电容加到了印制线中这种加载改变了传输延迟和特征阻抗的值：几种传输线特征阻抗的计算公式：

i）对微带线

Zo = 87

(Er +1.41)x [ln (5.98H /(0.8W +T )]

其中

Zo －特征阻抗（ohm ） Er －介电常数

H － 信号线到参考层的距离 W －信号线宽 T －线厚 ii ）对带状线

Zo=60Er

ln 1.9H

0.8W +T 各参数意义同上

从中我们可以看出影响阻抗的几个主要因素有： Er －介电常数

H － 信号线到参考层的距离 W －信号线宽 T －线厚

iii ）关于差分阻抗

对差分信号而言，我们要控制的重点是它的差分阻抗而非单线阻抗，差分阻抗指一对差分线耦合以后的阻抗。

微带线：Zdiff=2*Z0[1-0.48exp(-0.96*S/H)] 带状线：Zdiff=2*Z0[1-0.347*exp(-2.9*S/H)]

Z0－单线阻抗、S －线间距、H －介质厚度，对带状线，指两参考平面间的距离，对微带线指差分线到参考平面间的距离。

二、引起反射的因素

当信号沿传输线从驱动源传到接收端时遇到阻抗的突变，一部分信号将反射回驱动源，引起波形畸变，在高速电路中，传输线长可能接近波长，不合适的终端匹配可能导致反射，引起逻辑问题或误触发。

在PCB 设计中反射来源于连线阻抗不匹配，主要有以下因素： 1）不同布线层阻抗不一样 2）T 型连接 3）过孔

4） 线宽的变化

5）器件的输入输出阻抗，封装寄生参数 6）工艺

三、传输线的终端反射原理及反射系数的推导 3.1、反射波形

传输过程中的任何不均匀（如阻抗变化、直角线）都会引起信号的反射，反射的结果是对模拟信号（正弦波）形成驻波，对数字信号则表现为上冲、下冲和振铃。（如图D ）

当电压波的形式传

输到终端，会出现什么现

象呢？我们以终端可能是开路的，接有电阻的，短路的三种情况来加以说明。

3.2、终端开路时的反射 如图E 所示，当电压为Ｅ的电压波和幅度为Ｉ

的电流波的波前到达终端

时，传输线 最后一小段的电容ΔＣＮ充电完毕。这时ＶＮ＝Ｅ，ＩＮ＝Ｉ，即整个传输线上的电压都是＋Ｅ，电流都是Ｉ，电流往前运动已不可

能（终端已开路）。而电

感ＬＮ中已建立起的电流又不允许消失，因此它又继续流入 ＣＮ中，使ＣＮ上的

电压从＋Ｅ继续升高。随着ＶＮ的升高，ΔＬＮ的电流则减小，当ＣＮ上的电压上升到２Ｅ时，ＬＮ中的电流ｉＮ下降到０。也可以这样来理解，当电流波Ｉ达到终端时，由于开路，电流就要变为０。这时只有在终端上产生一个幅度与Ｉ相等，方向与Ｉ相反的

1

平 0

图D 、反射波形

图E 、终端开路时的等效电路

Vn

终端

图F、终端开路时传输线的反射波

电流 ?Ｉ，才能抵消这个电流。与这个电流对应的电压也为Ｅ。它叠加到到达的电压波Ｅ上，使终端电压幅度变成２Ｅ。如此下去将有一个幅度为Ｅ的电压波和幅度为?Ι的电流波从终端反射回来，分别叠加到原来的电压波和电流波上，如图F 所示。可见，终端开路时，反射波所到之处，电压变为＋２Ｅ，电流为０，反射波未到之处，仍保

持原来的Ｅ和Ｉ。

3.3、终端短路时的反射

终端短路时，传输线终端附

近的等效电路如图G 所示。当入射波

前接近终端时 ，射ＣΝ－１已充电完毕，电压ＵＮ－１已充到＋Ｅ，ｉＮ－１达到Ｉ，这时由于终端短路，电压ＶＮ－１整个加在ΔＬＮ上，电流ｉＮ－１也经ＬＮ和终端短路线到地，ＣＮ已不起作用。 随着ＬＮ中电流的建立，终端电压不断升高，但由于终端是短路的迫使终端电压

为０，于是在ＬＮ上继续加有一个电压ＶＮ－

１，它的作用使ＬＮ中的电流在Ｉ的数值上再

继续增大，新增加的那部分电流实际上就是ＣＮ－１上的放电电流，当ＣＮ－１上的电荷全部放完时，ＶＮ－１＝０，这时ΔＬＮ电流Ｉ增加到２Ｉ。也可以说：电压波Ｅ到达终端时就要消失，这只有在终端产生一个幅度与Ｅ相等 而方向相反的电压与其抵消才有可能，与此相对应的电流其幅度为Ｅ／Ｚ０＝Ｉ，它叠

加在原来到达终端的电流波上，使终端电流幅度增至２Ｉ，接着，ＣＮ－２又通过ＬＮ－１放电，直到ＶＮ－２＝０，ｉＮ－１＝２Ｉ。如此继续，相当有一幅度为－Ｅ的电压波和一幅度为＋Ｉ的电流波从终端反射回来，分别与入射的电压和电流波叠加，如图２０所示，反射波波前所到之处，传输线上各点电压都等于０，电流变为２Ｉ，反射波波前未到之处仍保持原状（Ｅ和Ｉ）。这就是终端短路的反射现象。

3.4、终端接负载时的反射

3.4.1 终端接电阻时的反射

终端接电阻负载的传输线其

终端附近的等效电路，如图I所示。 当波前到达终端时，由于Ｒ的存在，电流ｉＮ在对ＣＮ进行充电

的同时，有一部分将被负载电阻所

分流，一旦最后一小段的ＣＮ上的电压建立后，传输线中的电流将全部向前流进负载，由于负载是一个纯电阻Ｒ，即应满足欧姆定律ＶΝ／ｉΝ＝Ｒ，然而电压波和电流波沿传输线推进时，它们幅度之比一直保持等于波阻抗Ｚ０，这就发生了矛盾，现在来讨论这种现象。

图G 、终端短开路时的等效电路

终端

射波射波

射波图H、终端短路时传输线的终端反射图I 、终端接电阻负载时的等效电路

终端R

（１）当Ｒ＝Ｚ０时，即终端电阻等于 波阻抗,幅度为Ι的电流波流进负载时,在电阻Ｒ上的压降和传输线上已建立起来的电压是一致的，因此传输的电流将不断地流进负载，不会出现反射，这种情况称为＂终端匹配＂。 （２）当Ｒ>Ζ0时，即终端电阻大于波阻抗，这是介于终端匹配和终端开路之间的情况。由于电压ＶΝ（=Ε）在Ｒ中引起的电流ｉＮ＝Ｅ／Ｒ<Ｉ，因此ＬＮ中的一部分电流将继续对ＣＮ进行充电，使ＶＮ升高，与此同时ｉＲ将跟着减小，与终端开路的传输线相比，它的ＶＮ所能升高的数值要小于２Ｅ，电流ｉＲ介于０和Ｉ之间。 （３）当Ｒ<Ｚ０时，即终端电阻小于波阻抗，这是介于终端匹配和终端短路之间的情况，与终端短路的情况相比，它的ＶＮ要大于０，电流ｉＮ比２Ｉ要小。 若用Ｖｒ和Ｉｒ表示入射电压波和电流波的幅度，用Ｖｆ和Ｉｆ表示反射波电压和电流的幅度，那么 Ｖｒ／Ｉｒ＝Ｚ０ Ｖｆ／－Ｉｆ＝Ｚ０ －Ｉｆ表示和Ｉｆ的方向相反。在终端负载上合成的电压和电流应满足欧姆定律，即

（Ｖｒ＋Ｖｆ）／（Ｉｒ＋Ｉｆ）＝Ｒ

有上面三式可得出电压及电流反射波和入射波幅度之比：

Ｋｖ＝Ｖｆ／Ｖｒ＝ （Ｒ－Ｚ０）／（Ｒ＋Ｚ０）

Ｋｉ＝Ｉｆ／Ｖｒ＝－（Ｒ－Ｚ０）／（Ｒ＋Ｚ０）

端。电容发送了一个反向脉冲干扰回

源端。

图J 、终端接电容负载时的等效电路

合波

射波

电图K 、接电容时传输线的终端反射

3.4.3 终端接负载电感时的反射

当脉冲到达一个电感，电感起先看上去象一个开路端。渐渐的，电感变得象一个短路端。电感发送了 一个正向的脉冲干扰回源端。

在信号经过一端传输线的延时中，还会

碰到其他的一些非连续点。例如，直角、拐点线、过孔、接插件和IC 的封装等可能在其他良好环境下产生波形的扰变。

3.5、信号沿传输线的多次反射

当传输线终端不匹配时，信号便被反射，反射波到达终端时，若始端也不匹配，同样又产生反射，这就发生了信号在传输线上多次反射的情况，实际上信号传输多处于这种情况。

如图所示，假设信号源内阻为Rs=60欧，传输线波阻抗Z0=90欧，传输线终端电阻R=270欧。当信号源单独和波阻抗Z0=90欧的传输线串联时，电压值必定是Z0两端的电压，即 Ve=Vs*Z0/（Rs+Z0）=0.60V

当这个电压向终端传输时，将要发生反射，终端反射系数 Kvo=(270-90)/(270+90)=1/2 始端的反射系数

Kvi=(60-90)/(60+90)= -1/5 终端第一次反射电压

Vf1=Kvo*Ve=0.60*1/2=0.30V 当它传到始端时，又被反射向终端，反射电压为： 0.30*(-1/5)=-0.06V 终端又一次将此电压反射向始端，反射电压为

Vf2=-0.06*1/2=0.03V 当它传到始端时，又被反射，反射电压

-0.03*(-1/5)=0.006V

图L 、终端接电感负载时的等效电路

终端

L

x

如此继续，最后达到稳态值，其反射情况可见图N 。

由此可画出始端和终端的电压波形，如图N 所示。可以看出，此时终端电压波形将产生过冲，并逐渐达到稳定值。终端开路时始端和终端的电压波形如图P 所示，终端电压将产生过冲，并在溅近值附近振荡，逐渐到稳定值。 对于终端电阻小于波阻抗的情况，可根据上面类似的推导得出：终端电压产生欠过冲，并逐渐趋于稳定值。

对于始端阻抗匹配的电压波形也不难看出，图Q 表示了这种波形。这时Rs 应等于Zo ，电压将以Vs/2的电压波形值进行传输，到终端时进行反射，以Vs/2幅度的反射波向始端反射。当达到始端时，则整个线被充电到Vs ，这样只经过一个来回，电压便达到稳态。

总结以上讨论可得出：

（1）当传输线终端匹配时（R=Zo ），传输的电压波没有反射，电流波平稳地进入负载。

（2）当传输线始端匹配时，终端反射波等于入射波，反射到达始端时，则被匹配的阻抗所吸收，整个传输线被充电而到稳定状态，不再有反射。

（3）当终端电阻小于波阻抗时，传输线上的电压不再有过冲，逐溅地恢复到稳定值。

（4）当终端匹配电阻大于波阻抗时，传输线电压将产生过冲，并在稳定值附近振荡，最后趋于稳定值。

消除传输线的反射带来的影响可有三种方法：

（１）当速度要求不高时，可在信号传输之后，反射消失，输出达到稳定值时再吸收。

（２）在传输线终端采用终端匹配的方法来消除反射。 （３）在传输线始端采用始端匹配的方法来消除反射。

四、终端类型及匹配 5.1、线性终端

始端电压

终端电压

始端电压

终端电压

t

t

t

t

图P、始端和终端都不匹配且终端电阻R

图Q、始端匹配时的电压波形

当逻辑门输出改变时，波沿着传输线朝着RT传输。当RT同传输线阻抗Z0匹配

时波形保持不变，RT上的电压、电流比同传输线上的电压、电流比匹配。从信号来源

来看，由于负载的改变，要求输出电流不要调节。这种状态好象传输线不存在而径直

连到源端。从上述分析（Z0=RT），可以看出：

5.1.1

最大能量传输

5.1.2

无反射

5.1.3

无脉冲畸变

5.1.4

从源到终端延迟小

5.1.5

无铃流影响

5.2、串行终端

串行终端通过一个串行电阻经传输线连到相应的驱动门。电阻值加上器件驱动

门的阻抗应等于传输线的特征阻抗。在匹配的条件下，串行终端具有如下特征：

1

驱动信号在通过串行电阻之后传输线之前，其幅度减为原来的一半。

２驱动信号以源信号的一半传输至末端。

３反射信号也为原来的一半。在末端，反射信号的幅度加入射信号的幅度等于

源信号的幅度。

４反射信传输线朝源端传输，在源端匹配电阻处被吸收。

５当末端反射返回到源端时，驱动电流为０，直到下一个信号开始传输。

5.3、并行终端

并行终端是在接收端的信号线与地之间插入一个阻抗来实现的。这个阻抗可以

是一个连接到地的电阻、上下拉复合电阻或者是串行电阻电容。并行电路阻抗要求等

于传输线阻抗。在匹配的情况下，并行终端具有一下特征：

１、在传输线上驱动信号以满幅度传输。

２、所有反射被终端电阻所吸收。

３、接收端电压与发送端电压相等。

5.4、终端的使用

端接匹配的使用并接匹配（P）串接匹配（S）

1）线长短于计算长时Y Y 2）驱动门驱动一根远长于计算值的线时Y Y 3）驱动门驱动3根或更多比计算值长的线时N Y 4）门负载在传输线上分布Y N 5）传输线末端有许多负载门Y Y 6）单电源供应，希望低电源消耗N Y 7）双电源供应，希望更低的电源消耗Y Y 当速度是主要因素时，并行终端有许多的优点。串行终端在传输线中会影响信

号沿传输线传输的时间，而并行终端就不会。另一个优点是信号沿传输线传输不会有

畸变，一个驱动器能驱动多个沿传输线传输的负载。而串行终端在传输的末端产生反

射。

串行终端能驱动好几个并行传输线。当使用串行终端时，串扰被最小化。理由是沿传输线仅有一半的逻辑电平摆动，因此开关电源只有并行终端信号的一半，比较小的信号能量导致比较小的串扰。

六、线路拓扑结构

树形结构 --------- 较长的分支容易造成过载和铃流

菊花链 ---------- 对于总线驱动方式和具有并连匹配端的走线很好

星型 ---------- 需要有高驱动能力的缓冲器（非常低的输出阻抗），使用串连匹配

采用恰当的拓扑结构，可以减小反射，提高信号质量。

在一般的电路分析中，所涉及的电路系统都是集总参数的，即所谓的集总参数系统。电路中的所有参数，如阻抗、容抗、感抗都集中于空间的各个点上，即各个元件上。各点之间的信号是瞬间传递的, 并且，这种瞬间传递对信号本身没有影响。集总参数系统是一种理想化的模型。它的基本特征可归纳为：

1，电参数都集中在电路元件上。

2，元件之间连线的长短对信号本身的特性没有影响，即信号在传输过程中不产生畸

变, 信号传输不需要时间。

3，系统中各点的电压或电流均是时间且只是时间的函数。

集总参数系统是实际情况的一种理想化近似。实际的情况是各种参数分布于电路所在空间的各处，包括电路元件之间的信号连线上。当这种分散性造成的信号延迟时间与信号本身的变化时间相比已不能忽略的时侯，就不能再用理想化的模型来描述电路系统。这时，信号是以电磁波的速度在信号通道上传输，信号通道(或者说是信号的连线)是带有电阻、电容、电感的复杂网络，是一个典型的分布参数系统。

任何一个电子学系统中，都不可避免地要使用大量连接线，信号从始端(信号源所在处)传到终端(负载所在处)需要一定的时间。本项目中，所涉及到的高速背板总线的物理长度为19英寸，约50cm，信号的上升时间为750ps~1.5ns左右，信号线的长度对信号相位的影响是不可忽略的。

此外，当高速变化的信号在电路连线中传输时，若终端和始端出现阻抗失配现象，则会出现电磁波的反射，使信号波形严重畸变，所以在高速电路设计中，信号传输问题必须予以慎重考虑。这时，电路连线应作为分布参数系统来对待。

在电路分析中，对于必须考虑信号传输的连接线，我们称之谓传输线。由于传

输线的一个基本特征是信号在其上的传输需要时间，因而人们也常常将传输线称之为延迟线，特别强调传输线上信号传输的时间延迟性。作为一个分布参数系统，传输线的基本特征可以归纳为:

1， 电参数分布在其占据的所有空间位置上。

2， 信号传输需要时间。传输线的长度直接影响着信号的特性，或者说可能使信号 在传输过程中产生畸变。

3，信号不仅仅是时间(t)的函数，同时也与信号所处位置(x)有关，即信号同时是 时间(t)和位置(x)的函数。

传播速度

电压和电流信号实质上是一种电磁波，在任何介质中传输都不会超过其在真空中的速度。按照传输线理论，电压和电流信号在电路连线中的速度仅取决于连线的材料特性和拓扑结构。按理想传输线条件考虑，其速度仅决于单位长度连线中的分布电容和分布电感，由下式给出：

式中，L 和C 分别为单位长度传输线上的分布电感和分布电容，v 为信号传输速度。 延迟时间

电压和电流信号在一段连线上的延迟时间取决于连线的长度和信号传播速度的倒数，它可以由下式给出：

式中，λ为传输线长度，L 和C 同上，t 为传输延迟。 单位延迟时间

很显然，单位延迟时间由下式给出：

特性阻抗

v LC

=

1

LC

t λ=LC t d =

根据传输线理论，信号不仅仅是时间变量的函数，同时还是距离变量的函数，所

以信号在连线上的每一点都有可能变化。因此定义连线的交流阻抗，即变化的电压和变化的电流之比为传输线的特性阻抗。传输线的特性阻抗也只与信号连线本身的特性相关，理想传输线的特性阻抗只取决于连线的单位分布电容和单位分布电感，即由下式给出：

过冲

过冲是由于电路的欠阻尼造成的，表现为信号的上冲和下冲。如下图所示。 这种过冲一方面形成强烈的电磁干扰，另一方面对后级输入电路的保护二极管造成损伤甚至失效。 一般而言，对TTL/CMOS 器件过冲超过0.7V 就应采取措施。

í?1 信号的过冲

反射

传输过程中的任何不均匀(如阻抗变化、直角线)都会引起信号的反射，反射的结果对模拟信号（正弦波）是形成驻波，对数字信号则表现为信号的振铃，破坏信号的完整性。高速电路的设计中，阻抗匹配是一个重要的原则，目的是为了减少信号的反射。

在下面的图中，信号源阻抗、负载阻抗是造成信号来回反射的原因。

Z L

C c =

í?1 产生反射的原因

由于反射在高速电路设计中是一个重要的问题，下面作一些详细的讨论。

在高速电路中，电压、电流信号通过连线从一端向另一端传输时，根据终端处的负载阻抗大小，信号可能会发生反射。传输线理论定义了一个反射系数来表征连线的反射特性，反射系数由下式给出：

其中，表示终端处的负载阻抗，是传输线的特性阻抗。

对于电压信号，反射系数为-ρ；对于电流信号，反射系数为+ρ。所以有：

从上式可以得出，只有负载阻抗的大小等于特性阻抗的大小时，反射系数等于零，这种情况我们称传输线达到了完全匹配，没有任何信号反射，这是高速电路设计时追求的理想境界。只要负载阻抗的大小不等于特性阻抗的大小，就会发生信号反射，称之为失配现象。当负载阻抗的大于特性阻抗时，电压信号发生正向反射，电流信号发生负向反射；反过来，当负载阻抗小于特性阻抗时，电压信号发生负向反射，而电流信号发生正向反射。

反射提纲: 引言

介绍在现在的电路设计中和传统设计的区别及现在高速线的定义 一 在高速信号传输时的传输线理论 集中参数电路的分布式参数电路的区别 . 集中参数电路的特点

l

c l c I Z Z Z Z +?=

+=ρ反射系数

. 分布参数电路的特点

. 分布参数电路考虑的相关因素传输线的定义

.

二有关反射的分析

. 反射现象和反射中的相关现象的定义

. 反射中分析

. 反射中的参数定义和推导

. 终端接不同负载的情况下反射的情况

. 引起反射的因素

三解决反射的方法

1 阻抗匹配(参考匹配的方法)

2 匹配的方法

. 终端匹配

. 始端匹配

. 各种不通的匹配方法在电路中的推荐使用

. 拓扑结构在我们PCB设计中的使用(简单介绍)详细介绍在后面的文章中有用

四一些解决的案例

. 如何分析的方法

. 对于在测试中的问题的解决(仿真和测试的比较)

. 总结在单板测试环境下的测试方法