电源电路阻抗匹配的原理和计算分析
下面的右图中R为负载电阻，E为电压源，而r为电源E的内阻。由于r的存在，我们知道：当R很大时，电路接近于开路状态；而当R很少时接近于短路状
态，显然当负载在开路及短路状态都不能获得最大功率。
根据电阻的功率计算公式:
从上式可看出，当R=r时式中的
分母的(R-r)的值最小为0，此时负载所获取的功率为最大。所以，在电路中当负载电阻值等于电源内阻值时，负载将获得最大功率，这就是电子电路阻抗匹配的基本原理。
说明：信号源输出阻抗一般都为50ohm ，信号源面板显示的输出信号幅度，频率是图2处信号的幅度，频率。 （1）若负载输入阻抗为50ohm ，则信号源输出与负载输入匹配，则负载获得的信号幅度，频率与2处的电压幅度理论上一致。 （2）若负载输入阻抗为1Mohm ，则信号源输出与负载输入不匹配，则负载获得的信号幅度，频率与1处的电压幅度理论上一致。 ◆ 纯电阻电路：低频和高频都存在；（匹配） 1、 负载电阻R 电压：1 1l i i R U U U r R r R = =++；负载电阻越大，则负载获得的电压越高。 2、 负载R 电流：i l U i R r = +；负载越小，则负载获得的电流越小。 3、 负载获得的功率：2 22222//24l i l i i U U R r P i R U R U R r R R r R r ????====++≤ ? ?+???? ；当且 仅当R=r 时；负载功率最大。 ◆ 存在容性和感性阻抗时，（共轭匹配） 共轭匹配：当交流电路中含有容性或感性阻抗时，若信号源与负载阻抗的实部相等，虚 部互为相反数，此时负载获得最大功率。 源电抗：r r Z r jX =+
负载电抗：R R Z R jX =+ 负载功率： ()() ()()()()22 22 22222 142R r R r R r R r U R U U U P r R r X X R r X X r X X R r X X R R R R = ==≤??+++??+++++++++ ????? 当且仅当R r R r X X =??=-?时，负载获得最大功率。 结论： 1、需要大的电流输出，则选择小的负载R ； 2、需要大的电压输出，则选择大的负载R ； 3、需要输出最大功率，则选择与信号源内阻匹配的电阻R 。（功率传递！） 低频时，信号的波长相对与传输线来说很长，传输线可以看成短线，反射可以不考虑。 高频时，f c λ=；信号频率很高时，信号的波长就很短，当波长和传输线的长度可以比拟时，反射信号叠加在原来信号上将会改变原信号的形状。例：传输线的特性阻抗跟负载阻抗不匹配时，在负载端就产生反射，能量传输不过去，降低效率，功率发射不出去，甚至会顺坏发射设备。 当信号源和传输线、负载的阻抗相互匹配时候，有更多的能量从信号源中发射出来！！！ 问题：、25kHz~80kHz 用示波器50ohm 输入阻抗实测，为何信号源输出和示波器显示信号的幅度不一致？（据说这种射频源有些频段幅度不准,建议下次问问罗德斯瓦茨做源的代理）
一,首先给大家介绍一下Polar软件,Polar是专业计算阻抗的软件,其版本包 括:Si6000,Si8000,及Si9000. 二,其次给大家介绍常见的几种阻抗模型:特性阻抗,差分阻抗,共面性阻抗. 1.外层特性阻抗模型: 2.内层特性阻抗模型: 3.外层差分阻抗模型: 4.内层差分阻抗模型: 5.共面性阻抗模型:包括(1)外层共面特性阻抗，(2)内层共面特性阻抗，(3)外层共面差分阻抗，(4)内层共面差分阻抗. 三,再次给大家介绍一下芯板(即Core)及半固化片(即PP), 每个多层板都是由芯板和半固化片通过压合而成的,普通的FR-4板材一般有:生益,建滔,联茂等板材供应商.生益FR-4的芯板根据板厚来划分 有:0.10MM ,0.15MM,,0.2MM ,,0.25MM.0.3MM,0.4MM,0.5MM等,包括有H/HOZ,1/1OZ,等这里有一点需要大家特别注意:含两位小数的板厚是指不含铜的厚度,只有一位小数指包括铜的总厚度,例如:0.10MM 1/1OZ的芯板,其0.10MM是指介质的厚度,其总厚度应为 0.10MM+0.035+0.035MM=0.17MM,再如:0.15MM 1/1OZ的芯板,其总厚度 是:0.15MM+0.035MM+0.035MM=0.22MM,而0.2MM 1/1OZ的芯板,其总厚度就是0.2MM,它的介质厚度应为:0.2MM-0.035MM-0.035MM=0.13MM. 半固化片(即PP),一般包括:106,1080,2116,7628等,其厚度为:106为 0.04MM,1080为0.06MM,2116为0.11MM,7628为0.19MM. 当我们计算层叠结构时候通常需要把几张PP叠在一起,例如:2116+106,其厚度为0.15MM,即6MIL;1080*2+7628,其厚度为0.31MM,即12.2MIL等.但需注意以下几点:1,一般不允许4张或4张以上PP叠放在一起,因为压合时容易产生滑板现象.2,7628的PP一般不允许放在外层,因为7628表面比较粗糙,会影响板子的外观.3,另外3张1080也不允许放在外层,因为压合时也容易产生滑板现象. 后续我会把一些常用的芯板以及各种组合的PP厚度汇总给大家,以便学习用Polar软件计算阻抗及层叠结构时使用! 四, 怎样使用Polar Si9000软件计算阻抗: 首先应知道是特性阻抗还是差分阻抗,具体阻抗线在哪些信号层上,阻抗线的参考面是哪些层?其次根据文件选择正确的阻抗模型来计算阻抗,最后通过调整各层间的介质厚度,或者调整阻抗线的线宽及间距来满足阻抗及板厚的要求! 五,举例说明怎样使用Polar Si9000计算阻抗及设计层叠结构: 1.四层板板厚1.6MM,外层信号线要求控制50欧姆特性阻抗和100欧姆差分阻抗.其设计结构详见:4层板1.6MM阻抗设计.jpg,其中H1代表的是信号层与参考层之间的介质厚度,即L1与L2之间的厚度为3.2MIL,Er1为板材的介电常数,FR-4通常为4.2-4.6,W1称为下线宽，W2称为上线宽,一般认为W1=W+0.5MIL,W2=W-0.5MIL,S1(注意S1<2W)为两根差分线之间的间距(指线边缘与线边缘之间距离),T1信号层的成品铜厚，外层1OZ=1.4MIL,而内层考虑的蚀刻的因素，我们通常认为内层1OZ=1.2MIL,而0.5OZ=0.6MIL。Zdiff为阻抗值。Calculate为计算按钮，各因素是可以互相推算的,例如我们要控制50欧姆的阻抗,线宽为
阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图：基本原理
在处理 RF 系统的实际应用问题时，总会遇到一些非常困难的工作，对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下， 需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、 功率放大器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、 LNA/VCO 输出与混频器输入 之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。
在高频端，寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预知的影响。频率在数十兆赫兹 以上时，理论计算和仿真已经远远不能满足要求，为了得到适当的最终结果，还必须考虑在实验室中进行的 RF 测试、并进行适当调谐。 需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。
有很多种阻抗匹配的方法，包括
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计算机仿真： 由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配，所以使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的 格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。另外，除非计算机是专门为这个用途 制造的，否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。
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手工计算： 这是一种极其繁琐的方法，因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。 经验： 只有在 RF 领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之，它只适合于资深的专家。 史密斯圆图：本文要重点讨论的内容。
本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识，并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例，比如找出匹 配网络元件的数值。当然，史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络，还能帮助设计者优化噪声系数，确定品质因数的 影响以及进行稳定性分析。
图 1. 阻抗和史密斯圆图基础
基础知识
在介绍史密斯圆图的使用之前，最好回顾一下 RF 环境下(大于 100MHz) IC 连线的电磁波传播现象。这对 RS-485 传输线、PA 和天线之间 的连接、LNA 和下变频器/混频器之间的连接等应用都是有效的。
阻抗匹配基本認識 阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。我们先从直流电压源驱动一个负载入手。由于实际的电压源，总是有内阻的（请参看输出阻抗一问），我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R越小，则输出电流越大。负载R上的电压为：Uo=IR=U×[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R越大，则输出电压Uo越高。再来计算一下电阻R消耗的功率为： P=I2×R=(U/(R+r))2×R=U2×R/(R2+2×R×r+r2) =U2×R/((R-r)2+4×R×r) =U2/(((R-r)2/R)+4×r) 对于一个给定的信号源，其内阻r是固定的，而负载电阻R则 是由我们来选择的。注意式中((R-r)2/R)，当R=r时，(R-r)2/R可 取得最小值0，这时负载电阻R上可获得最大输出功率 Pmax=U2/(4×r)。即，当负载电阻跟信号源内阻相等时，负载可 获得最大输出功率，这就是我们常说的阻抗匹配之一。 对于纯电阻电路，此结论同样适用于低频电路及高频电路。 当交流电路中含有容性或感性阻抗时，结论有所改变，就是需 要信号源与负载阻抗的的实部相等，虚部互为相反数，这叫做共厄匹配。 Z=R+jX ﹐Z=R-jX 在低频电路中，我们一般不考虑传输线的匹配问题，只考虑信号源跟负载之间的情况，因为低频信号的波长相对于传输线来说很长，传输线可以看成是“短线”，反射可以不考虑（可以这么理解：因为线短，即使反射回来，跟原信号还是一样的）。从以上分析我们可以得出结论：如果我们需要输出电流大，则选择小的负载R；如果我们需要输出电压大，则选择大的负载R；如果我们需要输出功率最大，则选择跟信号源内阻匹配的电阻R。 有时阻抗不匹配还有另外一层意思，例如一些仪器输出端是在特定的负载条件下设计的，如果负载条件改变了，则可能达不到原来的性能，这时我们也会叫做阻抗失配。 在高频电路中，我们还必须考虑反射的问题。当信号的频率很高时，则信号的波长就很短，当波长短得跟传输线长度可以比拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不相等（即不匹配）时，在负载端就会产生反射。为什么阻抗不匹配时会产生反射以及特征阻抗的求解方法，牵涉到二阶偏微分方程的求解，在这里我们不细说了，有兴趣的可参看电磁场与微波方面书籍中的传输线理论。 传输线的特征阻抗（也叫做特性阻抗）是由传输线的结构以及材料决定的，而与传输线的长度，以及信号的幅度、频率等均无关。 例如，常用的闭路电视同轴电缆特性阻抗为75Ω，而一些射频设备上则常用特征阻抗为50Ω的同轴电缆。另外还有一种常见的传输线是特性阻抗为300Ω的扁平平行线，这在农村使用的电视天线架上比较常见，用来做八木天线的馈线。因为电视机的射频输入端输入阻抗为75Ω，所以
阻抗计算说明 Rev0.0 heroedit@https://www.doczj.com/doc/7a13012924.html, z给初学者的 一直有很多人问我阻抗怎么计算的. 人家问多了,我想给大家整理个材料,于己于人都是个方便.如果大家还有什么问题或者文档有什么错误,欢迎讨论与指教! 在计算阻抗之前,我想很有必要理解这儿阻抗的意义 z传输线阻抗的由来以及意义 传输线阻抗是从电报方程推导出来(具体可以查询微波理论) 如下图,其为平行双导线的分布参数等效电路: 从此图可以推导出电报方程 取传输线上的电压电流的正弦形式 得 推出通解
定义出特性阻抗 无耗线下r=0, g=0得 注意,此特性阻抗和波阻抗的概念上的差异(具体查看平面波的波阻抗定义) ε μ=EH Z 特性阻抗与波阻抗之间关系可从 此关系式推出. Ok,理解特性阻抗理论上是怎么回事情,看看实际上的意义,当电压电流在传输线传播的时候,如果特性阻抗不一致所求出的电报方程的解不一致,就造成所谓的反射现象等等.在信号完整性领域里,比如反射,串扰,电源平面切割等问题都可以归类为阻抗不连续问题,因此匹配的重要性在此展现出来. z 叠层(stackup)的定义 我们来看如下一种stackup,主板常用的8层板(4层power/ground 以及4层走线层,sggssggs,分别定义为L1, L2…L8)因此要计算的阻抗为 L1,L4,L5,L8 下面熟悉下在叠层里面的一些基本概念,和厂家打交道经常会使用的 Oz 的概念 Oz 本来是重量的单位Oz(盎司 )=28.3 g(克) 在叠层里面是这么定义的,在一平方英尺的面积上铺一盎司的铜的厚度为1Oz, 对
功率放大器设计的关键：输出匹配电路的性能 2008-05-15 17:51:20 作者：未知来源:电子设计技术 关键字：功率放大器匹配电路匹配网络s参数串联电阻输出功率Cout耗散功率网络分析仪高Q值对于任何功率放大器（功率放大器）设计，输出匹配电路的性能都是个关键。但是，在设计过程中，有一个问题常常为人们所忽视，那就是输出匹配电路的功率损耗。这些功率损耗出现在匹配网络的电容器、电感器，以及其他耗能元件中。功率损耗会降低功率放大器的工作效率及功率输出能力。 因为输出匹配电路并不是一个50Ω的元件，所以耗散损失与传感器增益有很大的区别。输出匹配的具体电路不同，损耗也不一样。对于设计者而言，即使他没有选择不同技术的余地，在带宽和耗散损失之间，在设计方面仍然可以做很多折衷。 匹配网络是用来实现阻抗变化的，就像是功率从一个系统或子系统传送另一个系统或者子系统，RF设计者们在这上面下了很大的功夫。对于功率放大器，阻抗控制着传送到输出端的功率大小，它的增益，还有它产生的噪声。因此，功率放大器匹配网络的设计是性能达到最优的关键。 损耗有不同的定义，但是这里我们关心的是在匹配网络中，RF功率以热量的形式耗散掉的损耗。这些损耗掉的功率是没有任何用途。依据匹配电路功能的不同，损耗的可接受范围也不同。对功率放大器来讲，输出匹配损耗一直是人们关注的问题，因为这牵涉到很大的功率。效率低不仅会缩短通话时间，而且还会在散热和可靠性方面带来很大的问题。 例如，一个GSM功率放大器工作在3.5V电压时，效率是55%，能够输出34dBm的功率。在输出功率为最大时，功率放大器的电流为1.3A。匹配的损耗在0.5dB到1dB的数量级，这与输出匹配的具体电路有关。在没有耗散损失时，功率放大器的效率为62%到69%。尽管损耗是无法完全避免的，但是这个例子告诉我们，在功率放大器匹配网络中，损耗是首要问题。 耗散损失 现在我们来看一个网络，研究一个匹配网络（图1a）中的耗散损失。电源通过无源匹配网络向无源负载传输功率。在电源和负载阻抗之间没有任何其他的限制。把匹配网络和负载合在一起考虑，电源输出一个固定量的功率Pdel 到这个网络（图1b）。输出功率的一部分以热量的形式耗散在匹配网络中。而其余的则传输到负载。Pdel是传输到匹配网络和负载（图1c）上的总功率，PL是传输到负载的那部分功率。 了解了这两个量，我们就可以知道，实际上到底有多大的一部分功率是作为有用功率从电源传输到了负载，其比例等于PL/Pdel。 这是对功率放大器输出匹配的耗散损失的正确测量，因为它只考虑了实际传输功率以及耗散功率。反射功率没有计算进去。 由此可知，这个比例就等于匹配网络工作时的功率增益GP。而工作时的功率增益完整表达式为： 这里，是负载反射系数，是匹配网络的s参数， 损失就是增益的倒数。因此，耗散损失可以定义为： Ldiss = 1/GP。 对于功率放大器而言，我们为它设计的负载一般是50Ω。通常，我们用来测量s参数的系统阻抗也是50Ω。如果系统阻抗和负载都是50Ω，那么就为0，于是，上面的表达式就可以简化为： 在计算一个匹配网络的耗散损失时，只需要知道它的传输值和反射散射参数的大小，这些可以很容易地从s参数的计算过程中得到，因为网络分析仪通常都会采用线性的方式来显示s参数的值。在评估输入和级间耗散损失时，负载的阻抗不是50Ω，但是上述的规律依然适用。 因为反射和耗散损失很容易混淆，射频工程师有时就会采用错误的方法来计算耗散损失。而最糟糕的方法就是采用未经处理的s21来进行计算。一个典型的匹配网络在1GHz（图2）时，对功率放大器而言，是数值为4+j0Ω的负载阻抗。匹配网络采用的是无损耗元件来进行模拟的，所以在匹配网络中不存在功率的耗散问题。然而，s21却是-6dB，因为在50Ω的源阻抗和4Ω的负载之间存在着巨大的不匹配问题。作为一个无损耗网络，除了一些数字噪音外，模拟的耗散损失为0dB。 在电路的模拟当中，我们可能可以采用s21来求出正确的耗散损失。这一过程包括采用复杂模拟负载线的共轭
阻抗匹配与史密斯圆图：基本原理 摘要：本文是关于使用史密斯圆图进行射频阻抗匹配计算的教程。本文还提供了一些示例以描绘如何计算反射系数、阻抗、导纳等参数。本文还提供了一个样例，使用图形方法计算工作在900MHz下的MAX2472的匹配网络。 经过实践证明，史密斯圆图仍然是用于判定传输线路阻抗的基本工具。 当处理射频应用的实际实现时，总会碰到一些噩梦般的任务。其中之一就是需要匹配各个互连模块之间的不同的阻抗。通常，这些包括天线到低噪声放大器（LNA），功率放大器输出（RFOUT）到天线，以及LNA/VCO输出到混频器输入。对于信号与能量从“源”到“负载”的正确传输来说，匹配任务是必需的。 在高频率的射频电路中，寄生元素（例如导线电感、层间电容、导体电阻等等）对匹配网络有着显著，但无法预料的影响。在几十兆赫兹频率以上的电路中，理论上的计算与仿真常常是不足够的。在射频实验室测量现场，伴随着调谐工作，必须仔细考虑才能决定合适的最终取值。必须使用计算值以便于建立结构类型与目标元件的取值。 有很多方法可用于计算阻抗匹配，包括： ●计算机仿真：原理复杂但是使用简单，仿真器一般用于区别设计功能，而不是进行阻抗 匹配。设计者必须熟悉需要键入的多重数据输入，以及这些数据输入的正确格式。他们同样需要专门的知识，以便于在大量的结果数据中找到有用的数据。另外，除非计算机被用于进行电路仿真这样的工作，电路仿真软件就不会预安装在计算机上。 ●手动计算：由于计算方程的长度（“上公里的”），以及要进行计算的数字的复杂性，这 种方式被普遍认为是非常单调乏味的。 ●经验直觉：只有当一个人在射频领域中工作过很多年以后，才能取得这样的能力。简而 言之，这种方法只适用于非常资深的专家。 ●史密斯圆图：本文所专注的内容。 本文的主要目标就是回顾史密斯圆图的构造与背景，并且总结如何使用史密斯圆图的实践方式。本文提出的主题包括了参数的实际说明，例如找到匹配网络元件的取值。当然，我们使用史密斯圆图不仅仅只能进行最大功率传输的匹配。史密斯圆图同样能够帮助设计者计算出最佳的噪声系数，确保质量因素的影响，以及评估稳定性分析等等。
阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图: 基本原理 本文利用史密斯圆图作为RF 阻抗匹配的设计指南。文中给出了反射系数、阻抗和导 纳的作图范例，并用作图法设计了一个频率为60MHz 的匹配网络。 实践证明：史密斯圆图仍然是计算传输线阻抗的基本工具。 在处理RF 系统的实际应用问题时，总会遇到一些非常困难的工作，对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下，需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、功率放大 器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、LNA/VCO 输出与混频器输入之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。 在高频端，寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预 知的影响。频率在数十兆赫兹以上时，理论计算和仿真已经远远不能满足要求，为了得到适当的最终结果，还必须考虑在实验室中进行的RF 测试、并进行适当调谐。需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。 有很多种阻抗匹配的方法，包括: ? 计算机仿真: 由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配，所以使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。另外，除非计算机是专门为这个用途制造的，否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。 ? 手工计算: 这是一种极其繁琐的方法，因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。 ? 经验: 只有在RF 领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之，它只适合于资深的专家。 ? 史密斯圆图: 本文要重点讨论的内容。 本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识，并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例，比如找出匹配网络元件的数值。当然，史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络，还能帮助设计者优化噪声系数，确定品质因数的影响以及进行稳定性分析。 w w w . p c b t e c h .n e t
阻抗匹配概念 阻抗匹配概念 阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。 在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。 当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份只数值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。 阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。 大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。 要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。 改变阻抗力把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。 调整传输线由负载点至来源点加长传输线，在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动，直至走到电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗力调整为零，完成匹配 阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，单它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。对于普通的宽频放大器，输出阻抗50Ω，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度，即缆长可以忽略的话，就无须考虑阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时,要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等,此时的传输不会产生反射,这表明所有能量都被负载吸收了.反之则在传输中有能量损失。高速PCB布线时，为了防止信号的反射，要求是线路的阻抗为50欧姆。这是个大约的数字,一般规定同轴电缆基带50欧姆,频带75欧姆,对绞线则为100欧姆,只是取个整而已,为了匹配方便. 阻抗从字面上看就与电阻不一样，其中只有一个阻字是相同的，而另一个抗字呢？简单地说，阻抗就是电阻加电抗，所以才叫阻抗；周延一点地说，阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。在直流电的世界中，物体对电流阻碍的作用叫做电阻，世界上所有的物质都有电阻，只是电阻值的大小差异而已。电阻小的物质称作良导体，电阻很大的物质称作非导体，而最近在高科技领域中称的超
阻抗匹配的研究 在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多样，但是在具体的系统中怎样才 能比较合理的应用，需要衡量多个方面的因素。例如我们在系统中设计中，很多采用的都是源段的串连匹配。对于什么情况下需 要匹配，采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式。 例如：差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源段匹配； 1、串联终端匹配 串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻R，使 源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射. 串联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50％向负载端传播； B 信号在负载端的反射系数接近＋1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50％。 C 反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同； D 负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；？ E 反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。 相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。 选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信 号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电 源电压为＋4.5V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37?，在高电平时典型的输出阻抗为45?[4]；TTL驱动器和CMOS驱动 一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL或CMOS电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考
一、阻抗匹配概念 定义: 1、指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式；阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。 2、阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。 我们以下例（软管送水浇花）来感性认识一下阻抗匹配的功用 A、一端于手握处加压使其射出水柱，另一端接在水龙头，。当握管处所施压的力道恰好，而让水柱的射程正确洒落在目标区.如下图所示： B、然而一旦用力过度水注射程太远，不但腾空越过目标浪费水资源。也有可能因强力水压无处宣泄，以致往来源反弹造成软管自龙头上的挣脱(阻抗太高)；如下图所示： C、反之，当握处之挤压不足以致射程太近者，则照样得不到想要的结果。(阻抗太低)，如下图所示；唯有拿捏恰到好处才能符合实际需求的距离。(阻抗匹配)
二、PCB走线的阻抗匹配与阻抗控制 （1）定义 阻抗匹配是电路学里的重要议题，也是射频微波电路的重点。一般的传输线都是一端接电源，另一端接负载，此负载可能是天线或任何具有等效阻抗ZL的电路。传输线阻抗和负载阻抗达到匹配的定义，简单说就是：Z0=ZL。在阻抗匹配的环境中，负载端是不会反射电波的，换句话说，电磁能量完全被负载吸收。因为传输线的主要功能就是传输能量和传送电子讯号或数字数据，一个阻抗匹配的负载和电路网络，将可确保传输到最终负载的电磁能量值能达到最大量。 （2）PCB走线作阻抗控制的原因 1：针对目前高频高速的要求，及对信号失真状况越来越高的要求，在设计PCB时方波信号在多层板讯号线中，其特性阻抗值必须要和电子元件的内置电子阻抗相匹配，才能保证信号的完整的传输。 2：当特性阻抗值超出公差时，所传讯号的能量将出现反射、散失、衰减或延误等劣化现象，严重时会出现错误讯号。 3：由于元件的电子阻抗越高，其传输速率越快。总之，是为了配合电子元器件的电子阻抗，避免信号传输时失真的现象，所以要控制阻抗。 (3)、决定阻抗控制大小的因素，主要包括以下几个方面： 1、W-----线宽/线与地平面间距 2、H----绝缘介质厚度 3、T------铜厚 4、H1---绿油厚 5、Er-----介电常数 6、参考地平面层 射频信号在多层板传输线（Transmission Line，是由信号线、介质层、及接地层三者所共同组成）中所进行的快速传送；如下图所示： 三、PCB阻抗控制线计算概述 对于常见的FR4 板材的 PCB 板上， 对于微带线，线宽 W 是介质厚度 h的2 倍。对于带状线，线条两侧介质总厚度b 是线宽 W 的两倍(估算法)；精确计算公式分别如下所示：
阻抗匹配和阻抗变换是什么?阻抗变换和阻抗匹配的详细概述阻抗匹配是无线电技术中常见的一种工作状态，它反映了输入电路与输出电路之间的功率传输关系。当电路实现阻抗匹配时，将获得最大的功率传输。反之，当电路阻抗失配时，不但得不到最大的功率传输，还可能对电路产生损害。阻抗匹配常见于各级放大电路之间、放大器与负载之间、测量仪器与被测电路之间、天线与接收机或发信机与天线之间，等等。例如，扩音机的输出电路与扬声器之间必须做到阻抗匹配，不匹配时，扩音机的输出功率将不能全部送至扬声器。如果扬声器的阻抗远小于扩音机的输出阻抗，扩音机就处于过载状态，其末级功率放大管很容易损坏。反之，如果扬声器的阻抗高于扩音机的输出阻抗过多，会引起输出电压升高，同样不利于扩，音机的工作，声音还会产生失真.因此扩音机电路的输出阻抗与扬声器的阻抗越接近越好。又例如，无线电发信机的输出阻抗与馈线的阻抗、馈线与天线的阻抗也应达到一致。如果阻抗值不一致，发信机输出的高频能量将不能全部由天线发射出去。这部分没有发射出去的能量会反射回来，产生驻波，严重时会引起馈线的绝缘层及发信机末级功放管的损坏。为了使信号和能量有效地传输，必须使电路工作在阻抗匹配状态，即信号源或功率源的内阻等于电路的输人阻抗，电路的输出阻抗等于负载的阻抗。在一般的输入、输出电路中常含有电阻、电容和电感元件，由它们所组成的电路称为电抗电路，其中只含有电阻的电路称为纯电阻电路. 下面对纯电阻电路和电抗电路的阻抗匹配问题分别进行简要的分。1、纯电阻电路在中学物理电学中曾讲述这样一个问题：把一个电阻为R的用电器，接在一个电动势为E、内阻为r的电池组上(见图1)，在什么条件下电源输出的功率最大呢?当外电阻等于内电阻时，电源对外电路输出的功率最大，这就是纯电阻电路的功率匹配。假如换成交流电路，同样也必须满足R=r这个条件电路才能匹配。 2、电抗电路电抗电路要比纯电阻电路复杂，电路中除了电阻外还有电容和电感.元件，并工作于低频或高频交流电路。在交流电路中，电阻、电容和电感对交流电的阻碍作用叫阻抗，用字母Z表示.其中，电容和电感对交流电的阻碍作用，分别称为容抗及和感抗而.容
阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图：基本原理 在处理RF系统的实际应用问题时，总会遇到一些非常困难的工作，对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下，需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、功率放大器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、LNA/VCO 输出与混频器输入之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。 在高频端，寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预知的影响。频率在数十兆赫兹以上时，理论计算和仿真已经远远不能满足要求，为了得到适当的最终结果，还必须考虑在实验室中进行的RF测试、并进行适当调谐。需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。 有很多种阻抗匹配的方法，包括 ?计算机仿真：由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配，所以使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。另外，除非计算机是专门为这个用途制造的，否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。 ?手工计算：这是一种极其繁琐的方法，因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。 ?经验：只有在RF领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之，它只适合于资深的专家。 ?史密斯圆图：本文要重点讨论的内容。 本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识，并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例，比如找出匹配网络元件的数值。当然，史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络，还能帮助设计者优化噪声系数，确定品质因数的影响以及进行稳定性分析。 图1. 阻抗和史密斯圆图基础 基础知识 在介绍史密斯圆图的使用之前，最好回顾一下RF环境下(大于100MHz) IC连线的电磁波传播现象。这对RS-485传输线、PA和天线之间的连接、LNA和下变频器/混频器之间的连接等应用都是有效的。
怎样理解阻抗匹配 阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。 我们先从直流电压源驱动一个负载入手。由于实际的电压源，总是有内阻的（请参看输出阻抗一问），我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R越小，则输出电流越大。负载R上的电压为：Uo=IR=U/[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R 越大，则输出电压Uo越高。再来计算一下电阻R消耗的功率为：P=I2×R=[U/(R+r)]2×R=U2×R/(R2+2×R×r+r2) =U2×R/[(R-r)2+4×R×r] =U2/{[(R-r)2/R]+4×r} 对于一个给定的信号源，其内阻r是固定的，而负载电阻R则是由我们来选择的。注意式中[(R-r)2/R]，当R=r时，[(R-r)2/R]可取得最小值0，这时负载电阻R上可获得最大输出功率Pmax=U2/(4×r)。即，当负载电阻跟信号源内阻相等时，负载可获得最大输出功率，这就是我们常说的阻抗匹配之一。对于纯电阻电路，此结论同样适用于低频电路及高频电路。当交流电路中含有容性或感性阻抗时，结论有所改变，就是需要信号源与负载阻抗的的实部相等，虚部互为相反数，这叫做共扼匹配。在低频电路中，我们一般不考虑传输线的
匹配问题，只考虑信号源跟负载之间的情况，因为低频信号的波长相对于传输线来说很长，传输线可以看成是"短线"，反射可以不考虑（可以这么理解：因为线短，即使反射回来，跟原信号还是一样的）。从以上分析我们可以得出结论：如果我们需要输出电流大，则选择小的负载R；如果我们需要输出电压大，则选择大的负载R；如果我们需要输出功率最大，则选择跟信号源内阻匹配的电阻R。有时阻抗不匹配还有另外一层意思，例如一些仪器输出端是在特定的负载条件下设计的，如果负载条件改变了，则可能达不到原来的性能，这时我们也会叫做阻抗失配。 在高频电路中，我们还必须考虑反射的问题。当信号的频率很高时，则信号的波长就很短，当波长短得跟传输线长度可以比拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不相等（即不匹配）时，在负载端就会产生反射。为什么阻抗不匹配时会产生反射以及特征阻抗的求解方法，牵涉到二阶偏微分方程的求解，在这里我们不细说了，有兴趣的可参看电磁场与微波方面书籍中的传输线理论。传输线的特征阻抗（也叫做特性阻抗）是由传输线的结构以及材料决定的，而与传输线的长度，以及信号的幅度、频率等均无关。 例如，常用的闭路电视同轴电缆特性阻抗为75Ω，而一些射频设备上则常用特征阻抗为50Ω的同轴电缆。另外还有一种常见的传输线是特性阻抗为300Ω的扁平平行线，这在农村使用的电视天线架上
关于阻抗匹配原则 阻抗匹配是无线电技术中常见的一种工作状态，它反映了输人电路与输出电路之间的功率传输关系。当电路实现阻抗匹配时，将获得最大的功率传输。反之，当电路阻抗失配时，不但得不到最大的功率传输，还可能对电路产生损害。阻抗匹配常见于各级放大电路之间、放大器与负载之间、测量仪器与被测电路之间、天线与接收机或发信机与天线之间，等等。例如，扩音机的输出电路与扬声器之间必须做到阻抗匹配，不匹配时，扩音机的输出功率将不能全部送至扬声器。如果扬声器的阻抗远小于扩音机的输出阻抗，扩音机就处于过载状态，其末级功率放大管很容易损坏。反之，如果扬声器的阻抗高于扩音机的输出阻抗过多，会引起输出电压升高，同样不利于扩，音机的工作，声音还会产生失真。因此扩音机电路的输出阻抗与扬声器的阻抗越接近越好。又例如，无线电发信机的输出阻抗与馈线的阻抗、馈线与天线的阻抗也应达到一致。如果阻抗值不一致，发信机输出的高频能量将不能全部由天线发射出去。这部分没有发射出去的能量会反射回来，产生驻波，严重时会引起馈线的绝缘层及发信机末级功放管的损坏。为了使信号和能量有效地传输，必须使电路工作在阻抗匹配状态，即信号源或功率源的内阻等于电路的输人阻抗，电路的输出阻抗等于负载的阻抗。在一般的输人、输出电路中常含有电阻、电容和电感元件，由它们所组成的电路称为电抗电路，其中只含有电阻的电路称为纯电阻电路。下面对纯电阻电路和电抗电路的阻抗匹配问题分别进行简要的分析。
阻抗匹配的基本原理： 1．纯电阻电路 在中学物理电学中曾讲述这样一个问题：把一个电阻为R的用电器，接在一个电动势为E、内阻为r的电池组上，在什么条件下电源输出的功率最大呢？当外电阻等于内电阻时，电源对外电路输出的功率最大，这就是纯电阻电路的功率匹配。假如换成交流电路，同样也必须满足R=r这个条件电路才能匹配。 2．电抗电路 电抗电路要比纯电阻电路复杂，电路中除了电阻外还有电容和电感。元件，并工作于低频或高频交流电路。在交流电路中，电阻、电容和电感对交流电的阻碍作用叫阻抗，用字母Z表示。其中，电容和电感对交流电的阻碍作用，分别称为容抗及和感抗而。容抗和感抗的值除了与电容和电感本身大小有关之外，还与所工作的交流电的频率有关。值得注意的是，在电抗电路中，电阻R，感抗而与容抗双的值不能用简单的算术相加，而常用阻抗三角形法来计算（见图2）。因而电抗电路要做到匹配比纯电阻电路要复杂一些，除了输人和输出电路中的电阻成分要求相等外，还要求电抗成分大小相等符号相反
英文名称：impedance matching 基本概念 信号传输过程中负载阻抗和信源内阻抗之间的特定配合关系。一件器材的输出阻抗和所连接的负载阻抗之间所应满足的某种关系，以免接上负载后对器材本身的工作状态产生明显的影响。对电子设备互连来说，例如信号源连放大器，前级连后级，只要后一级的输入阻抗大于前一级的输出阻抗5-10倍以上，就可认为阻抗匹配良好；对于放大器连接音箱来说，电子管机应选用与其输出端标称阻抗相等或接近的音箱，而晶体管放大器则无此限制，可以接任何阻抗的音箱。 匹配条件 ①负载阻抗等于信源内阻抗，即它们的模与辐角分别相等，这时在负载阻抗上可以得到无失真的电压传输。 ②负载阻抗等于信源内阻抗的共轭值，即它们的模相等而辐角之和为零。这时在负载阻抗上可以得到最大功率。这种匹配条件称为共轭匹配。如果信源内阻抗和负载阻抗均为纯阻性，则两种匹配条件是等同的。 阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。 当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份绝对值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。 阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。史密夫图表上。电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。 共轭匹配 在信号源给定的情况下，输出功率取决于负载电阻与信号源内阻之比K，当两者相等，即K=1时，输出功率最大。然而阻抗匹配的概念可以推广到交流电路，当负载阻抗与信号源阻抗共轭时，能够实现功率的最大传输，如果负载阻抗不满足共轭匹配的条件，就要在负载和信号源之间加一个阻抗变换网络，将负载阻抗变换为信号源阻抗的共轭，实现阻抗匹配。 匹配分类 大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。 要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。 1. 改变阻抗力 把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代
PCB阻抗匹配总结 网名：chinawei97qq: 1219658831 做硬件工程师好几年，有最初的不做阻抗，到后面认为做阻抗是PCB厂家的事情，导致设计的pcb交给pcb厂家后重新修改修改布线，影响项目进度，下面把总结写在后面，以面再犯同样的错误。 做4层板，正片工艺，这样就对做半孔工艺带来加工不方便，半孔工艺会带来价格的增加，单价增加0.05元/cm2 1.6mm厚度的4层PCB板加工，建议做阻抗设计的时候按照1.5mm厚度进行设计，剩下0.1mm厚度留给工厂作为其他工艺要求用（后制诚厚度，绿油、丝印等）。 （1）满足我们TOP层及BOTTOM层5mil线宽单端阻抗控制为55ohm，见附图一；
（2）满足差分线阻抗为100ohm，见附图二
附图二 一般是通过调整层与层之间的填充（如FR-4）的厚度来满足整个板厚及阻抗控制（单端阻抗与填充厚度及导线宽度有关）的要求。 0.5OZ的铜相当于1.2mil ，1OZ的铜相当于1.9mil 。4层板来说，第一、第二层的厚度和第三、第四层的厚度相同，这样平衡对称有利用PCB板加工和使用，放置翘板。采用了外层1.7mil 内层1.4mil 的填充工艺。采用外层1OZ,内存0.5OZ 的工艺。 附图一中H1为第一层、第二层的间距为3MIL 这样第三层、第四层也为3MIL; 整板厚度为1.6mm，取1.5mm 等于 60mil 。叠层设计的厚度为：1.7＋1.7＋1.4＋1.4＋3＋3＋47.8,大致设计以后可以参考candece下面的计算，见附图三。具体阻抗要求 还是以工厂为准。
附图三 差分阻抗比单端阻抗还要多一个影响参数间距，和要设置Coupling Type 对线的类型，参考附图二的trace separation 中S1 参数为 6.5mil ，allegro 计算如附图四。 附图四