D类功放的设计原理
在音响领域里人们一直坚守着A类功放的阵地。认为A类功放声音最为清新透明，具有很高的保真度。但是，A类功放的低效率和高损耗却是它无法克服的先天顽疾。B类功放虽然效率提高很多，但实际效率仅为50％左右，在小型便携式音响设备如汽车功放、笔记本电脑音频系统和专业超大功率功放场合，仍感效率偏低不能令人满意。所以，效率极高的D 类功放，因其符合绿色革命的潮流正受着各方面的重视。
由于集成电路技术的发展，原来用分立元件制作的很复杂的调制电路，现在无论在技术上还是在价格上均已不成问题。而且近年来数字音响技术的发展，人们发现D类功放与数字音响有很多相通之处，进一步显示出D类功放的发展优势。
D类功放是放大元件处于开关工作状态的一种放大模式。无信号输入时放大器处于截止状态，不耗电。工作时，靠输入信号让晶体管进入饱和状态，晶体管相当于一个接通的开关，把电源与负载直接接通。理想晶体管因为没有饱和压降而不耗电，实际上晶体管总会有很小的饱和压降而消耗部分电能。这种耗电只与管于的特性有关，而与信号输出的大小无关，所以特别有利于超大功率的场合。在理想情况下，D类功放的效率为100％，B类功放的效率为78．5％，A类功放的效率才50％或25％(按负载方式而定)。
D类功放实际上只具有开关功能，早期仅用于继电器和电机等执行元件的开关控制电路中。然而，开关功能(也就是产生数字信号的功能)随着数字音频技术研守的不断深入，用于Hi—Fi音频放大的道路却日益畅通。20世纪60年代，设计人员开始研究D类功放用于音频的放大技术，70年代Bose公司就开始生产D类汽车功放。一方面汽车用蓄电池供电需要更高的效率，另一方面空间小无法放入有大散热板结构的功放，两者都希望有D类这样高效的放大器来放大音频信号。其中关键的一步就是对音频信号的调制。第一部分为调制器，最简单的只需用一只运放构成比较器即可完成。把原始音频信号加上一定直流偏置后放在运放的正输入端，另通过自激振荡生成一个三角形波加到运放的负输入端。当正端上的电位高于负端三角波电位时，比较器输出为高电平，反之则输出低电平。若音频输入信号为零、直流偏置置三角波峰值的1／2，则比较器输出的高低电平持续的时间一样，输出就是一个占空比为1：1的方波。当有音频信号输入时，正半周期间，比较器输出高电平的时间比低电平长，方波的占空比大于1：1；负半周期间，由于还有直流偏置，所以比较器正输入端的电平还是大于零，但音频信号幅度高于三角波幅度的时间却大为减少，方波占空比小于1：I。这样，比较器输出的波形就是一个脉冲宽度被音频信号幅度调制后的波形，称为M(Pulse Modula60n脉宽调制)或M(N1seDur on Modula60n脉冲持续时间调制)波形。音频信息被调制到脉冲波形中。
第二部分就是D类功放，这是一个脉冲控制的大电流开关放大器，把比较器输出的M 信号变成高电压、大电流的大功率M信号。能够输出的最大功率由负载、电源电压和晶体管允许流过的电流来决定。
第三部分需把大功率M波形中的声音信息还原出来。方法很简单，只需要用一个低通滤波器。但由于此时电流很大，RC结构的低温滤波器电阻会耗能，不能采用，必须使用LC 低通滤波器。当占空比大于1：1的脉冲到来时，C的充电时间大于放电时间，输出电平上升：窄脉冲到来时，放电时间长，输出电平下降，正好与原音频信号的幅度变化相一致，所以原音频信号被恢复出来D类功放设计考虑的角度与朋类功放完全不同。此时功放管的线性已没有太大意义，更重要的是开关响应和饱和压降。由于功放管处理的脉冲频率是音频信号的几十倍，且要求保持良好的脉冲前后沿，所以管子的开关响应要好。另外，整机的效率全在于管子饱和压降引起的管耗。所以，饱和管压降小不但效率高，功放管的散热结构也能得到简化。若干年前，这种高频大功率管的价格昂贵，在一定程度上阻碍了D类功放的发
展。现在小电流控制大电流的M03FE辽已普通运用于工业领域，特别是近年来UDICM03冈订已在m—Fi功放上应用，器件的障碍已经消除。
调制电路也是D类功放的一个特殊环节。要把201dIz以下的音频调制成Pq肋信号，三角被的频率至少要达到加眺5h。频率过低达到同样要求的11扔标准，对无源比低通滤波器的元件要求就高，结构复杂。频率高，输出波形的锯齿小，更加接近原波形，贝扔就小，而且可以用低数值、小体积和精度要求相对差一些的电感和电容来制成滤波器，造价相应降低。但此时晶体管的开关损耗会随频率上升而上升，无源器件中的高频损耗、射频的趋肤效应都会使整机效率下降。更高的调制频率还会出现射频干扰，所以调制频率也不能高于1MHz。
同时，三角波形的形状、频率的准确性和时钟信号的抖晃都会影响到以后复原的信号与原信号不同而产生失真。所以要实现高保真，出现了很多与数字音响保真相同的考虑。
还有一个与音质有很大关系的因素就是位于驱动输出与负载之间的无源滤波器。该低温滤波器工作在大电流下，负载就是音箱。严格地讲，设计时应把音箱阻抗的变化一起考虑进去，但作为一个功放产品指定音箱是行不通的，所以D类功放与音箱的搭配中更有发烧友驰骋的天地。实验证明，当失真要求在0．5％以下时，用二阶BunerworLh最平坦响应低通滤波器就能达到要求。如要求更高则需用四阶滤波器，这时成本和匹配等问题都必须加以考虑。
近年来，一般应用的D类功放已有集成电路芯片，用户只需按要求设计低通滤波器即可。上面授到的TPA以旧刃2有2wRIbl3功率输出／462负载，1HD十N已达0．5％，是上一世纪70年代D类功放8％一10％的TI仍川所望尘莫及的。TDA7582提供的功率已高达23w，足够任何便掳式音响产品使用。该机采用数字调制技术，直接把CD输出的PCM 数字信号变成PWM码。这是一种DSP运算，只要正确读出原码，就可无误差地运算出新的PVM码。
TACT公司在这款数字功放中还采用了公司开发的等比特变换技术。框图中看不到模拟电路的传统负反馈结构，它是在DSP中把输出脉冲的宽度进行再计算，然后去补偿从抓rM变换到模拟输出时出现的非线性失真。变换器也采用了CD的超取样和噪声整形技术。先把PCM信号通过八倍超取样数字滤波器，然后把数据的16Nt字长截尾到8bit，以重建动态范围。而从截去的最后8bit中产生一个校正信号，用以进行噪声和失真的补偿，最终把噪声和失真推到可听域以外的频段。
从PCM码直接变换到PWM码的一大好处是CD的数码输出不再需要进行D／A变换。无论从降低造价还是“简单即好”的发烧理念来看都是有利的。D／A变换器是影响数字音频还原质量的一大关键，而“黄金时代”的D类功放把CD解码器的整个工序完全顶替，对整个还原系统的保真度十分有利。“黄金时代”功放只有数字音频输入口，不设模拟输入，要求周边设备定位档次较高。对于数字音频直接由转盘供给信号，不考虑中低档CD唱机输入。若是U等模拟音源再后接一个数字音频导向器或A仍转换器等，则可避免系统中出现A／D 和D／A变换等互补的多余环节。
但直接数字输入需要解决音量控制方法，PCM码是满幅度量化的，音量处于0dB位置。
传统放大器的音量控制是以改变输入信号幅度来实现的。对于D类功放来说有以下两点：第一，必须把PCM码经财A变换成模拟量再加以衰减：第二，大信号输入时用三角形波对其调制，调制的幅度能充分利用，信噪比最高，而小信号时调制幅度小，调制噪声占有的比重上升，可用的动态范围没有充分利用，实际信噪比较低。
当然也可把衰减网络放到输出的大电流电路中，但却会白白消耗大量电能，D类功放的高效率全部丧失。“黄金时代”采用改变电源电压的方法来控制音量。整机由开关电源供电，
音量调节实际上是通过改变开关电源振荡脉冲的占空比来改变输出电压。当电源电压为满幅度时，电源通过低通滤波器加到负载上的功率最大。若占空比下降到原来的1煌，电压就降至原来的一半，负载上的功率就降至1／4。但对原信号的调制还是在满信号输入时进行，所以音频信号的动态、细节分辨率都得到充分利用。
概述D类功放电路工作原理
D类功放电路结构框图如图1所示。由PWM调制器、半桥开关器件的MOSFET、LC 低通滤波器和扬声器负载等组成。由图1中可见，输出端的PWM信号，再经R1、CR构成的积分器反馈后与基准信号进行比较，基准信号为输入音频信号的取样信号，其频率下限应是最高音频信号频率的两倍以上，上限为500kHZ。输出端LC组成的低通滤波器滤除输出信号中的调制脉冲信号成分。
D类功放的基本电路结构
电路设计时，如果取样频率选择不当，会导致输出波形的变化，动态范围变窄，工作中当电感L出现磁饱和时，信号失真度将会骤然增大。
1.补偿型PWM调制方式
此调制方式为PWM常见的类型。为了充分抑制PWM方式输出信号中的纹波，当取样频率较高，要求低通滤波器有足够的带外衰减量，其中的一种电路如图2所示。该电路在PWM调制器中设置反馈环路，有效地抑制了输出信号中的脉冲成分。输出端采用小型变换器作为检测器件，检测出的输出脉冲信号与音频输入信号进行比较后的误差信号对电压控制器起反馈调节作用，大大减少了残留的0脉冲成分。图2中的延时电路D对输入——输出信号间的延迟进行补偿；延时电路T对PWM调制和开关器件的延时进行补偿。
图２反馈环路式PWM调制方式电路框图
2.Δ∑调制方式
Δ∑调制是1bit调制的经典方式。这种方式的优点在于取样频率非常高，量化脉冲分散在很宽的频带中，信号频带内的脉冲密度低。两级Δ∑量化脉冲发生电路框图如图3所示。
图３PWMΔ∑调制方式电路框图
量化脉冲发生器的组合可以降低噪声。该电路使频带内的残余脉冲分布在很宽的频带里，在使用滤波器后，抑制噪声能力大为提高。为了得到更好的动态特性，增加量化次数是行之有效的方法。图4(a)是4次量化脉冲发生器LSI芯片的内部电路框图及应用电路。它的输出失真特性曲线如图4(b)所示。这种实用芯片对D类功放的开发和普及大有帮助。该芯片的型号为LM4663MT，采用24脚TSSOP封装。
图４４次量化脉冲LSI芯片框图及其失真特性曲线
基于D类功放的宽范围可调开关电源的设计
摘要：结合PWM开关电源的原理对D类功放的工作原理进行了分析，提出了在D类功放基础上构建PWM正负可调开关电源的方法，并在成品D类功放器件基础上，成功地实现了经济实用的开关电源。
关键词：D类功放；PWM开关电源；反馈；稳压
0 引言
很多电子设备的开发研制过程中，都需要各种各样的实验与测试用通用稳压电源。这一
类电源要求有较宽的调节范围、一定的输出功率以及完善的保护功能。以往的实验与测试用电源，为了实现输出的宽范围调节，大多使用基于模拟串、并联电路的稳压方式，其效率低下已是人们的共识。PWM脉宽调制开关电源的出现，大大提高了电源的效率，可是，现在的PWM开关电源的运用，大多局限在成品电器设备的固定电压的输出模式，其电压可调范围十分有限，而开关电源在通用电源的宽范围可调应用上并不普遍，特别是在对称的正负范围输出的可调应用上，即使有这样的产品其价格也相对较高。
作者结合PWM开关电源的原理对D类功放的工作原理进行了分析，认为利用D类功放可以在较为经济的条件下，方便地实现宽范围可调的PWM开关电源。
1 D类功率放大器的工作原理
如图1所示，D类音频功率放大器由两部分构成。第一部分是输入比较和PWM信号形成电路，该电路中的三角波发生器产生固定频率和幅度的三角波信号作为脉宽调制的比较标准，通过比较器和输入的音频信号进行比较后输出PWM信号，该信号的脉宽是随着音频信号幅度的变化而成正比例地变化。放大器中的三角波、音频正弦信号产生的PWM波形及关系如图2所示。第二部分是H桥脉宽功率放大电路和输出大功率滤波电路，如图3所示。
图1 D类功放原理框图
图2 放大器中的三角波、音频正弦信号产生的PWM波形及其相互关系
图3 大功率输出部分（H桥和滤波电路）
第一部分电路得到的PWM信号经过整形放大，驱动H桥中与高压大功率电源相连的的
4只大功率CMOS开关管轮流导通，控制末级电源向负载提供的电流，从而获得大功率的PWM信号，该信号再经过负载前的LC滤波器，利用电感电容的充放电效应在负载上获得大功率的音频信号。D类功放中H桥输出的稳定程度，决定于给H桥供电电源的稳定性，故在D类功放末级必须使用稳压电源。
2 在D类功率放大器原理基础上实现PWM调制开关电源的设计思路
从上面分析D类功率放大器的工作原理可以得出下述几点推理。
1）当在音频输入端送入的信号是一个固定的直流电压值时，将在功放的输出端得到一个固定的电压输出值。与音频功放的情况不同，是从不稳定的大功率电源获得稳定的电压输出，即在H桥上连接的不是已经稳压的电源，而是仅仅经过简单整流滤波的非稳压电源。在输入信号足够稳定的情况下，输出电压的相对稳定要依靠输出和输入之间构建合适的反馈回路来实现。
2）当在输出端接上一个电位器调节放大器的输入信号在一个正负范围内发生变化时，放大器的输出也在给H桥供电的电源的正负幅值之间发生着变化，输入的一个很小的变化就可以在输出获得较大的从负到正的电压调整范围，故实现宽范围正负电压输出调节也是可能的。
3）由于电源设计是基于D类功放的，是工作在PWM的方式下，与PWM开关电源有相同的能量利用效率。
基于上述思路，设计出电路的原理框图如图4所示。
图4 D类功放开关电源框图
3 在D类放大器的基础上进行可调稳压电路的设计
3．1 PWM脉冲基本频率的设定
由于D类功放的PWM信号频率基于三角波发生器的频率，而且是为音频信号服务的，所以，三角波和PWM频率一般都设计得较高，为150～500kHz，这使得开关电源的输出电压的纹波小，电源的纹波系数高。因此，这一部分仍然使用原来的三角波发生器的设计，可以不改动原来的核心电路，特别是在使用成品D类功放电路构造开关电源时可以不改动原电路。
如果不用成品D类功放电路构造开关电源，可以使用LM556等电路来构造三角波发生器，具体电路及振荡频率的计算已有很多资料介绍，不再赘述。
三角波的输出应有足够的幅度，一般选±VPP=±（3～5）V，以给比较电路足够的信号强度。
3．2 电压调整部分的设计
电压调整部分的设计就是要改造原来的D类功放的输入端，即去掉原来的输入耦合电容，把一个可调稳压电路（如图5所示）的输出连接到输入端，代替原来的音频信号，使原来的功放输入信号Vin=（VW＋Vf）可以随着WR的调节在正负区间变化。
图5 电压调节与采样稳压部分电路设计图
3．3 稳压部分电路的设计
作为一个开关电源，应具有足够的电压稳定度，这就要有采样电路在输出端进行电压采样，并经过反馈电路反相回送到输入端，通过对输入直流电压大小的控制完成电源的PWM 脉宽调节，控制输出电压稳定在WR调节设定的电压值上，电压采样与反馈实验电路设计如图5所示。
稳压工作原理可分析如下：
在D类功放输入端送入一个直流电压，在输出端得到一个滤波后的直流电压，输入端的正负变化将在输出的正负相端得到对应的正负电压输出，从而在采样电路的Ro上获得一个电压降ΔVR，ΔVR经反相放大后再和参考电压进行叠加，形成输入端的调节电压Vin，送入D类功放的输入端。例如，当输出电压的绝对值增加，则有
│ΔVR│↑—→│Vf│↓—→│Vin│=│VW＋Vf│↓—→PWM正或负相脉宽变窄—→输出滤波后电压│Uout│降低—→稳压。反之亦然。
3．4 输出滤波电路部分的设计与改造
D类功放的输出通过H桥直连滤波电路，因此，在一定条件下运用时可以省去开关变压器，降低整个电路的成本。
D类功放的输出滤波器参数（滤波电感L、滤波电容C）的大小是按照音频输出要求选定的，故其输出截止频率f较高，一般在20kHz以上。但运用到电源电路上,输出的是一个直流电压信号，所以，截止频率应该很低，故滤波电感L和滤波电容C都取得较大，这可以参照一般的PWM开关电源的参数，比如滤波电容的容量要达到1000μF以上，以尽量地滤除交流信号。这一部分的电路如图6所示。
图6 输出滤波部分电路结构
3．5 基于D类功率放大器的开关电源整体电路设计
根据上述分析与设计构成的，基于D类功率放大器的开关电源整体电路设计如图7所示，对应的输入端的可调电压信号、三角波及PWM波形、输出PWM电压波形以及滤波输出电压波形的对应关系如图8所示。
图7 基于D类功率放大电路开关电源电路图
(a) 三角波发生器输出
(b) Vin>0、Vout>0，PWM波形和负载上的电压波形
(c) Vin<0、Vout<0，PWM波形和负载上的电压波形
图8 输入端的可调电压信号、三角波及PWM波形、输出PWM电压波形、
滤波输出电压波形的对应关系
由此可见，通过对D类功放的开关电源的改造构成了一个实用的PWM开关电源。
4 D类功率集成电路在实用宽范围可调PWM开关电源的运用实践与分析
当前的D类功率放大器集成电路（包括前端控制电路和后级H桥）种类繁多，功能完善，放大器内部已具有完善的误差反馈放大电路、保护电路、三角波发生器和比较器等。为开发经济实用、功能完善的通用开关电源提供了极大的方便。
图9就是在利用美国国家半导体公司新推出的LM4651和LM4652设计的D类超低音功率放大器电路基础上，改造成的一款通用开关电源的实验电路（其中的括号内的元件参数是按电源运用而使用的）。
图9 用LM4651＋LM4652D类功放模块构建的实验PWM开关电源
LM4651是PWM控制/驱动器IC，内置振荡器、PWM比较器、误差放大器、反馈放大器、电平移位与高端驱动器、低端驱动器及欠压、过热、短路和过调制保护电路。
LM4652是采用15脚（其中脚6、8、9、11、12未连接）TO－220封装的半桥功率MOSFETIC，4只MOSFET的击穿电压V(BR)DSS=50V，漏极电流ID=10A，通态电阻RDS(ON)=200mΩ（典型值），开启电压VGS(th)=0.85V（典型值）。
LM4651中振荡器频率fosc=1×109/(4000＋Rosc)，其中Rosc=R6=3.9kΩ，于是PWM频率fosc=125kHz。
输入的直流调整信号Vin经C1及R1和脚10输入到增益为17．5dB的误差放大器。
LM4652的脚7和脚15上的H桥开关输出通过RC滤波器滤波，由R7～R10的采样电路取样后，反馈至LM4651的脚14、脚19经内部反馈测量放大器，再从脚9输出到脚10，为误差放大器提供一个单端反馈信号Vf，反馈电压Vf和Vin叠加形成开关电源的脉宽调制与电压控制信号（Vc）。Vc=Vin＋Vf与振荡器产生的三角波进行比较，在PWM比较器输出端产生一个占空比与输入电平成正比的方波脉冲，以驱动IC2中的功率MOSFET。
LM4652脚7和脚15的开关输出，经L1、C16和L2、C17低通滤波，向负载输出直流电压、电流。
这款实验电路的输出电压随输入端WR的调节，可以在接近电源±VEE的幅度实现随意的调节和稳定的输出。但其功率受LM4652的限制，最大输出在100W左右，略小于它在音频功放时的输出，同时，由于LM4652本身耐压和功耗的限制，而没有用220V的交流直接整流供电给末级，而是通过变压器降压到音频运用时的电压范围（±24V/18V交流）。在实际开关电源运用时，可以通过使用分立器件的大功率高耐压开关器件来替代LM4652，从而构成实用的开关电源输出电路。
5 结语
通过上面实验电路的设计与制作说明，基于D类功?放大器集成电路的开关电源是完全可以实现的。利用现成的D类功放成品器件制作PWM开关电源，避免了在开发通用宽范围
可调开关电源的核心控制电路上的设计花费与制作，同时构成的电源电路又相对简单，配以
各种功率的H桥可以获得各种功率的输出，以适用于更为广泛的应用场合。