阻抗匹配的研究
在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多样，但是在具体的系统中怎样才能比较合理的应用，需要衡量多个方面的因素。例如我们在系统中设计中，很多采用的都是源段的串连匹配。对于什么情况下需要匹配，采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式。例如：差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源段匹配；
1、串联终端匹配
串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻R，使源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射.
串联终端匹配后的信号传输具有以下特点：
A 由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50％向负载端传播；
B 信号在负载端的反射系数接近＋1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50％。
C 反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同；
D 负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；
E 反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。
相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。
选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电源电压为＋4.5V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37Ω，在高电平时典型的输出阻抗为45Ω[4]；TTL驱动器和CMOS驱动一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL或CMOS电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考虑。
链状拓扑结构的信号网路不适合使用串联终端匹配，所有的负载必须接到传输线的末端。否则，接到传输线中间的负载接受到的波形就会象图 3.2.5中C 点的电压波形一样。可以看出，有一段时间负载端信号幅度为原始信号幅度的一半。显然这时候信号处在不定逻辑状态，信号的噪声容限很低。
串联匹配是最常用的终端匹配方法。它的优点是功耗小，不会给驱动器带来额外的直流负载，也不会在信号和地之间引入额外的阻抗；而且只需要一个电阻元件。
2、并联终端匹配
并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很小的情况下，通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，达到消除负载端反射的目的。实现形式分为单电阻和双电阻两种形式。
并联终端匹配后的信号传输具有以下特点：
A 驱动信号近似以满幅度沿传输线传播；
B 所有的反射都被匹配电阻吸收；
C 负载端接受到的信号幅度与源端发送的信号幅度近似相同。
在实际的电路系统中，芯片的输入阻抗很高，因此对单电阻形式来说，负载
端的并联电阻值必须与传输线的特征阻抗相近或相等。假定传输线的特征阻抗为50Ω，则R值为50Ω。如果信号的高电平为5V，则信号的静态电流将达到100mA。由于典型的TTL或CMOS电路的驱动能力很小，这种单电阻的并联匹配方式很少出现在这些电路中。
双电阻形式的并联匹配，也被称作戴维南终端匹配，要求的电流驱动能力比单电阻形式小。这是因为两电阻的并联值与传输线的特征阻抗相匹配，每个电阻都比传输线的特征阻抗大。考虑到芯片的驱动能力，两个电阻值的选择必须遵循三个原则：
⑴．两电阻的并联值与传输线的特征阻抗相等；
⑵．与电源连接的电阻值不能太小，以免信号为低电平时驱动电流过大；
⑶．与地连接的电阻值不能太小，以免信号为高电平时驱动电流过大。
并联终端匹配优点是简单易行；显而易见的缺点是会带来直流功耗：单电阻方式的直流功耗与信号的占空比紧密相关？；双电阻方式则无论信号是高电平还是低电平都有直流功耗。因而不适用于电池供电系统等对功耗要求高的系统。另外，单电阻方式由于驱动能力问题在一般的TTL、CMOS系统中没有应用，而双电阻方式需要两个元件，这就对PCB的板面积提出了要求，因此不适合用于高密度印刷电路板。
当然还有：AC终端匹配；
基于二极管的电压钳位等匹配方式
理论上讲,分三种,而实际应用上分很多种.方式不一样，目的是一至的。为最大功率
通常对某个频点上的阻抗匹配可利用SMITH圆图工具进行, 两个器件肯定能搞定, 即通过串+并联电感或电容即可实现由圆图上任一点到另一点的阻抗匹配, 但这是单频的。而手机天线是双频的, 对其中一个频点匹配,必然会对另一个频点造成影响, 因此阻抗匹配只能是在两个频段上折衷.
在某一个频点匹配很容易，但是双频以上就复杂点了。因为在900M完全匹配了，那么1800处就不会达到匹配，要算一个适合的匹配电路。最好用仿真软件或一个点匹配好了，在
网络分析仪上
的 S11参数下调整，因为双频的匹配点肯定离此处不会太远。，只有两个元件匹配是唯一的，但是 pi 型网络匹配，就有无数个解了。这时候需要仿真来挑，最好使用经验。
仿真工具在实际过程中几乎没什么用处。因为仿真工具是不知道你元件的模型的。你必须要输入实际元件的模型，也就是说各种分布参数，你的结果才可能
与实际相符。一个实际电感器并不是简单用电感量能衡量的，应该是一个等效网络来模拟。本人通常只会用仿真工具做一些理论的研究。
实际设计中，要充分明白Smith圆图的原理，然后用网络分析仪的圆图工具多调试。懂原理让你定性地知道要用什么件，多调是要让你熟悉你所用的元件会在实际的圆图上怎么移动。（由于分布参数及元件的频率响应特性的不同，实际件在圆图上的移动和你理论计算的移动会不同的）。
双频的匹配的确是一个折衷的过程。你加一个件一定是有目的性的。以GSM、DCS双频来说，你如果想调GSM而又不太想改变DCS，你就应该选择串连电容、并联电感的方式。同样如果想调DCS，你应该选择串电感、并电容。
理论上需要2各件调一个频点，所以实际的手机或者移动终端通常按如下规律安排匹配电路：对于简单一些的，天线空间比较大，反射本来就较小的，采用Pai型（2并一串），如常规直板手机、常规翻盖机；稍微复杂些的采用双L型（2串2并）：对于更复杂的，采用L＋Pai型（2串3并），比如用拉杆天线的手机。
记住，匹配电路虽然能降低反射，但同时会引入损耗。有些情况，虽然驻波比好了，但天线系统的效率反而会降低。所以匹配电路的设计是有些忌讳的；比如在GSM、DCS手机中匹配电路中，串联电感一般不大于5.6nH。还有，当天线的反射本身比较大，带宽不够，在smith图上看到各频带边界点离圆心的半径很大，一般加匹配是不能改善辐射的。
天线的反射指标（VSWR，return loss）在设计过程中一般只要作为参考。关键参数是传输性参数（如效率，增益等）。有人一味强调return loss，一张口要－10dB，驻波比要小于1.5，其实没有意义。我碰到这种人，我就开玩笑说，你只要反射指标好，我给你接一个50欧姆的匹配电阻好了，那样驻波小于1.1啊，至于你手机能不能工作我就不管了！
SWR驻波比仅仅说明端口的匹配程度，即阻抗匹配程度。匹配好，SWR小，天线输入端口处反射回去的功率小。匹配不好，反射回去的功率就大。至于进入天线的那部分功率是不是辐射了，你根本不清楚。天线的效率是辐射到空间的总功率与输入端口处的总功率之比。所以SWR好了，无法判断天线效率一定就高（拿一个50ohm的匹配电阻接上，SWR很好的，但有辐射吗？）。但是SWR不好了，反射的功率大，可以肯定天线的效率一定不会高。SWR好是天线效率好的必要条件而非充分条件。SWR好并且辐射效率（radiation efficiency）高是天线效率高的充分必要条件。当SWR为理想值（1）时，端口理想匹配，此时天线效率就等于辐射效率。
当今的手机，天线的空间压缩得越来越小，是牺牲天线的性能作为代价的。对于某些多频天线，甚至VSWR达到了6。以前大家比较多采用外置天线，平均效率在50％算低的，现在50％以上的效率就算很好了！看一看市场上的手机，即使是名公司的，如Nokia等，也有效率低于20％的。有的手机(滑盖的啊，旋转的啊)甚至在某些频点的效率只有10％左右。
见过几个手机内置天线的测试报告，天线效率基本都在30-40%左右，当时觉得实在是够差的（比我设计的微带天线而言），现在看来还是凑合的了。不过实际工程中，好像都把由于S11造成的损耗和匹配电路的损耗计在效率当中了，按天线原理，只有介质损耗（包括基板引起的和手机内磁铁引起的）和金属损耗（尽管很小）是在天线损耗中的，而回损和匹配电路的损耗不应该记入的。不过工程就是工程啊，这样容易测试啊
1 引言
gsm手机不论是在研发、生产还是在维修中，有四项rf电气指标肯定是必须测量的，中有三项是发射指标，即：射频输出功率、频率误差、相位误差，还有一项是接收指标即灵敏度。相位误差(pe)是一项非常重要的指标。在欧洲gsm的电信标准中规定：pe的峰值不得大于20度、有效值不得大于5度。当pe 指标有问题时，轻则会影响话音质量(失真度变大或有咯咯声)、严重时则会使手机脱离gsm服务网。
2 pe的定义
要想提高某项指标的水平，首先是必须了解那一项指标的定义。pe的定义是：它是指i路(同相)与q路(正交)之间的相位平衡度(phase balance)，换句话说即是：i与q之间的正交性误差(quadrature error)。若某一时刻pe 的采样点设为pe (j)，根据欧洲电信标准gsm11．10则有：
max {pe (j)} ≤20o
rms {pe (j) } = {∑nj =1pe2 (j)/n}1/2 ≤5o ,
j＝1，2，3，… n，n≥294 (1)
gsm手机综测仪在测量和计算pe时，采样时间一般取当前的10个突发(burst)长度(一个burst长度等于 577微秒)。
3 减小pe的方法
3．1 发射部分的方案考虑
目前主要有两种方案：一种是上变频方案；另一种是0ffset频率方案。这两种方案的差别在于rf已调信号的形成方法：前者是通过传统的由if到rf 的频谱搬迁，而后者则是通过增加一个if pll，用其输出来控制一个专用的发射vc0，从而达到实现rf调制信号的目的。从性能来看，后一方案的频率误差和pe较小；从电路的复杂程度来看，前一方案简单；从综合的性能价格比来看，后一方案具有优势，故现在绝大多数的手机都采用offset频率方案，这有利于减小频率误差和pe。详细的方案可参阅有关的技术文献，在此不再进一步地说明。
3．2 频率合成器参考频率fr的选择
θ=ωt , dθ=t?dω+ω?dt , ω=2πf
从上式可以看出：在频率误差dω相同的情况下，降低频率有利于减小dθ，因而可减小pe。手机的fr有两种选择：13mhz或26mhz，从减小pe的角度来考虑，选13mhz为好。
3．3 在i／q正交调制器的输入端采用lpf
该lpf一般采用无源rc型lpf。在gsm体制中，传输每一个bit的时间是3．69微秒，故传输速率是1000／3．69＝270．8kbps。在理论上，gmsk 的调制频谱要利用调制bit的无限随机序列再通过复杂的计算来得到。理论和实际测量都表明：gmsk调制频谱的60db带宽为330khz，在此带宽内的频谱已包含了绝大部分的能量，因此选lpf的截止频率为330khz是合适的。我们可采用图1所示的一阶rc lpf电路。其截止频率的计算公式为：
τ＝rc＝2×1000×220×10-12＝0．44μs
截止频率＝1000／(2π·τ)＝1000／(6.28 × 0.44)＝362khz (注：在工作频段内，电容呈现的阻抗应为几千欧姆左右)
3．4 1／q正交调制器采用双端输入、输出方式
与单端方式相比较，双端方式可以降低串话(cross-talk)干扰，减小噪声和pe。要采用双端输入、输出方式，肯定会遇到单端与双端之间的转换问题，为了降低成本，一般均用无源器件来完成转换，常采用的电路是lg网络或balun(一种平衡——不平衡转换传输线变压器)。现介绍一下如何设计lg型单端←→双端转换电路。电路如图2所示。该电路的特点是：共用了7个lg元件，其成本比采用balun要低，但指标比采用balun要差一点。具体采用何种电路，得由设计者根据情况来确定。在图2中，由ll、cl组成lpf，其输出的电压滞后于电流；l2和c2组成hpf，其相位输出特性与lpf相反，即输出电压超前于电流；c3、c4在工作频率范围内呈现交流短路，同时隔离直流电压；l3对中心工作频率的阻抗等于与它相匹配器件的阻抗。对于e-gsm体制，发射的工作频率为880~915mhz，中心频率为897．5mhz。由lg一阶lpf和hpf截止频率的计算公式：
fc＝1／〔2π(lc)1/2〕＝915mhz(lpf)
fc＝1／〔2π(lc)1/2〕＝880mhz(hpf)
若取c1＝2．2pf(并臂阻抗取一百至数百欧姆左右)，则l1＝13．76nh。若取c2＝c1，则l2＝14．88nh。取值处理：对于lpf为了保证有一定的频率设计余量，fc应加大一点即l1要减小一点，而对于hpf则相反。在工程中我们可取l1为12nh，l2为15nh。对于900mhz工作频段，可取c3＝c4＝22pf(呈交流短路几个欧姆)。若无特别说明，一般双端rf的阻抗为2×50ω＝100ω，由此可算出：
l3=zl/2πf=100／(2×3.14x×897.5×106)
=17.74nh(实际可取18nh)
对于工作在其它频率点的转换电路，同样可采用上述方法计算出各个元件的参数。
3．5 直流和交流偏置
i／q正交调制器的直流偏置电平和交流输入电平相当于器件的静态和动态工作点。若工作点不对，则肯定会对指标造成不良影响。一般gsm手机i／
q正交调制器的直流偏置电乎为1.0~1.4v，双端交流输入电乎为0．8~1．0vpp。还有一个重要问题是itsp(同相端)、itxn(反相端)、qtxp qtxn它们之间的交流电平平衡度问题，一般要求平衡度误差小于20mv。若该误差变大，则会使调制频谱的边带指标变差，从而导致pe变大。
(注：一般i／q交流电平的幅度可用示波器来测量，但在研发和维修中还可采用一个更为简便和实用的方法，即用数字万用表的ac200mv档来测量，同样可获得很高的相对测量精度。用vc9801型万用表通过和示波器进行对比测量后，得出换算系数为1．65×8(连续测量有8个timeslot)。例如：若万用表测得的单端交流电压为40mv，则实际上那一脚的单端交流对地电压为：40×1．65×8＝528mvpp)
3．6 频率合成器的输出频谱和直通效应
在gsm手机中用于调制的频率合成器，其谐波抑制指标一般要优于30dbc。调制器的直通效应（feed through effect即vc0的输出载波直接作用于调制器的输出端）要小。若这两项要求不能满足的话，则会降低调制器输出频谱的质量，从而引起pe变大。
3．7 i／q时延调整
根据数学计算公式：θ＝ωt，当频率一定时，若改变时间同样可改变相位。根据这一理论基础，通过物理层软件来控制i路或q路基带信号的时延，可对pe进行补偿校正。
3．8 i／q正交调制器工作频率的选择
若仅从减小pe的角度来考虑，选取较低的调制工作频率是有利的。现在gsm 手机用于正交调制的调制频率一般选取在150~300mhz之间。若采用简单的一次调制即由基带信号直接调制到rf工作频率，则pe指标很难保证，而且对整机的电磁屏蔽要求也非常高。
3．9 emc设计
良好的emc设计对于保证pe指标是极为重要的。emc设计主要采用三项措施：接地、屏蔽和滤波。在gsm手机内采用大面积接地、地线层、汇流条来降低接地阻抗。在电磁屏蔽设计中，屏蔽材料的选择是非常重要的。屏蔽效果取决于所选材料的吸收损耗指标，而该指标与材料相对导磁率的平方根、与材料相对电导率的平方根成正比。因此，选取具有高的相对导磁率和相对电导率的材料能获得好的电磁屏蔽效果。当然屏蔽材料的选择还要考虑到加工成型工艺、加工难度和成本。
3．10 pa部分的设计
目前有两种pa方案可供选择：开环方案(无功率检测)和闭环方案(有功率检测)。在pe指标方面这两种方案没有优劣之分。在pa电路的设计中，有时会出现这样的现象：小功率输出时，pe指标正常；但当大功率输出时，pe指标则超差。出现这种情况的原因在于：(1)在大信号工作的条件下，pa的线性动态范围不够； (2)当输出功率加大时，电源线上的电流也随之变大，若pcb布线或电源去耦不良的话，会造成此故障； (3)pa输出匹配电路设计问题，从而造成vswr变大； (4)emc方案设计不佳，屏蔽材料、屏蔽结构、屏蔽方式选择不当。
如何进行GSM手机双频天线的阻抗匹配
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通常对某个频点上的阻抗匹配可利用SMITH圆图工具进行, 两个器件肯定能搞定, 即通过串+并联电感或电容即可实现由圆图上任一点到另一点的阻抗匹配, 但这是单频的。而手机天线是双频的, 对其中一个频点匹配,必然会对另一个频点造成影响, 因此阻抗匹配只能是在两个频段上折衷.
在某一个频点匹配很容易，但是双频以上就复杂点了。因为在900M完全匹配了，那么1800处就不会达到匹配，要算一个适合的匹配电路。最好用仿真软件或一个点匹配好了，在网络分析仪上的 S11参数下调整，因为双频的匹配点肯定离此处不会太远。，只有两个元件匹配是唯一的，但是 pi 型网络匹配，就有无数个解了。这时候需要仿真来挑，最好使用经验。
仿真工具在实际过程中几乎没什么用处。因为仿真工具是不知道你元件的模型的。你必须要输入实际元件的模型，也就是说各种分布参数，你的结果才可能与实际相符。一个实际电感器并不是简单用电感量能衡量的，应该是一个等效网络来模拟。本人通常只会用仿真工具做一些理论的研究。
实际设计中，要充分明白Smith圆图的原理，然后用网络分析仪的圆图工具多调试。懂原理让你定性地知道要用什么件，多调是要让你熟悉你所用的元件会在实际的圆图上怎么移动。（由于分布参数及元件的频率响应特性的不同，实际件在圆图上的移动和你理论计算的移动会不同的）。双频的匹配的确是一个折衷的过程。你加一个件一定是有目的性的。以GSM、DCS双频来说，你如果想调GSM而又不太想改变DCS，你就应该选择串连电容、并联电感的方式。同样如果想调DCS，你应该选择串电感、并电容。理论上需要2各件调一个频点，所以实际的手机或者移动终端通常按如下规律安排匹配电路：对于简单一些的，天线空间比较大，反射本来就较小的，采用Pai型（2并一串），如常规直板手机、常规翻盖机；稍微复杂些的采用双L型（2串2并）：对于更复杂的，采用L＋Pai型（2串3并），比如用拉杆天线的手机。记住，匹配电路虽然能降低反射，但同时会引入损耗。有些情况，虽然驻波比好了，但天线系统的效率反而会降低。所以匹配电路的设计是有些忌讳的；比如在GSM、DCS手机中匹配电路中，串联电感一般不大于5.6nH。还有，当天线的反射本身比较大，带宽不够，在smith图上看到各频带边界点离圆心的半径很大，一般加匹配是不能改善辐射的。天线的反射指标（VSWR，return loss）在设计过程中一般只要作为参考。关键参数是传输性参数（如效率，增益等）。有人一味强调return
loss，一张口要－10dB，驻波比要小于1.5，其实没有意义。我碰到这种人，我就开玩笑说，你只要反射指标好，我给你接一个50欧姆的匹配电阻好了，那样驻波小于1.1啊，至于你手机能不能工作我就不管了！
SWR驻波比仅仅说明端口的匹配程度，即阻抗匹配程度。匹配好，SWR 小，天线输入端口处反射回去的功率小。匹配不好，反射回去的功率就大。至于进入天线的那部分功率是不是辐射了，你根本不清楚。天线的效率是辐射到空间的总功率与输入端口处的总功率之比。所以SWR好了，无法判断天线效率一定就高（拿一个50ohm的匹配电阻接上，SWR很好的，但有辐射吗？）。但是SWR不好了，反射的功率大，可以肯定天线的效率一定不会高。SWR好是天线效率好的必要条件而非充分条件。SWR好并且辐射效率（radiation efficiency）高是天线效率高的充分必要条件。当SWR为理想值（1）时，端口理想匹配，此时天线效率就等于辐射效率。当今的手机，天线的空间压缩得越来越小，是牺牲天线的性能作为代价的。对于某些多频天线，甚至VSWR达到了6。以前大家比较多采用外置天线，平均效率在50％算低的，现在50％以上的效率就算很好了！看一看市场上的手机，即使是名公司的，如Nokia等，也有效率低于20％的。有的手机(滑盖的啊，旋转的啊)甚至在某些频点的效率只有10％左右。
见过几个手机内置天线的测试报告，天线效率基本都在30-40%左右，当时觉得实在是够差的（比我设计的微带天线而言），现在看来还是凑合的了。不过实际工程中，好像都把由于S11造成的损耗和匹配电路的损耗计在效率当中了，按天线原理，只有介质损耗（包括基板引起的和手机内磁铁引起的）和金属损耗（尽管很小）是在天线损耗中的，而回损和匹配电路的损耗不应该记入的。不过工程就是工程啊，这样容易测试啊。对了，再补充一句，软件仿真在一定程度上是对工程有帮助的：当然，仿真的结果准确程度没法跟测试相比，但是通过参数扫描仿真获取的天线性能随参数变化趋势还是有用的，这比通过测试获取数据要快不少，尤其是对某些不常用的参数。
“仿真工具在实际工程中没有什么用处”，是说在设计匹配电路时，更具体一点是指设计双频GSM、DCS手机天线匹配电路时。如果单独理解这句话，无疑是错的。事实上，我一直在用HFSS进行天线仿真，其结果也都是基于仿真结果的。
对了，焊元器件真的是一件费劲的事，而且也有方法的，所谓熟能生巧嘛。大的公司可能给你专门配焊接员，那样你可能就只要说焊什么就可以了。然而，我们在此讨论的是如何有效地完成匹配电路的设计。注意有效性！有效性包括所耗的时间以及选择元器件的准确性。如果没有实际动手的经验，只通过软件仿真得出一种匹配设计然而用到实际天线输入端。呵呵，我可以说，十有八九你的设计会不能用，甚至和你的想象大相径庭！
实际设计中，还有一种情况你在仿真中是无法考虑的（除非你事先测量）。那就是，分布参数对于PIFA的影响。由于如今天线高度越来越小，而匹配电路要么在天线的下方（里面）要么在其下方（外面），反正很近，加入一个实际元件在实际中会引入分布参数的改变。尤其如果电路板排版不好，这种效应会明显一些。实际焊接时，甚至如果一个件焊得不太好，重新焊接一下，都会带来阻抗的变化。所以，PIFA的设计中，通常我们不采用匹配电路（或者叫0ohm匹配）。这就要求你仔细调节优化你的天线。一般来说对现今的柔性电路板设计方案（Flexfilm）比较容易做到，因为修改辐射片比较容易。对于用得比较多的另一种设计方案冲压金属片（stamping metal），相对来说就比较难些了。一是硬度大，受工艺的限制不能充分理由所有空间，二是模具一旦成型要多次修改辐射片的设计也很困难。
在匹配设计上仿真工具有没有很大的用处，没多少人是可以用仿真工具算出匹配来的。再说，有没有很大效果怎么衡量呢？工程上讲究的是快速，准确。为了仿真而仿真，没有实际意义。为了得到一个2、3、最多5个件的匹配你去建立电感、电容的模型，不太值的。还有，你如何考虑上面我提到的PIFA匹配的分布参数的改变？前面我还说到一些匹配电路的忌讳，不是源于理论，完全源于实践。因为天线的设计是希望能提高它的辐射效率(总效率)！我没有成功地在1小时内通过仿真工具找到过准确的匹配电路（就说GSM、DCS）双频的吧，（实际中用视错法是可以的）。
这里也有个问题提出来：现在内置天线中很多带有speaker，speaker 如何影响手机（及天线）的工作以及在HFSS中如何建模？（只有知道问题的前半部分才有可能建好模的
阻抗匹配的研究 在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多样，但是在具体的系统中怎样才 能比较合理的应用，需要衡量多个方面的因素。例如我们在系统中设计中，很多采用的都是源段的串连匹配。对于什么情况下需 要匹配，采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式。 例如：差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源段匹配； 1、串联终端匹配 串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻R，使 源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射. 串联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50％向负载端传播； B 信号在负载端的反射系数接近＋1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50％。 C 反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同； D 负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；？ E 反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。 相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。 选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信 号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电 源电压为＋4.5V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37?，在高电平时典型的输出阻抗为45?[4]；TTL驱动器和CMOS驱动 一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL或CMOS电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考
阻抗匹配基本認識 阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。我们先从直流电压源驱动一个负载入手。由于实际的电压源，总是有内阻的（请参看输出阻抗一问），我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R越小，则输出电流越大。负载R上的电压为：Uo=IR=U×[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R越大，则输出电压Uo越高。再来计算一下电阻R消耗的功率为： P=I2×R=(U/(R+r))2×R=U2×R/(R2+2×R×r+r2) =U2×R/((R-r)2+4×R×r) =U2/(((R-r)2/R)+4×r) 对于一个给定的信号源，其内阻r是固定的，而负载电阻R则 是由我们来选择的。注意式中((R-r)2/R)，当R=r时，(R-r)2/R可 取得最小值0，这时负载电阻R上可获得最大输出功率 Pmax=U2/(4×r)。即，当负载电阻跟信号源内阻相等时，负载可 获得最大输出功率，这就是我们常说的阻抗匹配之一。 对于纯电阻电路，此结论同样适用于低频电路及高频电路。 当交流电路中含有容性或感性阻抗时，结论有所改变，就是需 要信号源与负载阻抗的的实部相等，虚部互为相反数，这叫做共厄匹配。 Z=R+jX ﹐Z=R-jX 在低频电路中，我们一般不考虑传输线的匹配问题，只考虑信号源跟负载之间的情况，因为低频信号的波长相对于传输线来说很长，传输线可以看成是“短线”，反射可以不考虑（可以这么理解：因为线短，即使反射回来，跟原信号还是一样的）。从以上分析我们可以得出结论：如果我们需要输出电流大，则选择小的负载R；如果我们需要输出电压大，则选择大的负载R；如果我们需要输出功率最大，则选择跟信号源内阻匹配的电阻R。 有时阻抗不匹配还有另外一层意思，例如一些仪器输出端是在特定的负载条件下设计的，如果负载条件改变了，则可能达不到原来的性能，这时我们也会叫做阻抗失配。 在高频电路中，我们还必须考虑反射的问题。当信号的频率很高时，则信号的波长就很短，当波长短得跟传输线长度可以比拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不相等（即不匹配）时，在负载端就会产生反射。为什么阻抗不匹配时会产生反射以及特征阻抗的求解方法，牵涉到二阶偏微分方程的求解，在这里我们不细说了，有兴趣的可参看电磁场与微波方面书籍中的传输线理论。 传输线的特征阻抗（也叫做特性阻抗）是由传输线的结构以及材料决定的，而与传输线的长度，以及信号的幅度、频率等均无关。 例如，常用的闭路电视同轴电缆特性阻抗为75Ω，而一些射频设备上则常用特征阻抗为50Ω的同轴电缆。另外还有一种常见的传输线是特性阻抗为300Ω的扁平平行线，这在农村使用的电视天线架上比较常见，用来做八木天线的馈线。因为电视机的射频输入端输入阻抗为75Ω，所以
传输线阻抗匹配方法 匹配阻抗的端接有多种方式，包括并联终端匹配、串联终端匹配、戴维南终端匹配、AC终端匹配、肖特基二极管终端匹配。 1.并联终端匹配 并联终端匹配是最简单的终端匹配技术，通过一个电阻R将传输线的末端接到地或者接到V CC上。电阻R的值必须同传输线的特征阻抗Z0匹配，以消除信号的反射。终端匹配到V CC可以提高驱动器的源的驱动能力，而终端匹配到地则可以提高电流的吸收能力。 并联终端匹配技术突出的优点就是这种类型终端匹配技术的设计和应用简便易行，在这种终端匹配技术中仅需要一个额外的元器件；这种技术的缺点在于终端匹配电阻会带来直流功率消耗。另外并联终端匹配技术也会使信号的逻辑高输出电平的情况退化。将TTL输出终端匹配到地会降低V OH的电平值，从而降低了接收器输入端对噪声的免疫能力。 对长走线进行并联终端匹配后仿真，波形如下： 2.串联终端匹配 串联终端匹配技术是在驱动器输出端和信号线之间串联一个电阻，是一种源
端的终端匹配技术。驱动器输出阻抗R0以及电阻R值的和必须同信号线的特征阻抗Z0匹配。对于这种类型的终端匹配技术，由于信号会在传输线、串联匹配电阻以及驱动器的阻抗之间实现信号电压的分配，因而加在信号线上的电压实际只有一半的信号电压。 而在接收端，由于信号线阻抗和接收器阻抗的不匹配，通常情况下，接收器的输入阻抗更高，因而会导致大约同样幅度值信号的反射，称之为附加的信号波形。因而接收器会马上看到全部的信号电压（附加信号和反射信号之和），而附加的信号电压会向驱动端传递。然而不会出现进一步的信号反射，这是因为串联的匹配电阻在接收器端实现了反射信号的终端匹配。 串联终端匹配技术的优点是这种匹配技术仅仅为系统中的每一个驱动器增加一个电阻元件，而且相对于其它的电阻类型终端匹配技术来说，串联终端匹配技术中匹配电阻的功耗是最小的，而且串联终端匹配技术不会给驱动器增加任何额外的直流负载，也不会在信号线与地之间引入额外的阻抗。 由于许多的驱动器都是非线性的驱动器，驱动器的输出阻抗随着器件逻辑状态的变化而变化，从而导致串联匹配电阻的合理选择更加复杂。所以，很难应用某一个简单的设计公式为串联匹配电阻来选择一个最合适的值。 对长走线进行串联终端匹配后仿真，波形如下： 3.戴维南终端匹配
传输线阻抗匹配的方法 传输线简介传输线（transmission line）输送电磁能的线状结构的设备。它是电信系统的重要组成部分，用来把载有信息的电磁波，沿着传输线规定的路由自一点输送到另一点。 以横电磁（TEM）模的方式传送电能和（或）电信号的导波结构。传输线的特点是其横向尺寸远小于工作波长。主要结构型式有平行双导线、平行多导线、同轴线、带状线，以及工作于准TEM模的微带线等，它们都可借助简单的双导线模型进行电路分析。各种传输TE模、TM模，或其混合模的波导都可认为是广义的传输线。波导中电磁场沿传播方向的分布规律与传输线上的电压、电流情形相似，可用等效传输线的观点分析。 传输线的特性传输线的均匀性 传输导体横截面的形状、使用的材料、导体间的间隔和导体周围的介质，在线路的全部长度上都保持均匀不变的，称为均匀传输线。否则便叫做不均匀传输线。均匀传输线的一次参数均匀地分布于整个传输线上，其数值不随考察点的位置而变化。 传输线在制造和建筑过程中可能出现的偏差，都规定有必要的允许范围。如果出现的不均匀性偏差不超过这些规定，都可以看作是均匀传输线。 性能参数 通常用衰减系数、相移系数、特性阻抗，或与之相对应的其它参数来描述。其数值仅与传输线的结构、几何尺寸、制造传输线使用的材料、工作波长（或工作频率）有关，见表。 传输线阻抗匹配的方法匹配阻抗的端接有多种方式，包括并联终端匹配、串联终端匹配、戴维南终端匹配、AC终端匹配、肖特基二极管终端匹配。 1、并联终端匹配 并联终端匹配是最简单的终端匹配技术，通过一个电阻R将传输线的末端接到地或者接到VCC上。电阻R的值必须同传输线的特征阻抗Z0匹配，以消除信号的反射。终端匹配到VCC可以提高驱动器的源的驱动能力，而终端匹配到地则可以提高电流的吸收能力。
关于阻抗匹配的理解 阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。 我们先从直流电压源驱动一个负载入手。实际的电压源总是有内阻的，我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R越小，则输出电流越大。负载R上的电压为：Uo=IR=U*[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R越大，则输出电压Uo越高。再来计算一下电阻R消耗的功率为： P="I"*I*R=[U/(R+r)]*[U/(R+r)]*R=U*U*R/(R*R+2*R*r+r*r) =U*U*R/[(R-r)*(R-r)+4*R*r] =U*U/{[(R-r)*(R-r)/R]+4*r} 对于一个给定的信号源，其内阻r是固定的，而负载电阻R则是由我们来选择的。注意式中[(R-r)*(R-r)/R]，当R=r时，[(R-r)*(R-r)/R]可取得最小值0，这时负载电阻R上可获得最大输出功率Pmax=U*U/(4*r)。即，当负载电阻跟信号源内阻相等时,负载可获得最大输出功率,这就是我们常说的阻抗匹配之一。对于纯电阻电路，此结论同样适用于低频电路及高频电路。当交流电路中含有容性或感性阻抗时，结论有所改变，就是需要信号源与负载阻抗的的实部相等，虚部互为相反数，这叫做共轭匹配。在低频电路中，我们一般不考虑传输线的匹配问题，只考虑信
号源跟负载之间匹配的情况，因为低频信号的波长相对于传输线来说很长，传输线可以看成是“短线”，反射可以不考虑（可以这么理解：因为线短，即使反射回来，跟原信号还是一样的）。从以上分析我们可以得出结论：如果我们需要输出电流大，则选择小的负载R；如果我们需要输出电压大，则选择大的负载R，如果我们需要输出功率最大，则选择跟信号源内阻匹配的电阻R。有时阻抗不匹配还有另外一层意思，例如一些仪器输出端是在特定的负载条件下设计的，如果负载条件改变了，则可能达不到原来的性能，这时我们也会叫做阻抗失配。 在高频电路中，我们还必须考虑反射的问题。当信号的频率很高时，则信号的波长就很短，当波长短得跟传输线长度可以比拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不匹配（相等），在负载端就会产生反射。为什么阻抗不匹配时会产生反射以及特征阻抗的求解方法，牵涉到二阶偏微分方程的求解，在这里我们不细说了，有兴趣的朋友可参看电磁场与微波方面书籍中的传输线理论。传输线的特征阻抗（也叫做特性阻抗）是由传输线的结构以及材料决定的，而与传输线的长度，以及信号的幅度、频率等均无关。例如，常用的闭路电视同轴电缆特性阻抗为75欧，而一些射频设备上则常用特征阻抗为50欧的同轴电缆。另外还有一种常见的传输线是特性阻抗为300欧的扁平平行线，这在农村使用的电视天线架上比较常见，用来做八木天线的馈线。因为电视机的射频输入端输入阻抗为75欧，所以300欧的馈线将与其不能匹配。实际中是如何解决这个问题的呢？不知道大家有没有留意到，电视机的附件中，有一个300欧到75
高速通讯中阻抗匹配的研究 反弹造成软管自龙头上的挣脱!不仅任务失败横生挫折,而且还大捅纰漏满 脸豆花呢！2.3反之,当握处之挤压不足以致射程太近者,则照样得不到想要的结果。过犹不及皆非所欲,唯有恰到好处才能正中下怀皆大欢喜。2.4上述简单的 生活细节,正可用以说明方波（SquareWave）讯号（Signal）在多层板传输线（TransmissionLine,系由讯号线、介质层、及接地层三者所共同组成）中所进 行的快速传送。此时可将传输线（常见者有同轴电缆CoaxialCable,与微带线MicrostripLine或带线StripLine等）看成软管,而握管处所施加的压力,就好比板 面上“接受端”（Receiver）元件所并联到Gnd的电阻器一般,可用以调节其终点 的特性阻抗（CharacteristicImpedance）,使匹配接受端元件内部的需求。三.传 输线之终端控管技术（Termination）3.1由上可知当“讯号”在传输线中飞驰旅行 而到达终点,欲进入接受元件（如CPU或Meomery等大小不同的IC）中工作时,则该讯号线本身所具备的“特性阻抗”,必须要与终端元件内部的电子阻抗相互匹配 才行,如此才不致任务失败白忙一场。用术语说就是正确执行指令,减少杂讯干 扰,避免错误动作”。一旦彼此未能匹配时,则必将会有少许能量回头朝向“发送端” 反弹,进而形成反射杂讯（Noise）的烦恼。3.2当传输线本身的特性阻抗（Z0） 被设计者订定为28ohm时,则终端控管的接地的电阻器（Zt）也必须是28ohm, 如此才能协助传输线对Z0的保持,使整体得以稳定在28ohm的设计数值。也唯 有在此种Z0=Zt的匹配情形下,讯号的传输才会最具效率,其“讯号完整性”（SignalIntegrity,为讯号品质之专用术语）也才最好。四.特性阻抗（CharacteristicImpedance）4.1当某讯号方波,在传输线组合体的讯号线中,以高准位（HighLevel）的正压讯号向前推进时,则距其最近的参考层（如接地层） 中,理论上必有被该电场所感应出来的负压讯号伴随前行（等于正压讯号反向的
阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图: 基本原理 本文利用史密斯圆图作为RF 阻抗匹配的设计指南。文中给出了反射系数、阻抗和导 纳的作图范例，并用作图法设计了一个频率为60MHz 的匹配网络。 实践证明：史密斯圆图仍然是计算传输线阻抗的基本工具。 在处理RF 系统的实际应用问题时，总会遇到一些非常困难的工作，对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下，需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、功率放大 器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、LNA/VCO 输出与混频器输入之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。 在高频端，寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预 知的影响。频率在数十兆赫兹以上时，理论计算和仿真已经远远不能满足要求，为了得到适当的最终结果，还必须考虑在实验室中进行的RF 测试、并进行适当调谐。需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。 有很多种阻抗匹配的方法，包括: ? 计算机仿真: 由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配，所以使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。另外，除非计算机是专门为这个用途制造的，否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。 ? 手工计算: 这是一种极其繁琐的方法，因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。 ? 经验: 只有在RF 领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之，它只适合于资深的专家。 ? 史密斯圆图: 本文要重点讨论的内容。 本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识，并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例，比如找出匹配网络元件的数值。当然，史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络，还能帮助设计者优化噪声系数，确定品质因数的影响以及进行稳定性分析。 w w w . p c b t e c h .n e t
一、50ohm特征阻抗 终端电阻的应用场合：时钟，数据，地址线的终端串联，差分数据线终端并联等。 终端电阻示图 B.终端电阻的作用： 1、阻抗匹配，匹配信号源和传输线之间的阻抗，极少反射，避免振荡。 2、减少噪声，降低辐射，防止过冲。在串联应用情况下，串联的终端电阻和信号线的分布电容以及后级电路的输入电容组成RC滤波器，消弱信号边沿的陡峭程度，防止过冲。 C.终端电阻取决于电缆的特性阻抗。 D.如果使用0805封装、1/10W的贴片电阻,但要防止尖峰脉冲的大电流对电阻的影响，加30PF的电容. E.有高频电路经验的人都知道阻抗匹配的重要性。在数字电路中时钟、信号的数据传送速度快时，更需注意配线、电缆上的阻抗匹配。 高频电路、图像电路一般都用同轴电缆进行信号的传送，使用特性阻抗为Zo＝150Ω、75Ω的同轴电缆。 同轴电缆的特性阻抗Zo，由电缆的内部导体和外部屏蔽内径D及绝缘体的导电率er 决定：
另外，处理分布常数电路时，用相当于单位长的电感L和静电容量C的比率也能计算，如忽略损耗电阻，则 图1是用于测定同轴电缆RG58A/U、长度5m的输入阻抗ZIN时的电路构成。这里研究随着终端电阻RT的值，传送线路的阻抗如何变化。 图1 同轴传送线路的终端电阻构成 只有当同轴电缆的特性阻抗Zo和终端阻抗RT的值相等时，即ZIN＝Zo＝RT称为阻抗匹配。 Zo≠RT时随着频率f，ZIN变化。作为一个极端的例子，当RT＝0、RT＝∞时可理解其性质(阻抗以，λ/4为周期起伏波动)。 图2是RT＝50Ω(稍微波动的曲线)、75Ω、dOΩ时的输人阻抗特性。当Zo≠RT时由于随着频率，特性阻抗会变化，所以传送的电缆的频率特上产生弯曲.
英文名称：impedance matching 基本概念 信号传输过程中负载阻抗和信源内阻抗之间的特定配合关系。一件器材的输出阻抗和所连接的负载阻抗之间所应满足的某种关系，以免接上负载后对器材本身的工作状态产生明显的影响。对电子设备互连来说，例如信号源连放大器，前级连后级，只要后一级的输入阻抗大于前一级的输出阻抗5-10倍以上，就可认为阻抗匹配良好；对于放大器连接音箱来说，电子管机应选用与其输出端标称阻抗相等或接近的音箱，而晶体管放大器则无此限制，可以接任何阻抗的音箱。 匹配条件 ①负载阻抗等于信源内阻抗，即它们的模与辐角分别相等，这时在负载阻抗上可以得到无失真的电压传输。 ②负载阻抗等于信源内阻抗的共轭值，即它们的模相等而辐角之和为零。这时在负载阻抗上可以得到最大功率。这种匹配条件称为共轭匹配。如果信源内阻抗和负载阻抗均为纯阻性，则两种匹配条件是等同的。 阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。 当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份绝对值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。 阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。史密夫图表上。电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。 共轭匹配 在信号源给定的情况下，输出功率取决于负载电阻与信号源内阻之比K，当两者相等，即K=1时，输出功率最大。然而阻抗匹配的概念可以推广到交流电路，当负载阻抗与信号源阻抗共轭时，能够实现功率的最大传输，如果负载阻抗不满足共轭匹配的条件，就要在负载和信号源之间加一个阻抗变换网络，将负载阻抗变换为信号源阻抗的共轭，实现阻抗匹配。 匹配分类 大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。 要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。 1. 改变阻抗力 把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代
阻抗匹配的研究 ?＞分事 在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多样，但是在具 体的系统中怎样才 能比较合理的应用，需要衡量多个方面的因素。例如我们在系统中设计中，很多采用的都是源段的串连匹 配。对于什么情况下需 要匹配，采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式。 例如：差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源段匹配； 1、串联终端匹配 串联终端匹配的理论岀发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间 串接一个电阻R，使 源端的输岀阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射 串联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50 %向负载端传播； B信号在负载端的反射系数接近+ 1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50 %。 C反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同； D负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；？ E反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。 相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。 选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输岀阻抗之和与传输线的特征阻 抗相等。理想的信 号驱动器的输岀阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输岀阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输岀 阻抗可能不同。比如电 源电压为+ 4.5V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37?，在高电平时典型的输出阻抗为45?[4] ；TTL驱动器和CMOS驱动 一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL或CMOS电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考
差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源端匹配； 1、串联终端匹配 串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻R，使源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射. 串联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50％向负载端传播； B 信号在负载端的反射系数接近＋1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50％。 C 反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同； D 负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；？ E 反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。 相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。 选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电源电压为＋4.5V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37Ω，在高电平时典型的输出阻抗为45Ω[4]；TTL驱动器和CMOS驱动一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL 或CMOS 电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考虑。 链状拓扑结构的信号网路不适合使用串联终端匹配，所有的负载必须接到传输线的末端。否则，接到传输线中间的负载接受到的波形就会象图3.2.5中C点的电压波形一样。可以看出，有一段时间负载端信号幅度为原始信号幅度的一半。显然这时候信号处在不定逻辑状态，信号的噪声容限很低。 串联匹配是最常用的终端匹配方法。它的优点是功耗小，不会给驱动器带来额外的直流负载，也不会在信号和地之间引入额外的阻抗；而且只需要一个电阻元件。 2、并联终端匹配 并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很小的情况下，通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，达到消除负载端反射的目的。实现形式分为单电阻和双电阻两种形式。 并联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 驱动信号近似以满幅度沿传输线传播； B 所有的反射都被匹配电阻吸收； C 负载端接受到的信号幅度与源端发送的信号幅度近似相同。 在实际的电路系统中，芯片的输入阻抗很高，因此对单电阻形式来说，负载端的并联电阻值必须与传输线的特征阻抗相近或相等。假定传输线的特征阻抗为50Ω，则R值为50Ω。如果信号的高电平为5V，则信号的静态电流将达到100mA。由于典型的TTL或CMOS电路的驱动能力很小，这种单电阻的并联匹配方式很少出现在这些电路中。 双电阻形式的并联匹配，也被称作戴维南终端匹配，要求的电流驱动能力比单电阻形式小。这是因为两电阻的并联值与传输线的特征阻抗相匹配，每个电阻都比传输线的特征阻抗大。考虑到芯片的驱动能力，两个电阻值的选择必须遵循三个原则：
功率放大器设计的关键：输出匹配电路的性能 2008-05-15 17:51:20 作者：未知来源:电子设计技术 关键字：功率放大器匹配电路匹配网络s参数串联电阻输出功率Cout耗散功率网络分析仪高Q值对于任何功率放大器（功率放大器）设计，输出匹配电路的性能都是个关键。但是，在设计过程中，有一个问题常常为人们所忽视，那就是输出匹配电路的功率损耗。这些功率损耗出现在匹配网络的电容器、电感器，以及其他耗能元件中。功率损耗会降低功率放大器的工作效率及功率输出能力。 因为输出匹配电路并不是一个50Ω的元件，所以耗散损失与传感器增益有很大的区别。输出匹配的具体电路不同，损耗也不一样。对于设计者而言，即使他没有选择不同技术的余地，在带宽和耗散损失之间，在设计方面仍然可以做很多折衷。 匹配网络是用来实现阻抗变化的，就像是功率从一个系统或子系统传送另一个系统或者子系统，RF设计者们在这上面下了很大的功夫。对于功率放大器，阻抗控制着传送到输出端的功率大小，它的增益，还有它产生的噪声。因此，功率放大器匹配网络的设计是性能达到最优的关键。 损耗有不同的定义，但是这里我们关心的是在匹配网络中，RF功率以热量的形式耗散掉的损耗。这些损耗掉的功率是没有任何用途。依据匹配电路功能的不同，损耗的可接受范围也不同。对功率放大器来讲，输出匹配损耗一直是人们关注的问题，因为这牵涉到很大的功率。效率低不仅会缩短通话时间，而且还会在散热和可靠性方面带来很大的问题。 例如，一个GSM功率放大器工作在3.5V电压时，效率是55%，能够输出34dBm的功率。在输出功率为最大时，功率放大器的电流为1.3A。匹配的损耗在0.5dB到1dB的数量级，这与输出匹配的具体电路有关。在没有耗散损失时，功率放大器的效率为62%到69%。尽管损耗是无法完全避免的，但是这个例子告诉我们，在功率放大器匹配网络中，损耗是首要问题。 耗散损失 现在我们来看一个网络，研究一个匹配网络（图1a）中的耗散损失。电源通过无源匹配网络向无源负载传输功率。在电源和负载阻抗之间没有任何其他的限制。把匹配网络和负载合在一起考虑，电源输出一个固定量的功率Pdel 到这个网络（图1b）。输出功率的一部分以热量的形式耗散在匹配网络中。而其余的则传输到负载。Pdel是传输到匹配网络和负载（图1c）上的总功率，PL是传输到负载的那部分功率。 了解了这两个量，我们就可以知道，实际上到底有多大的一部分功率是作为有用功率从电源传输到了负载，其比例等于PL/Pdel。 这是对功率放大器输出匹配的耗散损失的正确测量，因为它只考虑了实际传输功率以及耗散功率。反射功率没有计算进去。 由此可知，这个比例就等于匹配网络工作时的功率增益GP。而工作时的功率增益完整表达式为： 这里，是负载反射系数，是匹配网络的s参数， 损失就是增益的倒数。因此，耗散损失可以定义为： Ldiss = 1/GP。 对于功率放大器而言，我们为它设计的负载一般是50Ω。通常，我们用来测量s参数的系统阻抗也是50Ω。如果系统阻抗和负载都是50Ω，那么就为0，于是，上面的表达式就可以简化为： 在计算一个匹配网络的耗散损失时，只需要知道它的传输值和反射散射参数的大小，这些可以很容易地从s参数的计算过程中得到，因为网络分析仪通常都会采用线性的方式来显示s参数的值。在评估输入和级间耗散损失时，负载的阻抗不是50Ω，但是上述的规律依然适用。 因为反射和耗散损失很容易混淆，射频工程师有时就会采用错误的方法来计算耗散损失。而最糟糕的方法就是采用未经处理的s21来进行计算。一个典型的匹配网络在1GHz（图2）时，对功率放大器而言，是数值为4+j0Ω的负载阻抗。匹配网络采用的是无损耗元件来进行模拟的，所以在匹配网络中不存在功率的耗散问题。然而，s21却是-6dB，因为在50Ω的源阻抗和4Ω的负载之间存在着巨大的不匹配问题。作为一个无损耗网络，除了一些数字噪音外，模拟的耗散损失为0dB。 在电路的模拟当中，我们可能可以采用s21来求出正确的耗散损失。这一过程包括采用复杂模拟负载线的共轭
怎样理解阻抗匹配 阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。 我们先从直流电压源驱动一个负载入手。由于实际的电压源，总是有内阻的（请参看输出阻抗一问），我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R越小，则输出电流越大。负载R上的电压为：Uo=IR=U/[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R 越大，则输出电压Uo越高。再来计算一下电阻R消耗的功率为：P=I2×R=[U/(R+r)]2×R=U2×R/(R2+2×R×r+r2) =U2×R/[(R-r)2+4×R×r] =U2/{[(R-r)2/R]+4×r} 对于一个给定的信号源，其内阻r是固定的，而负载电阻R则是由我们来选择的。注意式中[(R-r)2/R]，当R=r时，[(R-r)2/R]可取得最小值0，这时负载电阻R上可获得最大输出功率Pmax=U2/(4×r)。即，当负载电阻跟信号源内阻相等时，负载可获得最大输出功率，这就是我们常说的阻抗匹配之一。对于纯电阻电路，此结论同样适用于低频电路及高频电路。当交流电路中含有容性或感性阻抗时，结论有所改变，就是需要信号源与负载阻抗的的实部相等，虚部互为相反数，这叫做共扼匹配。在低频电路中，我们一般不考虑传输线的
匹配问题，只考虑信号源跟负载之间的情况，因为低频信号的波长相对于传输线来说很长，传输线可以看成是"短线"，反射可以不考虑（可以这么理解：因为线短，即使反射回来，跟原信号还是一样的）。从以上分析我们可以得出结论：如果我们需要输出电流大，则选择小的负载R；如果我们需要输出电压大，则选择大的负载R；如果我们需要输出功率最大，则选择跟信号源内阻匹配的电阻R。有时阻抗不匹配还有另外一层意思，例如一些仪器输出端是在特定的负载条件下设计的，如果负载条件改变了，则可能达不到原来的性能，这时我们也会叫做阻抗失配。 在高频电路中，我们还必须考虑反射的问题。当信号的频率很高时，则信号的波长就很短，当波长短得跟传输线长度可以比拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不相等（即不匹配）时，在负载端就会产生反射。为什么阻抗不匹配时会产生反射以及特征阻抗的求解方法，牵涉到二阶偏微分方程的求解，在这里我们不细说了，有兴趣的可参看电磁场与微波方面书籍中的传输线理论。传输线的特征阻抗（也叫做特性阻抗）是由传输线的结构以及材料决定的，而与传输线的长度，以及信号的幅度、频率等均无关。 例如，常用的闭路电视同轴电缆特性阻抗为75Ω，而一些射频设备上则常用特征阻抗为50Ω的同轴电缆。另外还有一种常见的传输线是特性阻抗为300Ω的扁平平行线，这在农村使用的电视天线架上
在高速的设计中,阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多样,在此只对几种简单常用的端接方法进行介绍。为什么要进行阻抗匹配呢?无外乎几种原因,如减少反射、控制信号边沿速率、减少信号波动、一些电平信号本身需要等等。 端接阻抗匹配一般有 5种方法: 1. 源端串联匹配, 2. 终端并联匹配, 3. 戴维南匹配, 4.RC 网络匹配, 5. 二极管匹配。 1. 串联端接匹配: 一般多在源端使用, Rs (串联电阻 =Z0(传输线的特性阻抗 -R0(源阻抗。例如:若 R0为 22,Z0为55Ω,则 Rs 应为33Ω。 优点:①器件单一; ②抑制振铃,减少过冲; ③适用于集总线型负载和单一负载; ④增强信号完整性,产生更小 EMI 。 缺点:①当 TTL,CMOS 器件出现在相同网络时,串联匹配不是最佳选择; ②分布式负载不是适用,因为在走线路径的中间,电压仅是源电压的一般; ③接收端的反相反射仍然存在;
④影响信号上升时间并增加信号延时。 2. 并联端接匹配: 此 Rt 电阻值必须等于传输线所要求的电阻值, 电阻的一端接信号,一端接地或电源。简单的终端并联匹配一般不用于 TTL,COMS 电路,因为在高逻辑状态时,此方法需要较大的驱动电流。 优点:①器件单一; ②适用于分布式负载; ③反射几乎可以完全消除; ④电阻阻值易于选择。 缺点:①此电阻需要驱动源端的电流驱动,增加系统电路的功耗; ②降低噪声容限。 此电阻值必须等于传输线所要求的电阻值。电阻的一端接信号,一端接地。简单的终端并联匹配一般不用于 TTL,COMS 电路,因为他们无法提供强大的输出电流。 3. 戴维南端接匹配: 一个电阻上拉,一个电阻下拉,通常采用 R1/R2=220/330的比值。戴维南等效阻抗必须等于走线的特性阻抗。对于大多数设计 R1>R2,否则 TTL/COMS电路将无法工作。 优点:①适用于分布式负载; ②完全吸收发送波,消除反射。 ; 缺点:①增加系统电路的功耗;
我来大概概括一下ADC输入阻抗的问题： 1:SAR型ADC这种ADC内阻都很大，一般500K以上。即使阻抗小的ADC，阻抗也是固定的。所以即使只要被测源内阻稳定，只是相当于电阻分压，可以被校正。 2:开关电容型，如TLC2543之类。他要求很低的输入阻抗用于对内部采样电容快速充电。这时最好有低阻源，否则会引起误差。实在不行，可以外部并联一很大的电容，每次被取样后，大电容的电压下降不多。因此并联外部大电容后，开关电容输入可以等效为一个纯阻性阻抗，可以被校正。 3：FLASH.html">FLASH型（直接比较型）。大多高速ADC都是直接比较型，也称闪速型（FLASH），一般都是低阻抗的。要求低阻源。对外表现纯阻性，可以和运放直接连接 4：双积分型大多输入阻抗极高，几乎不用考虑阻抗问题 5：Sigma-Delta型。这是目前精度最高的ADC类型，也是最难伺候的一种ADC。重点讲一下要注意的问题： a.内部缓冲器的使用。SigmaDelta型ADC属于开关电容型输入，必须有低阻源。所以为了简化外部设计，内部大多集成有缓冲器。缓冲器打开，则对外呈现高阻，使用方便。但要注意了，缓冲器实际是个运放。那么必然有上下轨的限制。大多数缓冲器都是下轨50mV，上轨AVCC-1.5V。在这种应用中，共莫输入范围大大的缩小，而且不能到测0V。一定要特别小心！一般用在电桥测量中，因为共模范围都在1/2VCC附近。不必过分担心缓冲器的零票，通过内部校零寄存器
很容易校正的。 b.输入阻抗问题。SigmaDelta型ADC属于开关电容型输入，在低阻源上工作良好。但有时候为了抑制共模或抑制乃奎斯特频率外的信号，需要在输入端加RC滤波器，一般DATASHEET上会给一张最大允许输入阻抗和C和Gain的关系表。这时很奇怪的一个特性是，C越大，则最大输入阻抗必须随之减小！刚开始可能很多人不解，其实只要想一下电容充电特性久很容易明白的。还有一个折衷的办法是，把C取很大，远大于几百万倍的采样电容Cs(一般4~20PF),则输入等效纯电阻，分压误差可以用GainOffset寄存器校正。 c.运放千万不能和SigmaDelta型ADC直连！前面说过，开关电容输入电路电路周期用采样电容从输入端采样，每次和运放并联的时候，会呈现低阻，和运放输出阻抗分压，造成电压下降，负反馈立刻开始校正，但运放压摆率(SlewRate)有限，不能立刻响应。于是造成瞬间电压跌落，取样接近完毕时，相当于高阻，运放输出电压上升，但压摆率使运放来不及校正，结果是过冲。而这时正是最关键的采样结束时刻。 所以，运放和SD型ADC连接，必须通过一个电阻和电容连接（接成低通）。而RC的关系又必须服从5.c里面所述规则。 d.差分输入和双极性的问题。SD型ADC都可以差分输入，都支持双极性输入。但这里的双极性并不是指可以测负压，而是Vi+Vi-两脚之间的电压。假设Vi-接AGND，那么负压测量范围不会超过-0.3V。正确的接法是Vi+Vi-共模都在-0.3~VCC之间差分输入。一个典型的
在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多样，在此只对几种简单常用的端接方法进行介绍。为什么要进行阻抗匹配呢？无外乎几种原因，如减少反射、控制信号边沿速率、减少信号波动、一些电平信号本身需要等等。 端接阻抗匹配一般有5种方法： 1.源端串联匹配， 2.终端并联匹配， 3.戴维南匹配， 4.RC网络匹配， 5.二极管匹配。 1.串联端接匹配： 一般多在源端使用，Rs（串联电阻）=Z0（传输线的特性阻抗）-R0(源阻抗）。例如：若R0为22,Z0为55Ω，则Rs应为33Ω。 优点：①器件单一； ②抑制振铃，减少过冲； ③适用于集总线型负载和单一负载； ④增强信号完整性，产生更小EMI。 缺点：①当TTL,CMOS器件出现在相同网络时，串联匹配不是最佳选择； ②分布式负载不是适用，因为在走线路径的中间，电压仅是源电压的一般； ③接收端的反相反射仍然存在； ④影响信号上升时间并增加信号延时。 2.并联端接匹配： 此Rt电阻值必须等于传输线所要求的电阻值，电阻的一端接信号，一端接地或电源。简单的终端并联匹配一般不用于TTL,COMS电路，因为在高逻辑状态时，此方法需要较大的驱动电流。 优点：①器件单一； ②适用于分布式负载； ③反射几乎可以完全消除； ④电阻阻值易于选择。 缺点：①此电阻需要驱动源端的电流驱动，增加系统电路的功耗； ②降低噪声容限。 此电阻值必须等于传输线所要求的电阻值。电阻的一端接信号，一端接地。简单的终端并联匹配一般不用于TTL,COMS电路，因为他们无法提供强大的输出电流。 3.戴维南端接匹配： 一个电阻上拉，一个电阻下拉，通常采用R1/R2=220/330的比值。戴维南等效阻抗必须等于走线的特性阻抗。对于大多数设计R1>R2,否则TTL/COMS电路将无法工作。 优点：①适用于分布式负载； ②完全吸收发送波，消除反射。； 缺点：①增加系统电路的功耗； ②降低噪声容限；
压电换能器电阻抗匹配电路的 分析与研究 李秋锋张兴森彭应秋 （南昌航空工业学院，南昌３３００３４） 作者简介 李秋锋：男，南昌航空工业学院测试计量技术及仪器专业０２级硕士研究牛，主要从事无损检测、超声检测及超声换能器等方面的研究。 导师简介 彭应秋：男，湖南湘乡人，南昌航空工业学院测控系教授，硕导，１９６９年（本科）毕业于哈尔滨军事工程学院非电量电测专业，１９８１年（硕士）毕业于北京航空材料研究院无损检测专业。主要从事声场、超声检测、超声换能器等方面的研究。Ｅｍａｉｌ：ｐｙｑｎｉａｔ￥ｓｉｎａ．ｔｏｍ ＴＥＬ，：０７９１—８２３３８】７。
（｝１）旺配Ｉｊ；『帕…坡ｌ！｝Ｉ（ｂ）蚝配前的频｛｝｝图（Ｃ）ⅡＥ配后的匝ｌ波幽（ｄ）１儿Ｍ后的颠ｉ忤Ｈ （ａ）ｐｃ配腑的州渡豳图３１Ｐ２０Ｚ探头匹配前后的回波及频谱Ｉ堇Ｉ （ｂ）匹配靛蚺撷谗瞰（ｃ）Ｆｔ犯后的ｌ?－ｌ波；璺（ｄ）ＵＬ＾Ｃ后的顿讲涮 圈４ＩＯＰＩＯＺ探头匹配前后的圄波及额谱图 从圈３葶¨图４中可以看出，这两种换能器实际匹配的效果是相当不错的，匹配后．Ｊ：作频率基本得到了保证。时域上的波形比匹配前有很大的改善。而在频谱图上的波形也是很好的，没有其他的谐频成分，并去除了频域“双峰”，其它性能指标也较好，基本能够满足匹配的要求。 参考文献 【１】 敏易全近代超声原理与应用南京大学出版社２３０～２４９【２】 程存弟超声技术西安：陕西师范大学出版社，１９９３，８７～８８【３】林玉书匹配Ｆ乜路对压屯脚瓷超声换能器振动性能的影响捧电与声光 １９９５．８：２７～３０ ［３１美国无损检测手册超声卷（上）世界图书出版公司１１２～１１６ —２４４——
阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图：基本原理 Jul 29, 2003 摘要：本文利用史密斯圆图作为RF阻抗匹配的设计指南。文中给出了反射系数、阻抗和导纳的作图范例，并给出了MAX2472工作在900MHz时匹配网络的作图范例。 事实证明，史密斯圆图仍然是确定传输线阻抗的基本工作。 在处理RF系统的实际应用问题时，总会遇到一些非常困难的工作， 对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下， 需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、功 率放大器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、LNA/VCO输出与混频器 输入之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号 源”传送到“负载”。 在高频端，寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的 点击这里，了解典型射频收发器设计的无线器件电阻)对匹配网络具有明显的、不可预知的影响。频率在数十兆赫兹 以上时，理论计算和仿真已经远远不能满足要求，为了得到适当的最终结果，还必须考虑在实验室中进行的RF测试、并进行适当调谐。需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。 有很多种阻抗匹配的方法，包括 ?计算机仿真：由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配，所以使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。 另外，除非计算机是专门为这个用途制造的，否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。 ?手工计算：这是一种极其繁琐的方法，因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。 ?经验：只有在RF领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之，它只适合于资深的专家。 ?史密斯圆图：本文要重点讨论的内容。 本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识，并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例，比如找出匹配网络元件的数值。当然，史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络，还能帮助设计者优化噪声系数，确定品质因数的影响以及进行稳定性分析。