多路输出反激式开关电源设计
摘要:以UC3844芯片为控制核心，设计并制作了多路输出反激式开关电源。完成了多路输出反激式开关电源系统设计，完成具体模块电路详细设计，包括 EMI 滤波电路、前级保护和整流桥电路、缓冲吸收电路、高频变压器、UC3844的启动与驱动电路、电流检测和过流保护电路等。合理选择、设计和分配了开关电源各电路参数；设计出电路原理图，根据设计规范制作出 PCB，并组装出电源样机，最后对设计的样机进行测试验证。
开关电源样机输出电压稳定性较高，输出电压纹波较小，符合设计规范小于80mV 的要求；样机整体测试结果表明，电源各项指标均符合要求，输出稳定，性能较好。
关键词：开关电源；反激式；UC3844；模块化
Design of Multi-output Flyback Switching Power Supply
Abstract: It was designed and produced a set of multiple output fly-back switching power supply, using the chip UC3844 as the control core. The design of the system and specific module circuits was completed. The module circuits include EMI filter circuit, level protection and bridge rectifier circuit, snubber circuit, high frequency transformer, start and drive circuit of UC3844, current sensing and over-current protection circuit. The parameters of switching power supply circuit were chose, designed and distributed reasonably. According to the schematic circuit design and design specifications, we produced the PCB, and assembled the prototype of power supply, also finished the test in the final.
The higher stability of the output voltage of the switching power supply prototype, the output voltage ripple is small, meet the design specifications to the requirements of less than 80mV; The prototype of the overall test results show that the power of the indicators are in line with the requirements, output stability, better performance. Keywords:switch power supply；flyback；UC3844；Modular
目录
1 概述 (1)
1.1 课题研究背景与意义 (1)
1.2 课题设计内容 (1)
2 反激式开关电源系统分析 (1)
2.1 反激变换器工作原理分析 (1)
2.2 控制电路分析 (3)
2.3 系统整体架构 (5)
3系统设计 (5)
3.1 变压器设计 (5)
3.2 控制芯片选择 (10)
3.3 控制芯片驱动电路及定时电阻电容计算 (12)
3.4 缓冲吸收电路 (16)
3.5 前置保护电路 (17)
3.6 EMI滤波电路选择与设计 (17)
3.7 输入整流滤波电路 (18)
3.8 反馈电路设计 (20)
3.9电流检测和过流保护电路 (21)
3.10 软启动电路 (22)
3.11 MOS管瞬态抑制保护电路 (22)
4 系统调试 (23)
4.1 硬件调试 (23)
4.2 空载输出电压波形测量 (23)
4.3 纹波测量与分析 (23)
5 结束语 (27)
参考文献 (28)
致谢 (29)
附录 (30)
附录1 多路输出反激式开关电源原理图 (31)
附录2 多路输出反激式开关电源PCB图 (32)
附录3 多路输出反激式开关电源系统元器件清单 (33)
1 概述
1.1 课题研究背景与意义
随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电力电子设备都离不开可靠的电源，其供电一般采用开关电源。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。在建设资源节约型、环保示范型社会的大背景下，具有高效节能、安全环保、短小轻薄等方面优点的开关电源已经成为本学科一个重要的研究热点。
其中反激式开关电源，是开关电源拓扑中最简单的一种。输出变压器同时充当储能电感，整个电源体积小、结构简单，可同时输出多路互相隔离的电压，所以得到广泛应用。本次毕业设计制作的多路输出反激式开关电源是为各种电力电子器件供电。
1.2 课题设计内容
设计多路输出的反激式开关电源，指标如下：
(1) 输入电压：AC220V±10%
(2) 输出电压五组：三路+15V(1.0A)、两路+5V（1.0A）
(3) 输出电压纹波:V PP≤80mV
(4) 工作频率：100KHz
(5) 最大占空比：D max=0.42
(6) 效率η=75%
(7) 总功率：55W
给出电源主电路与控制电路的设计清单。用protel软件进行电源电路原理图与PCB图的设计，进行电路调试，对调试过程中出现的问题进行分析处理，获得多路输出反激式开关电源原理样机。
2 反激式开关电源系统分析
本节完成主变换电路拓扑结构的选择，对控制电路调节方式进行选取，分析给出系统整体架构图，为开关电源各电路模块设计奠定基础。
2.1 反激变换器工作原理分析
反激变换器由于电路简单，所用元件少，适用于多输出场合。反激变换器的拓扑结构如图2-1所示，其中T1是高频变压器，Q1是MOS管，C1、C2是滤波电容，D1为整流二极管。其基本工作原理是：当开光管Q1 开通时变压器原边导通，输入的直流电压通过初级绕组向变压器灌入能量；Q1 关断时变压器内灌注的能量通过次级绕组释放，经D1 整流、C2 滤波后供负载使用。通过PWM脉冲产生电路
1
2
改变开关脉冲占空比和变压器的变比可以很容易的实现大范围的电压调整。
图2-1 反激变换器的拓扑结构
2.1.1工作方式选取
反激式开关电源主要有两种基本工作模式：(1)连续工作模式，简称 CCM ；(2)不连续工作模式，简称 DCM 。两种工作模式的电路原理图如图2-2所示。CCM 的工作原理：PWM 脉冲激励开关管导通，这时输入电压加在原边绕组上，原边电感储存能量，在下一次脉冲到来之前，变压器储存的能量没有释放完全，使得次级电流没有降到零便开始了下一个过程。DCM 的工作原理与 CCM 相比的不同点是在下一次脉冲到来之前，变压器储存的能量已经释放完全，次级电流已经降到零，下一个过程初级的电流又开始从零增加。所以 CCM 的特点是高频变压器在每个开关周期，都是从非零的能量储存状态开始的。DCM 的特点是储存在高频变压器中的能量在每个开关周期内都要完全释放掉，可以得出两种模式下纹波电流与峰值电流的不同关系。DCM 的开关电流从一定幅度开始，沿斜坡上升到峰值，然后又迅速回零，初级脉动电流R I 与峰值电流PK I 的比例系数 RP K ＜1.0。DCM 的开关电流则是从零开始上升到峰值，再迅速降到零，RP K =1.0
。利用 IR 与IPK
的比例关系RP K (0～1.0) 的数值，可以定量地描述开关电源的工作模式，其中 RP K 的关系如式(2-1)所示
R
CCM 连续工作模式
DCM 不连续工作模式
图2-2 工作模式
3
PK
R RP I I K （2-1） 实际上 CCM 与 DCM 之间并无严格界限，而是存在一个过渡过程。对于给定的交流输入范围，RP K 值较小时对应连续的工作模式和相对较大的初级电感量，并且初级峰值电流PK I 和初级有效值电流RSM I 值较小,这时可选用较小功率的控制器件和较大尺寸的高频变压器来实现优化设计。反之，RP K 值较大，就表示连续程度较差，初级电感量较小，而 PK I 与RSM I 较大，此时采用较大功率的控制器件和尺寸较小的高频变压器。
通过查阅相关资料，采用 CCM 可比 DCM 减小功耗大约为 25%左右。对于同样的输出功率，采用 CCM 可使用功率较小的控制芯片，或者允许控制芯片工作在较低的损耗下。此外，设计成 CCM 时，初级电路中的交流成分要比 DCM 低，并能减小趋肤效应以及高频变压器的损耗。本设计选取 RP K ＜1.0，即工作于CCM 模式。
2.2 控制电路分析
在开关电源中，控制电路的主要功能是为开关管提供比率可调的驱动脉冲，从而达到稳定输出电压的目的。常用的调制方式有三种：PWM 脉宽调制、PFM 脉频调制和PWM-PFM 调宽调频混合电路。
2.2.1 PWM 脉冲宽度调制
PWM 调制方式就是控制芯片根据输入电压的变化，使输出脉冲宽度发生变化的一种调制方式。在调制期间脉冲周期 T 是固定不变的。不论是负载电流发生变化，还是输入电压发生变化，都会引起输出电压的变化，通过反馈采样这个变化，然后经过稳压控制系统，最终使输出脉冲宽度改变，从而达到输出稳定电压的目的。脉冲宽度调制变化如图 2-3 所示，T 不变，Ton 发生变化，即脉冲宽度改变。
(a)
(b)(c)
Ton 变宽
Ton 变窄
图2-3 PWM 调节方式
4
2.2.2 PFM 脉冲频率调制
PFM 调制方式就是控制芯片根据输入电压的变化，使输出脉冲周期发生变化的一种调制方式。脉冲频率调制变化如图 2-4 所示，Ton 不变，即脉冲宽度不变化，而周期发生变化，即频率改变。
周期变小频率变高
周期变大频率变低
图2-4 PFM 调节方式
2.2.3 PWM-PFM 脉宽脉频综合调制
PWM-PFM 脉宽脉频综合调制方式就是控制芯片根据输入电压的变化，不但使输出脉冲宽度发生变化，而且频率也同时发生变化的一种调制方式。PWM-PFM 调制方式是同时改变周期 T 和导通时间 Ton 两个参数来实现输出电压的稳定。PWM —PFM
兼有
PWM 和 PFM 的优点，调制过程如图 2-5 所示。
(a)(b)
Ton 变化
图2-5 PWM-PFM 综合调节方式
本设计采用第一种 PWM 调制方式，属于 PWM 调制方式中的电流反馈模式。调制过程是当控制芯片UC3844的检测端电流在规定的范围内，UC3844输出占空比与检测端电流成反比。通过检测端电流的大小来改变占空比的大小，实现 PWM 调制，从而达到稳定电压的目的。
2.3 系统整体架构
多路输出反激式开关电源系统设计整体架构如图2-6所示，主要包括：前级保护电路、EMI 滤波电路、整流滤波电路、漏磁吸收回路、输出整流滤波电路、反馈电路、主控制电路等。
图2-6 系统整体架构图
工作过程分析：接入220V 交流电ui；经过保护电路之后；进行EMI 电磁滤波，滤除电源接入噪声和自身噪声干扰；桥式整流为310V左右的直流电压；通过反激式主变换电路进行电压变换，主电路包括全波整流、滤波、高频变压器、漏磁吸收回路和功率开关管；经过变压器二次侧变换之后送至后级同步整流电路进行整流滤波；如输出滤波效果不明显，可增加后级滤波电路；在交流输入电压波动时，为了保证输出稳定，需要进行负反馈调节，从后级输出Uo端进行采样，采样信号送至控制电路，经过取样、比较、放大等环节产生比率可调的脉冲信号来控制开关管作出相应调整，从而使输出稳定。
3系统设计
设计的多路输出反激式开关电源原理图如附录1所示。本章基于系统设计整体架构，根据设计电源的功能要求和性能指标，完成了变压器的设计及各部分具体电路模块分析、设计、参数计算及选取。
3.1 变压器设计
变压器的设计在开关电源的设计过程中尤为重要，电源的性能将取决于变压器设计的合理性。如图3-1所示为变压器的设计基本流程。
5
6
图3-1变压器的设计基本流程
3.1.1 估算输出和输入功率
根据设计输出电压电流的大小，计算总的输出功率如式(3-1)所示：
W I V I V I V I V I V P O O O O O O O O O O O 5531152155544332211=??+??=++++= (3-1) 根据输出功率和效率，计算输入功率如式(3-2)所示：
W P P O
in 33.73%
7555≈==η (3-2) 3.1.2计算最小和最大直流输入电压及电流
交流电经过整流桥后，其最小和最大输入直流电压可由式(3-3)和(3-4)计算：
V AC V in 240402198402(min)(min)≈-?=-?= (3-3)
V AC V in 34222422(max)(max)≈?=?= (3-4)
其中(3-3)式中减去的 40V 为直流纹波及整流桥压降之和的经验值，在计算最
7
小值时使用。
MOSFET ，额定电压为600V ，故在V INMAX 处，必须保留至少30V 的裕量。此种情况下，漏极电压不能超过570V 。漏极电压为V IN +Vz ，于是有
V IN +Vz=242+V z ≤570 (3-5) Vz ≤570一342=228V (3-6) 需选择标准的180V 稳压管。
若以Vz/V OR 为函数画出上述钳位损耗曲线可发现。在所有情况下，V Z /V OR =1.4均为消耗曲线上的明显下降点。因此选择此位作为最优比。则有
V V V V Z Z OR 1281807.07.04
.1=?=?== (3-7) 5V 输出二极管正向压降为0.6V ，则匝比为
86.226
.5128==+=D o OR V V V n (3-8) 15V 输出电压通常需经后级线性调整器调整。此种情况下，必须使变压器提供高于输出(最终所需的15V ）3~5V 的电压。为线性调整器正常工作提供必要的裕量。此裕量不仅能满足调整器的最小压差，而且一般也可使其在所有负载情况下均能得到已调整的15V 。然而，也有些智能的交叉调整技术使得我们可以省掉此线性调整器。尤其是在对于调整后的15V 电压要求不高，或是保证输出为最小负载时。本设计中三路15V 无后级调整器，可得15V 输出所需匝比为128/(15+l)=8，其中假设二极管有1V 压降。
根据所计算的最小和最大输入直流电压，可以算出最小和最大直流输入电流如式(3-9)和(3-10)所示：
A V P I in in in 214.0342
33.73(max)(min)≈== (3-9) A V P I in in in 31.0240
33.73(min)(max)≈== (3-10) 3.1.3 计算脉冲信号最大占空比
当电网电压在220V ±10% 范围内变化时,经全波整流后的直流输入电压最小为(min)in V 为240V ，最大为(max)in V 为 342V 。最大占空比计算如式(3-11)所示：
)
(min)(DS OR OR MAX V Vin V V D -+= (3-11) 其中OR V 为反射电压，是指当功率开关管关断且次级电路处于导通状态时，次级电压感应到初级端的电压值。对于本设计所用的UC3844 器件来说，OR V ≤160V ,本设计计算时取OR V =160V ，DS V 为主开关导通时 D 、S 间压降，典型值为15V 。
通过计算得到：
8
42.0)
15240(160160≈-+=MAX D (3-12) 3.1.4 估算峰值电流和纹波电流
平均电流I AVG 和峰值电流I PK 可由式(3-13)和（3-14）计算：
A V P I in O AVG 31.0240
75.055(min)≈?==η (3-13) A D K I I M A X RP AVG PK 06.145.0)27.01(31.0)2
1(≈?-=-= (3-14) K RP 一般取 0.4；对于 230V 的交流输入，K RP 一般取 0.6。一般来讲，单片反激开关电源工作于 CCM 连续工作模式，此时14.0<纹波电流计算公式如(3-15)所示：)(2MAX AVG PK R D I I I -?= (3-15) 代入相关数值，可得到：A I R 75.0)45.031.006.1(2≈-?= (3-16) 3.1.5 磁芯尺寸确定方法设计磁性元件与特制或成品电感不同，须加气隙以提高磁心的能量储存能力。若无气隙，磁心一旦存储少许能量就容易达到饱和。但对应所需r 值，还应确保L 值大小。故若所加气除太大，则必然导致匝数增多—这将增大绕组的铜耗。另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。故此时必须就实用进行折中选择，通常采用如下公式(一般应用于铁氧体磁心.且适用于所有拓扑)()3227.0cm fP r r Ve N I ?+?= (3-17) 其中f 的单位为K HZ设计变压器时，因需降低高颇铜耗、减小变压器体积等各种原因，通常将r 值设定为0.5左右。由此可得()3321094.710025.815.05.027.0cm cm Ve =?+?= (3-18) 于是开始选取这个体积(或更大)的磁心。在El-40中可以找到，其等效长度和面积在它的规格说明中己给出248.1cm Ae = (3-19)9cm l e 7.7= (3-20) 3396.117.748.1cm l Ae Ve e =?=?= (3-21) 稍大于所需尺寸，但刚好满足要求。电压相关方程T NALI B =(3-22) 使B 与L 相关联。由于给定频率的r 和L 表达式等效,故结合这些公式，磁通密度变化取最大值(通过r),即可得到非常有用的关于r(为MKS 制单位)的电压相关方程式 fAe B D V r N PK ON ???????? ??+=221 (3-23) 所以若无材料的磁导率、磁隙等信息。只要已知磁心面积Ae 与其磁通密度变化范围，仍能得到所求的匝数值。对于大多数的铁氧体磁心,不管有无磁隙。磁通密度变化都不能超过0.3T 。所以求解N 为(此处N 为np ，一次绕组匝数)31101001048.13.0236.02905.02134=??????????? ??+=-N 匝 (3-24) 5V 输出的二次绕组匝数为356.186.2231===n n n ps 匝 (3-25) 匝数值需为整数，但若将其约等于1匝将会导致产生较大的漏感，所以一般取匝数值为s n =2匝 (3-26) 根据相同的变比(VOR 不变)4686.222≈?=?=n n n s p 匝 (3-27) 15V 输出绕组匝数通过计算得6714.526.05115_≈=?++=AUX s n 匝 (3-28) 其中假定5V 输出二极管有0.6V 的压降,15V 输出二极管有1V 压降。实际磁通密度变化范围再根据电压参数方程，解得B 为 T fAe n D V r B p ON PK ???????? ??+=221 (3-29) 但事实上并非必须使用以上方程计算。因为我们知道B PK 与匝数成反比。所以如果已知31匝对应0.3T ，则对应46匝的Bpk 应等于(保持L 、r 不变)T B PK 20217.03.04631=?= (3-30) 磁通密度的摆幅与幅值的关系为10T B r r B PK AC 080868.020217.05.21222△B =?=?+=?= (3-32) 如果开始将磁通密度变化设定为0.3T ，当二次匝数约成整数后(只进位不舍去)，很有可能得到较小的磁通密度变化，如上所述。由此所得值不但可预期估算，而且可接受。但注意到电源电压上升或下降时，变换器继续穗压的同时，磁通密度变化范围将变得更大。这就是为何需准确设定最大的占空比和(或是)电流限制，否则变压器或电感会饱和，开关将会被损坏。具有快速电流控制和快速开关的高性价比反激变换器设计。允许峰值磁通密度变化取为0.42T 。但一般实际工作磁通密度变化范围为0.3T 或是更少。磁隙最后,必须要考虑到材料的磁导率，L 与磁导率相关的方程有H N le Z L 2μμ0Ae 1???? ???=(3-33) 其中z 为气隙系数le ls le z μ+= (3-34) 224-762046108.51048.110π42000106361Ae μμ1????? ?????????=???? ???=---N le L z 所以z = 21.33最后，求解气隙长度8.5)2000(8.533.21gl z +== (3-35)mm l g 5799.0= (3-36)由于EI-40是在两边磁柱上播入气隙，则两边的气隙垫片就必须为上述计算值的一半，这样才能得到所需要的总气隙长度。3.2 控制芯片选择开关电源的控制核心是PWM 控制芯片，这个芯片有很多选择。有UC184x/284x/384x 三个大系列，分辨对应不同的工作温度范围，UC184x 是军用的，UC 284x 是工业级的，UC384x 是商品级的。因此，肯定选择UC384x 系列。在同一级别里，分别有UC3842, UC3843, UC3844, UC3845四个型号，如表3-1所示。在单端反激的结构中，由于变压器绕组的反电动势存在，作为开关管在关断时需要承受的电压为: q Uin U DS -=1 (3-37)其中q表示占空比。表3-1 UC384x系列芯片从公式（3-37）中可以看出随着占空比的提高开关管的耐压要求会变得很高。在晶体管时代（BJT）找到耐压超过800V的大功率管子是很困难的事，而网电的220在考虑20%的波动再整流滤波后会达到接近400V，在50%占空比的时候开关管的耐压要求已经达到800V，因此几乎所有的资料中对单端反激结构的占空比的设计都是45%。UC3844相对于同系列的UC384x，最大的优点是占空比不超过50%，防止开机瞬间或负载短路时，变压器可能出现的饱和现象。这样外围只需要很少的元件就可以构建一个简单的开关电源。PWM控制芯片UC3844的框图，如图3-2所示：VrefR T括号内的数字是D后缀SO-14 封装的管脚号图3-2 UC3844的简化框图UC3844系列是专门设计用于离线和直流到直流变换器应用的高性能，固定频率，电流模式控制器，为设计者提供使用最少外部元件的高性能价格比的解决力一案。管脚功能如表3-2所示。11表3-2 UC3844系列管脚功能3.3 控制芯片驱动电路及定时电阻电容计算3.3.1 UC3844驱动电路UC3844的启动电压为+16V,电源开启后，交流电经过整流滤波后得到的直流电，通过电阻的降压后给C18充电，一旦C18的电压达到16V，芯片启动产生波形驱动信号，经串联在MOSFET栅极的阻尼电阻（阻尼电阻可防止开关管自激振荡），驱动开关管的开关。电源进入正常工作，变压器的副边绕组的产生的交流电经D8整流滤后为芯片供电。首先要解决的就是 PWM 芯片的供电问题，对于 UC3844 这款芯片来说，常用的供电电路是这个样的：整流后的输入电压通过一个大阻值的电阻R4向芯片供电，当电源开始工作以后，由馈电绕组 T2 接替向芯片供电的任务。为了使芯片正常工作，第一就是要选择一个合适的大阻值的电阻向芯片供电。先要了解一下一些已知条件：芯片的工作电压是 10～16V，要使芯片开始工作必须1213使芯片的供电电压达到 16V 以上；芯片的一般工作电流是10mA ，待机电流是0.5mA （0.5mA 是最大值，标准值是0.3mA ）；芯片的最大工作电压是 36V ，芯片内部有一个 36V 的稳压二极管，齐纳电流是 20mA ；D20 图3-3 UC3844的驱动电路先考虑最坏情况下，芯片不能损坏的电阻值：也就是输入电压最高、馈电绕组没有正常进入工作，此时输入电压加到芯片上和稳压二极管上，在 30mA 的电流下不能超过 36V 。假设电源电压是 220+10%，则整流滤波后的直流电压是 342V ，则电阻值 R 的取值就是：K R 10102061030363423≈=?-=- （3-38） 也就是说电阻的取值最小不能小于 10K ；接下来考虑这个电阻取值的最大值，这个最大值要保证芯片供电引脚上的电压在输入电压最小值时能满足启动要求的 16V ，也就是说供电电流大于 0.5mA 时芯片仍能得到 16V 的电压。假设电源电压是 220-10%，则整流滤波后的直流电压是 198V ，则电阻值 R 的取值就是：K R 36410364105.01619833=?=?-=-- （3-39）即电阻的取值应该在 10K ～364K 之间。上面是极限值的计算，接下来计算比较一般的情况，假设馈电绕组正常，为了让电路在馈电支持下能够正常工作，芯片的功耗又不致过大，那么应该为芯片选择个较为理想的工作电压，若为是12V ，即馈电绕组的输出是 12V 。那么这个电阻的选择应该使芯片在正常工作电流时出现在芯片引脚上的电压低于 12V ，则电阻值为：14Ω330001010123423=?-- （3-40） 即理想的电阻阻值应大于 33K 。这个电阻的阻值选的过大会有下面的情况：当芯片没有开始工作时，输入电压通过这个电阻向芯片电源上的滤波电容 C6 充电，直到电压达到 16V 以后芯片才会开始工作。如果这个电阻设置的过大，则在这个滤波电容 C6 有一定容量的条件下，这个充电过程会比较长，甚至会在为电源接通输入后，电源会等一会儿然后才开始工作。这种状况不是很好，所以这个电阻不宜取得过大。因此决定把这个电阻选为 39K 。在这个取值上，电阻的功率并不是很大的问题，假设 342 伏的电压全部加在电阻上，电阻的功耗是3W ，但因为它基本上是在芯片启动的那一段时间工作，所以用个 1～2 W 的电阻都可以。但是必须注意到这是一个有耐压要求的电阻，基本上这应该是一个耐压 300V 的电阻，留出余量以后选用 400V 的耐压档位是比较理想的。选定了这个电阻，其他的部分就相对简单一点了。首先是滤波用的电容，这里电容的取值是这样确定的，当电容充电到 16V 的时候，电路开始工作，除了电路本身逻辑要消耗10mA 的电流，驱动开关管还需要额外消耗40mA 电流，那么总的电流消耗大致算 50mA ；而由于软启动（后面会详细介绍）、电源的逐渐稳定等等因素存在，可能在 10ms 内无法由馈电回路提供电源，此时芯片就要消耗电容存储的能量。这个存储的能量必须在 10ms 内维持不能跌落到 10V 以下，否则芯片会再次进入欠压锁定。那么在 10ms 内维持 50mA 的电流，需要的电量就是：)(105.010*********C ---?=??? （3-41）则电容量要满足：μF 836105.0V Δ3≈?==-Q C （3-42）实际选择 100uF ，耐压 36V 的型号，再并联一个 0.1uF 的无极性的电容减少铝电解电容的 ESR 较大的影响。这个电容如果太大，会像前面说的，电路的启动过程太慢，注意这可不是通常说的对电路有保护作用的软启动。所以电容值适当就好。馈电绕组的整流二极管选用肖特基二极管，耐压超过 36V （超过芯片内的稳压二极管，这样在芯片没有正常工作时不致被反向击穿），电流超过 100mA 即可。开关管的选择需要做一些计算，所以除了这个是个有一定耐压要求的功率 MOS 管，先画在原理图上，其他的留待后面解决。在芯片内部有一组推挽式的驱动电路对外部的开关管进行驱动，这里说一下其他的一些部分。首先是栅极电阻R12，这个电阻的存在可以抑制由于 MOS 管的结间电容、引线电感等引起的高频振荡，这种振荡可能具有上百兆赫的频率从而很难被察觉但却带来严重的损耗和噪声辐射。通常这个电阻为20欧左右。此外，通常 MOS 管的栅极具有一个极限的电压，这个电压一般是 25V ，即便是高耐压的管子这个电压也就30V，在芯片内部驱动电路的上臂是连接到芯片的 VCC 引脚的，而在电路的结构上这个引脚是有可能出现 36V 的电压的（尽管可能性极小，只出现在馈电绕组的电压异常升高时，例如反馈系统故障），这样就会带来 MOS 管门极被击穿的后果，所以通常这里需要加一个保护用的稳压二极管，本设计更倾向于加一个电压为 25V 的高速 TVS 管，即D20，这种 TVS 管具有比较小的结间电容，从而对 MOS 管驱动的影响更小一点。3.3.1 UC3844控制电路的定时电阻和电容计算决定芯片输出频率的是定时电阻和电容，但在开始的时候必须先介绍一下芯片的电压基准。在芯片内部有一个5V 的电压基准（对于军品和工业品级的芯片这个基准的精度是1%，而商用级的是2%），这个电压基准是很有用的，首先它被用来给定时电路充电，其次可以用于电压反馈电路的供电，最后可以用来在调试初期判断芯片是否正常工作。在芯片的数据手册里，说明了在定时部分，这个5V 电压首先通过定时电阻R T 向定时电容C T充电，当CT充电到 2.8V 时，会触发一个8.3mA 的电流源对电容放电，放电到 1.2V 时停止放电，电容再次开始充电。这个充电-放电的过程周而复始，从而确定了芯片的振荡频率。在3842/3843 芯片中，这个振荡频率就是输出的开关频率，而在3844/3845 芯片中，还有一个额外的逻辑在振荡器输出波形中每 2 个减掉一个，进而形成最大50%的占空比。另一方面，这一对定时电阻和电容不光决定了芯片输出的开关频率，同时也决定着芯片输出波形的最大占空比。这个机制是这样的：不管反馈电压和反馈电流的值是多少，芯片输出的开关波形仅在定时电路的充电期内输出高电平。芯片数据手册的时序图就体现了这个情况。定时电路的电阻较大而电容较小，则充电的过程较长而放电的过程较短，那么输出波形的占空比就可以很大；右侧定时电路的电阻较小而电容较大，那么放电过程就会占整个振荡周期的相当时间，那么输出波形的占空比就会被限制在一个有限的范围内。电容C T锁存器“置位”输入输出/补偿电流取样输入锁存器“复位”输入输出大R T/小C T小R T/大C T图3-4时序图15在开关电源最初问世的时候，受晶体管工作速度的影响，而如今已经有工作在数兆赫兹的开关电源。一般来说随着开关电源工作频率的提高，开关电源的体积就可以做的更小，但是更高的工作频率也带来更高的损耗和对电路更高的要求。在一个正常的设计中不应该追求过高的工作频率，在这次设计的电源里，计划的开关频率是100KHz，也是就芯片的振荡频率在 200KHz 上下。因为具体的振荡频率要结合开关变压器的设计进行，所以在原理设计阶段，大体上工作频率有一个预期就可以了，随着工作的深入这个值会被确定下来。在这个部分要注意因为定时电阻、电容决定芯片的工作频率，而这个频率是整个电源工作的重点，所以这两个元件应选择精度较、稳定性都比较好的型号。不能随便决定这两个元件，比如一般的金属膜电阻精度是±5%，电容的精度是±20%，芯片电压基准的±2%，再算上温度漂移以及阻值、容量随寿命的变化，很可能会出现电源一生产出来就有的能用有的则不能，冷机能用而热机不能。所以这里的电阻要±0.5%～±1%的金属膜电阻，而电容应选择±5%的聚丙烯（CBB）电容或聚硫化苯（PPS）电容。3.4 缓冲吸收电路RCD 吸收电路可加在变压器原边两端或开关管两端，电路拓扑如图3-5 所示，前者称为RCD 箝位，后者称为RCD 缓冲，也可将它们组合使用。RCD 箝位电路比RCD缓冲电路更适合于在反激变换器中应用。这类电路特为：①电路拓扑简洁；②开关管关断时，变压器漏感能量转移到电容C上，开关管漏源电压被箝位；③漏感能量消耗在电阻R上，变换效率较低。(a) RCD 箝位电路(b) RCD 缓冲电路图3-5 RCD 吸收电路本设计是将RCD钳位电路与RCD缓冲电路组合，选用了电阻、电容和阻塞二极管构成的钳位电路。为了使开关管在关断的瞬间产生的很高的电压尖峰脉冲，不容易使开关管由于电压急剧升高而损坏，并且使电流采样和输出电压的波形出现很尖的脉冲，不影响系统的稳定工作，即采用如图3-6所示的缓冲吸收电路，即。其中R2、C1和D2构成反激变压器的吸收电路、C12、R5和D4构成开关管的缓冲吸收电路。16反激电源设计分析和经验总结由反激电源引起的一点儿分析 开关电源分为，隔离与非隔离两种形式，在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式，隔离电源按照结构形式不同，可分为两大类：正激式和反激式。反激式指在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。原边截止时，副边导通，能量释放到负载的工作状态，一般常规反激式电源单管多，双管的不常见。正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载，能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激，包括单管正激，双管正激。半桥、桥式电路都属于正激电路。 正激和反激电路各有其特点，在设计电路的过程中为达到最优性价比，可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些可采用单管正激电路，中等功率可采用双管正激电路或半桥电路，低电压时采用推挽电路，与半桥工作状态相同。大功率输出，一般采用桥式电路，低压也可采用推挽电路。 反激式电源因其结构简单，省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感，而在中小功率电源中得到广泛的应用。在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦，输出功率超过100瓦就没有优势，实现起来有难度。本人认为一般情况下是这样的，但也不能一概而论，PI 公司的TOP芯片就可做到300瓦，有文章介绍反激电源可做到上千瓦，但没见过实物。输出功率大小与输出电压高低有关。 反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数，由于反激电源需要变压器储存能量，要使变压器铁芯得到充分利用，一般都要在磁路中开气隙，其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率，使变压器能够承受大的脉冲电流冲击，而不至于铁芯进入饱和非线形状态，磁路中气隙处于高磁阻状态，在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。 变压器初次极间的偶合，也是确定漏感的关键因素，要尽量使初次极线圈靠近，可采用三明治绕法，但这样会使变压器分布电容增大。选用铁芯尽量用窗口比较长的磁芯，可减小漏感，如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。 关于反激电源的占空比，原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5，否则环路不容易补偿，有可能不稳定，但有一些例外，如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下。 占空比由变压器原副边匝数比确定，本人对做反激的看法是，先确定反射电压（输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值），在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大，开关管损耗降低。反射电压降低则工作占空比减小，开关管损耗增大。当然这也是有前提条件，当占空比增大，则意味着输出二极管导通时间缩短，为保持输出稳定，更多的时候将由输出电容放电电流来保证，输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷，而使其发热加剧，这在许多条件下是不允许的。 占空比增大，改变变压器匝数比，会使变压器漏感加大，使其整体性能变，当漏感能量大到一定程度，可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗，时就没有再增大占空比的意义了，最新多路输出单端反激式开关电源设计多路输出单端反激式开关电源设计电子设备对电源的要求日益增高，促进了开关电源技术的不断发展。本文介绍了基于美国PI公司生产的单片开关电源芯片TOPSwitch系列设计的多输出的AC/DC开关电源。 设计电路选用TOPSwitch系列芯片的TOP244Y，该芯集成了PWM控制器、MOSFET功率开关管和欠电压、过电压等保护电路，芯片的开关频率为132kHZ，最大占空比为78%。设计电路的开关电源输出功率为25W时，实现了12V/1.2A,5V/2A和 30V/20mA三路直流电压输出，效率为80%以上。 论文介绍了开关电源相关内容，反激式开关电源的原理和应用技术，为电路设计提供了理论指导，并且提出了反激式开关电源的设计规划。仔细分析反激式开关电源之后，选择了电路所需的元器件的型号和参数，最终完成电路图的设计。最后使用芯片专属的优化设计软件PI Expert对反激式开关电源进行优化设计。设计结果为，优化设计之前电源的效率为78%左右，实际输出直流电压的最大误差为3.5%，经过优化之后最大误差降为0.36%，且电源效率提高到90%以上。反激式开关电源的直流输出回路接有EMI 滤波器，有效地降低了开关电源的输出纹波。 关键词：开关电源；反激式；多路输出；TOPSwitch-GXTitle Design of Multi-output Single-ended Fly-back Converter Abstract Electronic devices demanded on power increasingly higher to promote the continuous development of converter technology. This paper introduced the small power multi output AC/DC converter design based on the chip of TOP-Switch produced by American company Power Integrations. The converter design used TOP244Y as switching chip, which had PWM control circuit and power MOSFET, the chip’s switching frequency was 132 kHz, the maximum duty cycle was 78%. When the output power was 25W, switching power served three DC outputs 12V/1.2A, 5V/2A and 30V/20mA and the efficiency was 80%. The paper introduced some related content about the converter and the theory and technology of fly-back converter, to provide a theoretical guidance for circuit design. And then the paper proposed a fly-back converter supply design plan. And next, I designed a fly-back switching power circuit, and selected circuit’s components and parameters. Finally using PI Expert to optimize this fly-back switching power, I received some result about the designed circuit. Before the optimization, the efficiency was 78%, and the actual outp ut DC voltage’s maximum error was 3.5%, after the optimization, maximum error decreased to 0.36%, and the efficiency increased to 90%. And the fly-back switching power circuit had output EMI filter, decreased output ripple of switching power effectively.2019年反激式开关电源设计大全2019年反激式开关电源设计大全前言 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它 的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消 副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负 载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水 泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整 个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电 流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分 量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝 数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很 小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压 器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没 有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向 磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁 感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动 势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开 关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下， 首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源 变压器设计的思考二中讨论。 反激式开关电源设计的思考二---气隙的作用 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁 芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢? 由全电流定律可知:基于UC3844的多路输出双管正激电源设计第十七届全国电源技术年会论文集 基于ＵＣ３８４４的多路输出双管正激电源设计 石晓丽张代润黄念慈郑越四川大学电气信息学院（成都６１００６５） 摘要：介绍了一种基于ＵＣ３８４４集成芯片实现双管正激多路输出的电路，分析了电路的工作原理，并介绍了电路启动和控制设计方法，该控制方法简单，成本低，工作频率高，实用性强，同时设计了两种输出方案来满足不同需要，与一般的双管正激相比有较高的实用价值，实验证明效果良好。 叙词：双管正激多路输出开关电源 １引言 在中等容量的开关电源中，双管正激变换器有比较明显的 优势，它克服了单管正激变换器开关管电压应力过高的缺点，而 且不需要特殊变压器磁复位电路。更重要的是，与全桥变换器 和半桥变换器相比，其在结构上有抗桥臂直通的优点，因此已成 为应用最为普遍的电路拓扑结构。本文设计了一种采用 ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源。ＵＣ３８４４是一种电 流调制的ＰＷＭ控制器，实现电压电流双闭环控制，芯片内阻较 大（３０ｋ），启动电流小（小于ｌｍＡ），因此在高压输入时仍然可以 使用大电阻分压来进行启动，直接采用变压器输出端反馈，控制 电路简单，电路输出采用ＬＭ３５０调整电压精度。 ２变换器工作原理 本文设计的变换器输出功率２００Ｗ，工作频率５０ｋＨｚ，工作范围４００Ｖ～６００Ｖ，输出４路分别为２４Ｖ、±１２Ｖ和５Ｖ。 图ｌ是变换器的原理图，主电路是双管正激变换器，开关管Ｑ１和Ｑ２同时导通，能量通过高频变压器传输到输出侧，经整流输出给负载；开关管关断时，变压器能量通过续流二极管Ｄ。和Ｄ２回馈到输入端，变压器磁芯复位。 Ｑ和Ｑ采用功率Ｍ喽；Ｈ『ｒ作为功率开关管。开关管与瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）并联，可靠保护开关管。Ｒ３、Ｇ、ｂ构成高频变压器原边缓冲电路，用以限制开关管漏极因高频变压器的漏感而可能产生的尖峰电压，岛选用超快恢复二极管，恢复时间为７５ｎｓ。变压器原边的直流输入电压、原边绕组的感应电压以及由变压器的漏感而产生的尖峰电压，三者叠加在一起，其值可能超过Ｍ哽；既丌的额定电压，所以必须在开关管的ＤＳ极增加钳位电路和吸收电路，用以保护功率Ｍ瞪；Ｈ『ｒ不被损坏。Ｒ。、Ｒｚ、Ｃ１、聩与Ｒ、Ｒ５、ｃ３、Ｄ４构成了两个开关管的缓冲电路，Ｄ３和Ｄ４选用超快恢复管，其最大反向耐压值为７００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 输出部分采用半波加续流二极管整流，二极管选用超快恢复ＭＵＲ８２０，额定值为８Ａ／２００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 ３控制电路的设计 ＵＣ３８４４电流ＰＷＭ模式集成控制芯片广泛用于中小功率的１３（３－１３（３开关电源，ＵＣ３８４４内部主要由５．０Ｖ基准电压源、振荡器、降压器、电流检测比较器、ＰＷＭ锁存器、高增益Ｅ／Ａ误差放大器和用于驱动功率ＭＯＳＦＥＴ的大电流推挽输出电路等 图１由ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源 构成，启动／关闭电压阀值为１６ｖ／１０Ｖ，输出最大占空比为５０％，工作频率０～５００ｋＨｚ，驱动能力达士１Ａ。 Ｒ２ Ｒ４ 图２ＵＣ３８４４的典型外部接线图 ＵＣ３８４４典型外围电路如图２所示。ＵＣ３８４４的内阻大约３０ｋ，它的启动电压可以由主电路输入电压经过Ｒｔ、Ｒｚ、Ｒ。、Ｒ（芯片内阻）分压而得到，由图２可以知道，Ａ点电压的计算公式为： ＵＡ２ｉ孺Ｒｌ‰ ＵＣ３８４４的启动电压为１６Ｖ，式中Ｒ一３０ｋ，Ｒ２—２０ｋ，Ｒ４—４．７ｋ，可计算出，当Ｒ－一３００ｋ时，％一４００Ｖ电路开始工作。ＵＣ３８４４启动时电流不到ｌｍＡ，启动过程中电阻Ｒ－所消耗的功率大约为： Ｐｅａ＝ｒ×Ｒ１一（１０－３）２×３００×１０３—０．３Ｗ在双管正激变换器中，两开关管是同步的，因此采用变压器分两路来同时给开关管驱动信号，接线如图３所示。ＵＣ３８４４正 ?１８９?多路输出单端反激式开关电源设计设计要求 本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源，最大功率为10 W。为了减少PCB的数量和智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB 上。 考虑10W的功率以及小体积的因素，电路选用单端反激电路。单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由开关管和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由芯片TL431及周围元件组成)及信号传递电路(由隔离光耦及电阻组成)等组成。本电源设计成表面贴装的模块电源，其具体参数要求如下： 输出最大功率：10W 输入交流电压：85～265V 输出直流电压／电流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA 纹波电压：≤120mV 单端反激式开关电源的控制原理 所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。反激式则指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET 关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100kHz，使得高频变压器能够快速存储、释放能量，经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。这也是反激式电路的基本工作原理。而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。TOPSwitch-Ⅱ系列芯片选型及介绍 TOPSwitch-Ⅱ系列芯片的漏极(D)与内部功率开关器件MOSFET相连，外部通过负载电感与主电源相连，在启动状态下通过内部开关式高压电源提供内部偏置电流，并设有电流检测。控制极(C)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚，与内部并联稳压器连接，提供正常工作时的内部偏置电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。源极(S)与高压功率回路的MOSFET的源极相连，兼做初级电路的公共点与参考点。内部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降，控制电压的典型值为5.7 V，极限电压为9 V，控制端最大允许电流为100 mA。 在设计时还对阈值电压采取了温度补偿措施，以消除因漏源导通电阻随温度变化而引起的漏极电流变化。当芯片结温大于135℃时，过热保护电路就输出高电平，关断输出极。此时控制电压Vc进入滞后调节模式，Vc端波形也变成幅度为4.7V～5.7V的锯齿波．若要重新启动电路，需断电后再接通电路开关，或者将Vc降至3.3V以下，再利用上电复位电路将内部触发器置零，使MOSFET恢复正常工作。 采用TOPSwitch-Ⅱ系列设计单片开关电源时所需外接元器件少，而且器件对电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计十分方便，性能稳定，性价比更高。 对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率。由设计要求可知，输入电压为宽范围输入，输出功率不大于10W，故选择TOP222G。 电路设计 本开关电源的原理图如图1所示。反激式开关电源设计的思考(一到五)反激式开关电源设计的思考一 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步： 第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。 可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。 关键词:开关电源反激式磁芯饱和 反激式开关电源设计的思考二 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢?由全电流定律可知:超详细的反激式开关电源电路图讲解反激式开关电源电路图讲解 一，先分类 开关电源的拓扑结构按照功率大小的分类如下： 10W以内常用RCC(自激振荡)拓扑方式 10W-100W以内常用反激式拓扑(75W以上电源有PF值要求) 100W-300W 正激、双管反激、准谐振 300W-500W 准谐振、双管正激、半桥等 500W-2000W 双管正激、半桥、全桥 2000W以上全桥 二，重点 在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源。 优点：成本低,外围元件少，低耗能，适用于宽电压范围输入,可多组输出. 缺点：输出纹波比较大。(输出加低内阻滤波电容或加LC噪声滤波器可以改善) 今天以最常用的反激开关电源的设计流程及元器件的选择方法为例。给大家讲解如何读懂反激开关电源电路图! 三，画框图 一般来说，总的来分按变压器初测部分和次侧部分来说明。开关电源的电路包括以下几个主要组成部分，如图1图1，反激开关电源框图 四，原理图 图2是反激式开关电源的原理图，就是在图1框图的基础上，对各个部分进行详细的设计，当然，这些设计都是按照一定步骤进行的。下面会根据这个原理图进行各个部分的设计说明。 图2 典型反激开关电源原理图五，保险管 图3 保险管 先认识一下电源的安规元件—保险管如图3。 作用：安全防护。在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。 技术参数：额定电压 ,额定电流 ,熔断时间。 分类：快断、慢断、常规 计算公式：其中：Po：输出功率 η效率：(设计的评估值) Vinmin ：最小的输入电压 2：为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的1.5~3倍。 0.98： PF值 六，NTC和MOV NTC 热敏电阻的位置如图4。 图4 NTC热敏电阻 图4中的RT为NTC，电阻值随温度升高而降低,抑制开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。(整理)反激式开关电源变压器设计原理.反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T一款多路输出单端反激式开关电源的电路设计方案多路输出电源 对于电源应用者来讲，一般都希望其所选择的新巨电源产品为“傻瓜型”的，即所选择的电源电压只要负载不超过电源最大值，无论系统的各路负载特性如何变化，而各路电源电压依然精确无误。仅就这一点来讲，目前绝大多数的多路输出电源是不尽人意的。为了更进一步说明多路输出电源的特性，首先从图1所示多路输出开关电源框图讲起。 从图1可以看到，真正形成闭环控制的只有主电路Vp，其它Vaux1、Vaux2等辅电路都处在失控之中。从控制理论可知，只有Vp无论输入、输出如何变动(包括电压变动，负载变动等)，在闭环的反馈控制作用下都能保证相当高的精度(一般优于0.5%)，也就是说Vp在很大程度上只取决于基准电压和采样比例。对Vaux1，Vaux2而言，其精度主要依赖以下几个方面： 1)T1主变器的匝比，这里主要取决于Np1：Np2或Np1：Np3 2)辅助电路的负载情况。3)主电路的负载情况注：如果以上3点设定后，输入电压的变动对辅电路的影响已经很有限了。 图1 在以上3点中，作为一个具体的开关电源变换器，主变压器匝比已经设定，所以影响辅助电路输出电压精度最大的因素为主电路和辅电路的负载情况。在开关电源产品中，有专门的技术指标说明和规范电源的这一特性，即就是交叉负载调整率。为了更好地讲述这一问题，先将交叉负载调整率的测量和计算方法讲述如下。 电源变换器多路输出交叉负载调整率测量与计算步骤 1)测试仪表及设备连接。 2)调节被测电源变换器的输入电压为标称值，合上开关S1、S2…Sn，调节被测电源变换器各路输出电流为额定值，测量第j路的输出电压Uj，用同样的方法测量其它各路输出电压。多路输出开关电源的设计和应用多路输出开关电源的设计及应用原则 1 引言 对现代电子系统，即便是最简单的由单片机和单一I/O接口电路所组成的电子系统来讲，其电源电压一般也要由＋5V，±15V或±12V等多路组成，而对较复杂的电子系统来讲，实际用到的电源电压就更多了。目前主要由下述诸多电压组合而成：＋3.3V，＋5V，±15V，±12V，－5V，±9V，＋18V，＋24V、＋27V、±60V、＋135V、＋300V、－200V、＋600V、＋1800V、＋3000V、＋5000V（包括一个系统中需求多个上述相同电压供电电源）等。不同的电子系统，不仅对上述各种电压组合有严格的要求，而且对这些电源电压的诸多电特性也有较严格的要求，如电压精度，电压的负载能力（输出电流），电压的纹波和噪声，起动延迟，上升时间，恢复时间，电压过冲，断电延迟时间，跨步负载响应，跨步线性响应，交叉调整率，交叉干扰等。 2 多路输出电源 对于电源应用者来讲，一般都希望其所选择的电源产品为“傻瓜型”的，即所选择的电源电压只要负载不超过电源最大值，无论系统的各路负载特性如何变化，而各路电源电压依然精确无误。仅就这一点来讲，目前绝大多数的多路输出电源是不尽人意的。为了更进一步说明多路输出电源的特性，首先从图1所示多路输出开关电源框图讲起。 从图1可以看到，真正形成闭环控制的只有主电路Vp，其它Vaux1、Vaux2等辅电路都处在失控之中。从控制理论可知，只有Vp无论输入、输出如何变动（包括电压变动，负载变动等），在闭环的反馈控制作用下都能保证相当高的精度（一般优于0.5％），也就是说Vp在很大程度上只取决于基准电压和采样比例。对Vaux1，Vaux2而言，其精度主要依赖以下几个方面： 1）T1主变器的匝比，这里主要取决于Np1：Np2或Np1：Np3 2）辅助电路的负载情况。反激式开关电源设计基于U C3845的反激式开关电源设计 时间：2011-10-2821:40:13来源：作者： 引言 反激式开关电源以其结构简单、元器件少等优点在自动控制及智能仪表的电源中得到广泛的应用。开关电源的调节部分通常采用脉宽调制（PWM）技术，即在主变换器周期不变的情况下，根据输入电压或负载的变化来调节功率MOSFET管导通的占空比，从而使输出电压稳定。脉宽调制的方法很多，本文中所介绍的是一种高性能的固定频率电流型脉宽集成控制芯片UC3845。该芯片是专为离线的直流至直流变换器应用而设计的。其主要特点是具有内部振荡器、高精度误差比较器、逐周电流取样比较、启动电流小、大电流图腾柱输出等，是驱动MOSFET的理想器件。 1UC3845简介 UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v（通），7.6V（断）；电流模式工作达500千赫输出开关频率；在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%~70%可调；自动前馈补偿；锁存脉宽调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大电流图腾柱输出；输入欠压锁定，带滞后；启动及工作电流低。 芯片管脚图及管脚功能如图1所示。 图1UC3845芯片管脚图 1脚：输出/补偿，内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚2之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。 2脚：电压反馈输入端。此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压（2.5V）进行比较，调整脉宽。 3脚：电流取样输入端。 4脚：RT/CT振荡器的外接电容C和电阻R的公共端。通过一个电阻接Vref通过一个电阻接地。 5脚：接地。 6脚：图腾柱式PWM输出，驱动能力为土1A. 7脚：正电源脚。 8脚：Vref，5V基准电压，输出电流可达50mA. 2设计方法 如图2为基于UC3845反激式开关电源的电路图，虚线框内为UC3845内部简化方框图。 1）启动电压和电容的选择 交流电源115VAC经整流、滤波后为一个纹波非常小的直流高压Udc,该电压根据交流电源范围往往可得到一个最大Udcmax，一和最小电压Udcmin。 当直流输入电压大于144V以上时，UC3845应启动开始工作，启动电阻应由线路直流电压和启动所需电流来确定。 根据UC3845的参数分析可知，当启动电压低于8.5V时，UC3845的整个电路仅消耗lmA的电流，即UC3845的典型启动电压为8.5V,电流为1mA.加上外围电路损耗约0.5mA,即整个电路损耗约1.5mA.在输入直流电压为最小电压Ddcmmn时，启动电阻Rin的计算如下： 图2基于UC3845反激式开关电源的电路图 启动过程完成后，UC3845的消耗电流会随着MOSFET管的开通增至100mA左右。该电流由启动电容在启动时储存的电荷量来提供。此时，启动电容上的电压会发生跌落到7.6V以上，要使UC3845fj~多路输出反激式开关电源设计多路输出反激式开关电源设计 摘要:以UC3844芯片为控制核心，设计并制作了多路输出反激式开关电源。完成了多路输出反激式开关电源系统设计，完成具体模块电路详细设计，包括 EMI 滤波电路、前级保护和整流桥电路、缓冲吸收电路、高频变压器、UC3844的启动与驱动电路、电流检测和过流保护电路等。合理选择、设计和分配了开关电源各电路参数；设计出电路原理图，根据设计规范制作出 PCB，并组装出电源样机，最后对设计的样机进行测试验证。 开关电源样机输出电压稳定性较高，输出电压纹波较小，符合设计规范小于80mV 的要求；样机整体测试结果表明，电源各项指标均符合要求，输出稳定，性能较好。 关键词：开关电源；反激式；UC3844；模块化Design of Multi-output Flyback Switching Power Supply Abstract: It was designed and produced a set of multiple output fly-back switching power supply, using the chip UC3844 as the control core. The design of the system and specific module circuits was completed. The module circuits include EMI filter circuit, level protection and bridge rectifier circuit, snubber circuit, high frequency transformer, start and drive circuit of UC3844, current sensing and over-current protection circuit. The parameters of switching power supply circuit were chose, designed and distributed reasonably. According to the schematic circuit design and design specifications, we produced the PCB, and assembled the prototype of power supply, also finished the test in the final. The higher stability of the output voltage of the switching power supply prototype, the output voltage ripple is small, meet the design specifications to the requirements of less than 80mV; The prototype of the overall test results show that the power of the indicators are in line with the requirements, output stability, better performance. Keywords:switch power supply；flyback；UC3844；Modular多路输出反激变换交叉调整率的改善多路输出反激变换交叉调整率的改善 Joe Marrero 国半电源管理部首席工程师 Hqeepower 译 摘要： 交叉调整率严重限制了反激变换在多路输出中的应用。本文提出了一种通过增加副边小电感来改善交叉调整率的方法。这些小电感用于控制在主开关关断期间副边电流的变化率。通过对电流变化率的控制，从而提供多路输出反激变换的线性交叉调整率和负载交叉调整率。 简介： 理论上来讲反激变换的交叉调整率比正激变换好，但由于正激变换后边多增加了一个储能电感。因此，实际上正激变换的交叉调整率比反激的好。由于在开关管开通期间，原边电流不断的上升，在Ton结束时达到峰值Ip。这个电流在开关断开的瞬间，会被传递到副边。理解交叉调整率非常重要的一点是，传递到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的。文中会指出最初传递到副边电流的大多数会传递到漏感最小的那一路输出。如果这一路没有用做开关管PWM 的反馈控制，那么它的峰值就会很高。相反，如果这一路用于开关管PWM的反馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。 另外一个于交叉调整率相关的非常重要的特征就是非反馈绕组输出的匝数。具体来讲，为了保正输出电压在规定的误差范围内，需要增加或减少他们的匝数或者是调节反馈反馈绕组的输出。为了使所有的输出在一定的误差范围内，这必然会增加调试的时间。在许多情况下，往往需要增加额外的线性或开关稳压电路来解决由于交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的问题。 双路输出的交叉调整率 为了弄清楚当开关管关断时，电流传电是怎样分配的这样一个问题，我们把没有参加反馈的第二路输出Vo2反射到参加反馈的第一路输出Vo1中去，参见图1 和图二。 这里假设第二路输出的漏感是第一路输出漏感的两倍。即Ll2=2Ll1. 我们注意到，如果Vd1=Vd2=Vd,那么，在漏感两端产生的压降是相等的。其两端的压降为Vo=Vs-(Vo1+Vd). 那么只要，主开关管一关断，电流就会按照法拉第定律分配：（公式见原文，建议自己推一下）反激式开关电源设计资料.doc反激式开关电源设计资料 前言 反激式开关电源的控制芯片种类非常丰富，芯片厂商都有自己的专用芯片，例如UC3842、UC3845、OB2262、OB2269、TOPSWITCH 等等。虽然控制芯片略有不同，但是反激式开关电源的拓扑结构和电路原理基本上是一样的，本资料以UC3842为控制芯片设计了一款反激式开关电源。 单端反激式开关稳压电源的基本工作原理如下： D1 T R L 图1 反激式开关电源原理图 当加到原边主功率开关管Q1的激励脉冲为高电平使Q1导通时，直流输入电压V IN加载原边绕组N P两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流管D1反向偏置而截止；当驱动脉冲为低电平使Q1截止时，原边绕组N P两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流管被正向偏置而导通，此后存储在变压器中的磁能向负载传递释放。因单端反激式电源只是在原边开关管到同期间存储能量，当它截止时才向负载释放能量，故高频变压器在开关工作过程中，既起变压隔离作用，又是电感储能元件。因此又称单端反激式变换器是一种“电感储能式变换器”。 学习了反激式开关电源的工作原理之后，我们可以自行设计一款电源进行调试。开关电源是一门实验科学，理论知识的学习是必不可少的，但是光掌握了理论知识是远远不够的，还要多做实验，测试不同环境不同参数下的电源工作情况，这样才能对电源有更深的认识。除此之外，掌握大量的实验数据可以对以后设计电源和电源的优化提供很大帮助，可以更快速更合理的设计出一款新电源或者排除一些电源故障。通过阅读下面的章节，可以使你对电源从原理理解到设计能力有一个快速的提升。第一章 电源参数的计算 第一步，确定系统的参数。我们设计一个电源首先要确定电源工作在一个什么样的环境，比如说输入电压的范围、频率、网侧电压是否纯净，接下来是电源的输出能力包括输出电压、电流和纹波大小等等。先要确定这些相关因素，才能更好的设计出符合标准的电源。我们在第二章会详细介绍如何利用这些参数设计电源。 输入电压范围（V line min 和V line max ）； 输入电压频率（f L ）； 输出电压（V O ）； 输出电流（I O ）； 最大输出功率 （P 0）。 效率估计（E ff ）：需要估计功率转换效率以计算最大输入功率。如果没有参考数据可供使用，则对于低电压输出应用和高电压输出应用，应分别将E ff 设定为0.8~0.85。 利用估计效率，可由式（1-1）求出最大输入功率。 O IN ff P P E = （1-1） 第二步：确定输入整流滤波电容（C DC ）和DC 电压范围。 最大DC 电压纹波计算： max DC V ?= （1-2） 式（1-2）中，D ch 为规定的输入整流滤波电容的充电占空比。其 典型值为0.2。对于通用型输入（85~265Vrms ），一般将max V DC ?设定为多路输出反激式电源多路输出反激式开关电源设计 随着现代科技的高速发展，功率器件的不断更新，PWM技术的发展日趋完善，开关电源正朝着短、小、轻、薄的方向发展。 本文介绍了一种基于TOPSwith系列芯片设计的小功率多路输出AC／DC开关电源的原理及设计方法。 设计要求 本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源，最大功率为10 W。为了减少PCB的数量和智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB上。 考虑10W的功率以及小体积的因素，电路选用单端反激电路。单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由开关管和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由芯片TL431及周围元件组成)及信号传递电路(由隔离光耦及电阻组成)等组成。本电源设计成表面贴装的模块电源，其具体参数要求如下： 输出最大功率：10W 输入交流电压：85～265V 输出直流电压／电流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA 纹波电压：≤120mV 单端反激式开关电源的控制原理 所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。反激式则指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100kHz，使得高频变压器能够快速存储、释放能量，经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。这也是反激式电路的基本工作原理。而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。 TOPSwitch-Ⅱ系列芯片选型及介绍 TOPSwitch-Ⅱ系列芯片的漏极(D)与内部功率开关器件MOSFET相连，外部通过负载电感与主电源相连，在启动状态下通过内部开关式高压电源提供内部偏置电流，并设有电流检测。控制极(C)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚，与内部并联稳压器连接，提供正常工作时的内部偏置电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。源极(S)与高压功率回路的MOSFET的源极相连，兼做初级电路的公共点与参考点。内部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降，控制电压的典型值为5.7 V，极限电压为9 V，控制端最大允许电流为100 mA。反激式开关电源的设计方法1 设计步骤: 1.1 产品规格书制作 1.2 设计线路图、零件选用. 1.3 PCB Layout. 1.4 变压器、电感等计算. 1.5 设计验证. 2 设计流程介绍: 2.1 产品规格书制作 依据客户的要求，制作产品规格书。做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。 2.2 设计线路图、零件选用。 2.3 PCB Layout. 外形尺寸、接口定义，散热方式等。 2.4 变压器、电感等计算. 变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的， 2.4.1 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式 Gauss x NpxAe LpxIp B 100(max ) B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm 2) B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考 虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss 之间，若所设计的 power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心 因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以 做较大瓦数的Power 。 2.4.2 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power ，但相对价格亦较高。 2.4.3 决定变压器线径及线数: 变压器的选择实际中一般根据经验，依据电源的体积、工作频率， 相关主题 反激式开关电源设计 多路输出反激式开关 反激开关电源设计 反激开关电源设计解析 多路输出反激式电源 反激电源多路输出 文本预览
纹波电流计算公式如(3-15)所示：
)(2MAX AVG PK R D I I I -
?= (3-15) 代入相关数值，可得到：
A I R 75.0)45
.031.006.1(2≈-?= (3-16) 3.1.5 磁芯尺寸确定方法
设计磁性元件与特制或成品电感不同，须加气隙以提高磁心的能量储存能力。若无气隙，磁心一旦存储少许能量就容易达到饱和。
但对应所需r 值，还应确保L 值大小。故若所加气除太大，则必然导致匝数增多—这将增大绕组的铜耗。另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。故此时必须就实用进行折中选择，通常采用如下公式(一般应用于铁氧体磁心.且适用于所有拓扑)
()3227.0cm f
P r r Ve N I ?+?= (3-17) 其中f 的单位为K HZ
设计变压器时，因需降低高颇铜耗、减小变压器体积等各种原因，通常将r 值设定为0.5左右。
由此可得
()3321094.7100
25.815.05.027.0cm cm Ve =?+?= (3-18) 于是开始选取这个体积(或更大)的磁心。在El-40中可以找到，其等效长度和面积在它的规格说明中己给出
248.1cm Ae = (3-19)
9
cm l e 7.7= (3-20) 3396.117.748.1cm l Ae Ve e =?=?= (3-21) 稍大于所需尺寸，但刚好满足要求。
电压相关方程
T NA
LI B =
(3-22) 使B 与L 相关联。由于给定频率的r 和L 表达式等效,故结合这些公式，磁通密度变化取最大值(通过r),即可得到非常有用的关于r(为MKS 制单位)的电压相关方程式 f
Ae B D V r N PK ON ???????? ??+=221 (3-23) 所以若无材料的磁导率、磁隙等信息。只要已知磁心面积Ae 与其磁通密度变化范围，仍能得到所求的匝数值。对于大多数的铁氧体磁心,不管有无磁隙。磁通密度变化都不能超过0.3T 。所以求解N 为(此处N 为np ，一次绕组匝数)
3110
1001048.13.0236.02905.02134=??????????? ??+=-N 匝 (3-24) 5V 输出的二次绕组匝数为
356.186
.2231===n n n p
s 匝 (3-25) 匝数值需为整数，但若将其约等于1匝将会导致产生较大的漏感，所以一般取匝数值为
s n =2匝 (3-26) 根据相同的变比(VOR 不变)
4686.222≈?=?=n n n s p 匝 (3-27) 15V 输出绕组匝数通过计算得
6714.526
.05115_≈=?++=
AUX s n 匝 (3-28) 其中假定5V 输出二极管有0.6V 的压降,15V 输出二极管有1V 压降。
实际磁通密度变化范围再根据电压参数方程，解得B 为 T f
Ae n D V r B p ON PK ???????? ??+=221 (3-29) 但事实上并非必须使用以上方程计算。因为我们知道B PK 与匝数成反比。所以如果已知31匝对应0.3T ，则对应46匝的Bpk 应等于(保持L 、r 不变)
T B PK 20217.03.046
31=?= (3-30) 磁通密度的摆幅与幅值的关系为
10
T B r r B PK AC 080868.020217.05
.21222△B =?=?+=?= (3-32) 如果开始将磁通密度变化设定为0.3T ，当二次匝数约成整数后(只进位不舍去)，很有可能得到较小的磁通密度变化，如上所述。由此所得值不但可预期估算，而且可接受。但注意到电源电压上升或下降时，变换器继续穗压的同时，磁通密度变化范围将变得更大。这就是为何需准确设定最大的占空比和(或是)电流限制，否则变压器或电感会饱和，开关将会被损坏。具有快速电流控制和快速开关的高性价比反激变换器设计。允许峰值磁通密度变化取为0.42T 。但一般实际工作磁通密度变化范围为0.3T 或是更少。
磁隙
最后,必须要考虑到材料的磁导率，L 与磁导率相关的方程有
H N le Z L 2μμ0Ae 1???
? ???=
(3-33) 其中z 为气隙系数
le ls le z μ+= (3-34) 224-762046108.51048.110π42000106361Ae μμ1????
? ?????????=???? ???=---N le L z 所以
z = 21.33
最后，求解气隙长度
8.5)2000(8.533.21g
l z +== (3-35)
mm l g 5799.0= (3-36)
由于EI-40是在两边磁柱上播入气隙，则两边的气隙垫片就必须为上述计算值的一半，这样才能得到所需要的总气隙长度。
3.2 控制芯片选择
开关电源的控制核心是PWM 控制芯片，这个芯片有很多选择。有UC184x/284x/384x 三个大系列，分辨对应不同的工作温度范围，UC184x 是军用的，UC 284x 是工业级的，UC384x 是商品级的。因此，肯定选择UC384x 系列。
在同一级别里，分别有UC3842, UC3843, UC3844, UC3845四个型号，如表3-1所示。
在单端反激的结构中，由于变压器绕组的反电动势存在，作为开关管在关断时需要承受的电压为: q Uin U DS -=
1 (3-37)
其中q表示占空比。
表3-1 UC384x系列芯片
从公式（3-37）中可以看出随着占空比的提高开关管的耐压要求会变得很高。在晶体管时代（BJT）找到耐压超过800V的大功率管子是很困难的事，而网电的220在考虑20%的波动再整流滤波后会达到接近400V，在50%占空比的时候开关管的耐压要求已经达到800V，因此几乎所有的资料中对单端反激结构的占空比的设计都是45%。
UC3844相对于同系列的UC384x，最大的优点是占空比不超过50%，防止开机瞬间或负载短路时，变压器可能出现的饱和现象。这样外围只需要很少的元件就可以构建一个简单的开关电源。
PWM控制芯片UC3844的框图，如图3-2所示：
Vref
R T
括号内的数字是D后缀SO-14 封装的管脚号
图3-2 UC3844的简化框图
UC3844系列是专门设计用于离线和直流到直流变换器应用的高性能，固定频率，电流模式控制器，为设计者提供使用最少外部元件的高性能价格比的解决力一案。管脚功能如表3-2所示。
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表3-2 UC3844系列管脚功能
3.3 控制芯片驱动电路及定时电阻电容计算
3.3.1 UC3844驱动电路
UC3844的启动电压为+16V,电源开启后，交流电经过整流滤波后得到的直流电，通过电阻的降压后给C18充电，一旦C18的电压达到16V，芯片启动产生波形驱动信号，经串联在MOSFET栅极的阻尼电阻（阻尼电阻可防止开关管自激振荡），驱动开关管的开关。电源进入正常工作，变压器的副边绕组的产生的交流电经D8
整流滤后为芯片供电。
首先要解决的就是 PWM 芯片的供电问题，对于 UC3844 这款芯片来说，常用的供电电路是这个样的：整流后的输入电压通过一个大阻值的电阻R4向芯片供电，当电源开始工作以后，由馈电绕组 T2 接替向芯片供电的任务。
为了使芯片正常工作，第一就是要选择一个合适的大阻值的电阻向芯片供电。先要了解一下一些已知条件：芯片的工作电压是 10～16V，要使芯片开始工作必须
12
13
使芯片的供电电压达到 16V 以上；芯片的一般工作电流是10mA ，待机电流是0.5mA （0.5mA 是最大值，标准值是0.3mA ）；芯片的最大工作电压是 36V ，芯片内部有一个 36V 的稳压二极管，齐纳电流是 20mA ；
D20
图3-3 UC3844的驱动电路
先考虑最坏情况下，芯片不能损坏的电阻值：也就是输入电压最高、馈电绕组没有正常进入工作，此时输入电压加到芯片上和稳压二极管上，在 30mA 的电流下不能超过 36V 。假设电源电压是 220+10%，则整流滤波后的直流电压是 342V ，则电阻值 R 的取值就是：
K R 10102061030363423
≈=?-=- （3-38） 也就是说电阻的取值最小不能小于 10K ；
接下来考虑这个电阻取值的最大值，这个最大值要保证芯片供电引脚上的电压在输入电压最小值时能满足启动要求的 16V ，也就是说供电电流大于 0.5mA 时芯片仍能得到 16V 的电压。假设电源电压是 220-10%，则整流滤波后的直流电压是 198V ，则电阻值 R 的取值就是：
K R 36410364105.01619833=?=?-=-- （3-39）
即电阻的取值应该在 10K ～364K 之间。
上面是极限值的计算，接下来计算比较一般的情况，假设馈电绕组正常，为了让电路在馈电支持下能够正常工作，芯片的功耗又不致过大，那么应该为芯片选择个较为理想的工作电压，若为是12V ，即馈电绕组的输出是 12V 。
那么这个电阻的选择应该使芯片在正常工作电流时出现在芯片引脚上的电压低于 12V ，则电阻值为：
14
Ω3300010
10123423=?-- （3-40） 即理想的电阻阻值应大于 33K 。
这个电阻的阻值选的过大会有下面的情况：当芯片没有开始工作时，输入电压通过这个电阻向芯片电源上的滤波电容 C6 充电，直到电压达到 16V 以后芯片才会开始工作。如果这个电阻设置的过大，则在这个滤波电容 C6 有一定容量的条件下，这个充电过程会比较长，甚至会在为电源接通输入后，电源会等一会儿然后才开始工作。这种状况不是很好，所以这个电阻不宜取得过大。
因此决定把这个电阻选为 39K 。在这个取值上，电阻的功率并不是很大的问题，假设 342 伏的电压全部加在电阻上，电阻的功耗是3W ，但因为它基本上是在芯片启动的那一段时间工作，所以用个 1～2 W 的电阻都可以。但是必须注意到这是一个有耐压要求的电阻，基本上这应该是一个耐压 300V 的电阻，留出余量以后选用 400V 的耐压档位是比较理想的。
选定了这个电阻，其他的部分就相对简单一点了。首先是滤波用的电容，这里电容的取值是这样确定的，当电容充电到 16V 的时候，电路开始工作，除了电路本身逻辑要消耗10mA 的电流，驱动开关管还需要额外消耗40mA 电流，那么总的电流消耗大致算 50mA ；而由于软启动（后面会详细介绍）、电源的逐渐稳定等等因素存在，可能在 10ms 内无法由馈电回路提供电源，此时芯片就要消耗电容存储的能量。这个存储的能量必须在 10ms 内维持不能跌落到 10V 以下，否则芯片会再次进入欠压锁定。那么在 10ms 内维持 50mA 的电流，需要的电量就是：
)(105.010*********C ---?=??? （3-41）
则电容量要满足：
μF 836105.0V Δ3
≈?==-Q C （3-42）
实际选择 100uF ，耐压 36V 的型号，再并联一个 0.1uF 的无极性的电容减少铝电解电容的 ESR 较大的影响。这个电容如果太大，会像前面说的，电路的启动过程太慢，注意这可不是通常说的对电路有保护作用的软启动。所以电容值适当就好。
馈电绕组的整流二极管选用肖特基二极管，耐压超过 36V （超过芯片内的稳压二极管，这样在芯片没有正常工作时不致被反向击穿），电流超过 100mA 即可。
开关管的选择需要做一些计算，所以除了这个是个有一定耐压要求的功率 MOS 管，先画在原理图上，其他的留待后面解决。在芯片内部有一组推挽式的驱动电路对外部的开关管进行驱动，这里说一下其他的一些部分。
首先是栅极电阻R12，这个电阻的存在可以抑制由于 MOS 管的结间电容、引线电感等引起的高频振荡，这种振荡可能具有上百兆赫的频率从而很难被察觉但却带来严重的损耗和噪声辐射。通常这个电阻为20欧左右。此外，通常 MOS 管的栅极具有一个极限的电压，这个电压一般是 25V ，即便是高耐压的管子这个电压也就
30V，在芯片内部驱动电路的上臂是连接到芯片的 VCC 引脚的，而在电路的结构上这个引脚是有可能出现 36V 的电压的（尽管可能性极小，只出现在馈电绕组的电压异常升高时，例如反馈系统故障），这样就会带来 MOS 管门极被击穿的后果，所以通常这里需要加一个保护用的稳压二极管，本设计更倾向于加一个电压为 25V 的高速 TVS 管，即D20，这种 TVS 管具有比较小的结间电容，从而对 MOS 管驱动的影响更小一点。
3.3.1 UC3844控制电路的定时电阻和电容计算
决定芯片输出频率的是定时电阻和电容，但在开始的时候必须先介绍一下芯片的电压基准。在芯片内部有一个5V 的电压基准（对于军品和工业品级的芯片这个基准的精度是1%，而商用级的是2%），这个电压基准是很有用的，首先它被用来给定时电路充电，其次可以用于电压反馈电路的供电，最后可以用来在调试初期判断芯片是否正常工作。
在芯片的数据手册里，说明了在定时部分，这个5V 电压首先通过定时电阻R T 向定时电容C T充电，当CT充电到 2.8V 时，会触发一个8.3mA 的电流源对电容放电，放电到 1.2V 时停止放电，电容再次开始充电。这个充电-放电的过程周而复始，从而确定了芯片的振荡频率。在3842/3843 芯片中，这个振荡频率就是输出的开关频率，而在3844/3845 芯片中，还有一个额外的逻辑在振荡器输出波形中每 2 个减掉一个，进而形成最大50%的占空比。
另一方面，这一对定时电阻和电容不光决定了芯片输出的开关频率，同时也决定着芯片输出波形的最大占空比。这个机制是这样的：不管反馈电压和反馈电流的值是多少，芯片输出的开关波形仅在定时电路的充电期内输出高电平。芯片数据手册的时序图就体现了这个情况。定时电路的电阻较大而电容较小，则充电的过程较长而放电的过程较短，那么输出波形的占空比就可以很大；右侧定时电路的电阻较小而电容较大，那么放电过程就会占整个振荡周期的相当时间，那么输出波形的占空比就会被限制在一个有限的范围内。
电容C T
锁存器
“置位”输入
输出/补偿
电流取样输入
“复位”输入
输出
大R T/小C T小R T/大C T
图3-4时序图
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在开关电源最初问世的时候，受晶体管工作速度的影响，而如今已经有工作在数兆赫兹的开关电源。一般来说随着开关电源工作频率的提高，开关电源的体积就可以做的更小，但是更高的工作频率也带来更高的损耗和对电路更高的要求。在一个正常的设计中不应该追求过高的工作频率，在这次设计的电源里，计划的开关频率是100KHz，也是就芯片的振荡频率在 200KHz 上下。因为具体的振荡频率要结合开关变压器的设计进行，所以在原理设计阶段，大体上工作频率有一个预期就可以了，随着工作的深入这个值会被确定下来。
在这个部分要注意因为定时电阻、电容决定芯片的工作频率，而这个频率是整个电源工作的重点，所以这两个元件应选择精度较、稳定性都比较好的型号。不能随便决定这两个元件，比如一般的金属膜电阻精度是±5%，电容的精度是±20%，芯片电压基准的±2%，再算上温度漂移以及阻值、容量随寿命的变化，很可能会出现电源一生产出来就有的能用有的则不能，冷机能用而热机不能。所以这里的电阻要±0.5%～±1%的金属膜电阻，而电容应选择±5%的聚丙烯（CBB）电容或聚硫化苯（PPS）电容。
3.4 缓冲吸收电路
RCD 吸收电路可加在变压器原边两端或开关管两端，电路拓扑如图3-5 所示，前者称为RCD 箝位，后者称为RCD 缓冲，也可将它们组合使用。RCD 箝位电路比RCD缓冲电路更适合于在反激变换器中应用。这类电路特为：①电路拓扑简洁；②开关管关断时，变压器漏感能量转移到电容C上，开关管漏源电压被箝位；
③漏感能量消耗在电阻R上，变换效率较低。
(a) RCD 箝位电路(b) RCD 缓冲电路
图3-5 RCD 吸收电路
本设计是将RCD钳位电路与RCD缓冲电路组合，选用了电阻、电容和阻塞二极管构成的钳位电路。为了使开关管在关断的瞬间产生的很高的电压尖峰脉冲，不容易使开关管由于电压急剧升高而损坏，并且使电流采样和输出电压的波形出现很尖的脉冲，不影响系统的稳定工作，即采用如图3-6所示的缓冲吸收电路，即。其中R2、C1和D2构成反激变压器的吸收电路、C12、R5和D4构成开关管的缓冲吸收电路。
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由反激电源引起的一点儿分析 开关电源分为，隔离与非隔离两种形式，在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式，隔离电源按照结构形式不同，可分为两大类：正激式和反激式。反激式指在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。原边截止时，副边导通，能量释放到负载的工作状态，一般常规反激式电源单管多，双管的不常见。正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载，能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激，包括单管正激，双管正激。半桥、桥式电路都属于正激电路。 正激和反激电路各有其特点，在设计电路的过程中为达到最优性价比，可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些可采用单管正激电路，中等功率可采用双管正激电路或半桥电路，低电压时采用推挽电路，与半桥工作状态相同。大功率输出，一般采用桥式电路，低压也可采用推挽电路。 反激式电源因其结构简单，省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感，而在中小功率电源中得到广泛的应用。在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦，输出功率超过100瓦就没有优势，实现起来有难度。本人认为一般情况下是这样的，但也不能一概而论，PI 公司的TOP芯片就可做到300瓦，有文章介绍反激电源可做到上千瓦，但没见过实物。输出功率大小与输出电压高低有关。 反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数，由于反激电源需要变压器储存能量，要使变压器铁芯得到充分利用，一般都要在磁路中开气隙，其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率，使变压器能够承受大的脉冲电流冲击，而不至于铁芯进入饱和非线形状态，磁路中气隙处于高磁阻状态，在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。 变压器初次极间的偶合，也是确定漏感的关键因素，要尽量使初次极线圈靠近，可采用三明治绕法，但这样会使变压器分布电容增大。选用铁芯尽量用窗口比较长的磁芯，可减小漏感，如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。 关于反激电源的占空比，原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5，否则环路不容易补偿，有可能不稳定，但有一些例外，如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下。 占空比由变压器原副边匝数比确定，本人对做反激的看法是，先确定反射电压（输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值），在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大，开关管损耗降低。反射电压降低则工作占空比减小，开关管损耗增大。当然这也是有前提条件，当占空比增大，则意味着输出二极管导通时间缩短，为保持输出稳定，更多的时候将由输出电容放电电流来保证，输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷，而使其发热加剧，这在许多条件下是不允许的。 占空比增大，改变变压器匝数比，会使变压器漏感加大，使其整体性能变，当漏感能量大到一定程度，可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗，时就没有再增大占空比的意义了，
多路输出单端反激式开关电源设计
电子设备对电源的要求日益增高，促进了开关电源技术的不断发展。本文介绍了基于美国PI公司生产的单片开关电源芯片TOPSwitch系列设计的多输出的AC/DC开关电源。 设计电路选用TOPSwitch系列芯片的TOP244Y，该芯集成了PWM控制器、MOSFET功率开关管和欠电压、过电压等保护电路，芯片的开关频率为132kHZ，最大占空比为78%。设计电路的开关电源输出功率为25W时，实现了12V/1.2A,5V/2A和 30V/20mA三路直流电压输出，效率为80%以上。 论文介绍了开关电源相关内容，反激式开关电源的原理和应用技术，为电路设计提供了理论指导，并且提出了反激式开关电源的设计规划。仔细分析反激式开关电源之后，选择了电路所需的元器件的型号和参数，最终完成电路图的设计。最后使用芯片专属的优化设计软件PI Expert对反激式开关电源进行优化设计。设计结果为，优化设计之前电源的效率为78%左右，实际输出直流电压的最大误差为3.5%，经过优化之后最大误差降为0.36%，且电源效率提高到90%以上。反激式开关电源的直流输出回路接有EMI 滤波器，有效地降低了开关电源的输出纹波。 关键词：开关电源；反激式；多路输出；TOPSwitch-GX
Title Design of Multi-output Single-ended Fly-back Converter Abstract Electronic devices demanded on power increasingly higher to promote the continuous development of converter technology. This paper introduced the small power multi output AC/DC converter design based on the chip of TOP-Switch produced by American company Power Integrations. The converter design used TOP244Y as switching chip, which had PWM control circuit and power MOSFET, the chip’s switching frequency was 132 kHz, the maximum duty cycle was 78%. When the output power was 25W, switching power served three DC outputs 12V/1.2A, 5V/2A and 30V/20mA and the efficiency was 80%. The paper introduced some related content about the converter and the theory and technology of fly-back converter, to provide a theoretical guidance for circuit design. And then the paper proposed a fly-back converter supply design plan. And next, I designed a fly-back switching power circuit, and selected circuit’s components and parameters. Finally using PI Expert to optimize this fly-back switching power, I received some result about the designed circuit. Before the optimization, the efficiency was 78%, and the actual outp ut DC voltage’s maximum error was 3.5%, after the optimization, maximum error decreased to 0.36%, and the efficiency increased to 90%. And the fly-back switching power circuit had output EMI filter, decreased output ripple of switching power effectively.
2019年反激式开关电源设计大全
前言 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它 的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消 副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负 载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水 泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整 个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电 流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分 量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝 数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很 小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。
可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压 器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没 有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向 磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁 感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动 势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开 关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下， 首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源 变压器设计的思考二中讨论。 反激式开关电源设计的思考二---气隙的作用 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁 芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢? 由全电流定律可知:
第十七届全国电源技术年会论文集 基于ＵＣ３８４４的多路输出双管正激电源设计 石晓丽张代润黄念慈郑越四川大学电气信息学院（成都６１００６５） 摘要：介绍了一种基于ＵＣ３８４４集成芯片实现双管正激多路输出的电路，分析了电路的工作原理，并介绍了电路启动和控制设计方法，该控制方法简单，成本低，工作频率高，实用性强，同时设计了两种输出方案来满足不同需要，与一般的双管正激相比有较高的实用价值，实验证明效果良好。 叙词：双管正激多路输出开关电源 １引言 在中等容量的开关电源中，双管正激变换器有比较明显的 优势，它克服了单管正激变换器开关管电压应力过高的缺点，而 且不需要特殊变压器磁复位电路。更重要的是，与全桥变换器 和半桥变换器相比，其在结构上有抗桥臂直通的优点，因此已成 为应用最为普遍的电路拓扑结构。本文设计了一种采用 ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源。ＵＣ３８４４是一种电 流调制的ＰＷＭ控制器，实现电压电流双闭环控制，芯片内阻较 大（３０ｋ），启动电流小（小于ｌｍＡ），因此在高压输入时仍然可以 使用大电阻分压来进行启动，直接采用变压器输出端反馈，控制 电路简单，电路输出采用ＬＭ３５０调整电压精度。 ２变换器工作原理 本文设计的变换器输出功率２００Ｗ，工作频率５０ｋＨｚ，工作范围４００Ｖ～６００Ｖ，输出４路分别为２４Ｖ、±１２Ｖ和５Ｖ。 图ｌ是变换器的原理图，主电路是双管正激变换器，开关管Ｑ１和Ｑ２同时导通，能量通过高频变压器传输到输出侧，经整流输出给负载；开关管关断时，变压器能量通过续流二极管Ｄ。和Ｄ２回馈到输入端，变压器磁芯复位。 Ｑ和Ｑ采用功率Ｍ喽；Ｈ『ｒ作为功率开关管。开关管与瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）并联，可靠保护开关管。Ｒ３、Ｇ、ｂ构成高频变压器原边缓冲电路，用以限制开关管漏极因高频变压器的漏感而可能产生的尖峰电压，岛选用超快恢复二极管，恢复时间为７５ｎｓ。变压器原边的直流输入电压、原边绕组的感应电压以及由变压器的漏感而产生的尖峰电压，三者叠加在一起，其值可能超过Ｍ哽；既丌的额定电压，所以必须在开关管的ＤＳ极增加钳位电路和吸收电路，用以保护功率Ｍ瞪；Ｈ『ｒ不被损坏。Ｒ。、Ｒｚ、Ｃ１、聩与Ｒ、Ｒ５、ｃ３、Ｄ４构成了两个开关管的缓冲电路，Ｄ３和Ｄ４选用超快恢复管，其最大反向耐压值为７００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 输出部分采用半波加续流二极管整流，二极管选用超快恢复ＭＵＲ８２０，额定值为８Ａ／２００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 ３控制电路的设计 ＵＣ３８４４电流ＰＷＭ模式集成控制芯片广泛用于中小功率的１３（３－１３（３开关电源，ＵＣ３８４４内部主要由５．０Ｖ基准电压源、振荡器、降压器、电流检测比较器、ＰＷＭ锁存器、高增益Ｅ／Ａ误差放大器和用于驱动功率ＭＯＳＦＥＴ的大电流推挽输出电路等 图１由ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源 构成，启动／关闭电压阀值为１６ｖ／１０Ｖ，输出最大占空比为５０％，工作频率０～５００ｋＨｚ，驱动能力达士１Ａ。 Ｒ２ Ｒ４ 图２ＵＣ３８４４的典型外部接线图 ＵＣ３８４４典型外围电路如图２所示。ＵＣ３８４４的内阻大约３０ｋ，它的启动电压可以由主电路输入电压经过Ｒｔ、Ｒｚ、Ｒ。、Ｒ（芯片内阻）分压而得到，由图２可以知道，Ａ点电压的计算公式为： ＵＡ２ｉ孺Ｒｌ‰ ＵＣ３８４４的启动电压为１６Ｖ，式中Ｒ一３０ｋ，Ｒ２—２０ｋ，Ｒ４—４．７ｋ，可计算出，当Ｒ－一３００ｋ时，％一４００Ｖ电路开始工作。ＵＣ３８４４启动时电流不到ｌｍＡ，启动过程中电阻Ｒ－所消耗的功率大约为： Ｐｅａ＝ｒ×Ｒ１一（１０－３）２×３００×１０３—０．３Ｗ在双管正激变换器中，两开关管是同步的，因此采用变压器分两路来同时给开关管驱动信号，接线如图３所示。ＵＣ３８４４正 ?１８９?
设计要求 本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源，最大功率为10 W。为了减少PCB的数量和智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB 上。 考虑10W的功率以及小体积的因素，电路选用单端反激电路。单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由开关管和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由芯片TL431及周围元件组成)及信号传递电路(由隔离光耦及电阻组成)等组成。本电源设计成表面贴装的模块电源，其具体参数要求如下： 输出最大功率：10W 输入交流电压：85～265V 输出直流电压／电流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA 纹波电压：≤120mV 单端反激式开关电源的控制原理 所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。反激式则指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET 关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100kHz，使得高频变压器能够快速存储、释放能量，经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。这也是反激式电路的基本工作原理。而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。
TOPSwitch-Ⅱ系列芯片选型及介绍 TOPSwitch-Ⅱ系列芯片的漏极(D)与内部功率开关器件MOSFET相连，外部通过负载电感与主电源相连，在启动状态下通过内部开关式高压电源提供内部偏置电流，并设有电流检测。控制极(C)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚，与内部并联稳压器连接，提供正常工作时的内部偏置电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。源极(S)与高压功率回路的MOSFET的源极相连，兼做初级电路的公共点与参考点。内部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降，控制电压的典型值为5.7 V，极限电压为9 V，控制端最大允许电流为100 mA。 在设计时还对阈值电压采取了温度补偿措施，以消除因漏源导通电阻随温度变化而引起的漏极电流变化。当芯片结温大于135℃时，过热保护电路就输出高电平，关断输出极。此时控制电压Vc进入滞后调节模式，Vc端波形也变成幅度为4.7V～5.7V的锯齿波．若要重新启动电路，需断电后再接通电路开关，或者将Vc降至3.3V以下，再利用上电复位电路将内部触发器置零，使MOSFET恢复正常工作。 采用TOPSwitch-Ⅱ系列设计单片开关电源时所需外接元器件少，而且器件对电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计十分方便，性能稳定，性价比更高。 对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率。由设计要求可知，输入电压为宽范围输入，输出功率不大于10W，故选择TOP222G。 电路设计 本开关电源的原理图如图1所示。
反激式开关电源设计的思考一 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步： 第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。 可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。 关键词:开关电源反激式磁芯饱和 反激式开关电源设计的思考二 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢?由全电流定律可知:
反激式开关电源电路图讲解 一，先分类 开关电源的拓扑结构按照功率大小的分类如下： 10W以内常用RCC(自激振荡)拓扑方式 10W-100W以内常用反激式拓扑(75W以上电源有PF值要求) 100W-300W 正激、双管反激、准谐振 300W-500W 准谐振、双管正激、半桥等 500W-2000W 双管正激、半桥、全桥 2000W以上全桥 二，重点 在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源。 优点：成本低,外围元件少，低耗能，适用于宽电压范围输入,可多组输出. 缺点：输出纹波比较大。(输出加低内阻滤波电容或加LC噪声滤波器可以改善) 今天以最常用的反激开关电源的设计流程及元器件的选择方法为例。给大家讲解如何读懂反激开关电源电路图! 三，画框图 一般来说，总的来分按变压器初测部分和次侧部分来说明。开关电源的电路包括以下几个主要组成部分，如图1
图1，反激开关电源框图 四，原理图 图2是反激式开关电源的原理图，就是在图1框图的基础上，对各个部分进行详细的设计，当然，这些设计都是按照一定步骤进行的。下面会根据这个原理图进行各个部分的设计说明。 图2 典型反激开关电源原理图
五，保险管 图3 保险管 先认识一下电源的安规元件—保险管如图3。 作用：安全防护。在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。 技术参数：额定电压 ,额定电流 ,熔断时间。 分类：快断、慢断、常规 计算公式：其中：Po：输出功率 η效率：(设计的评估值) Vinmin ：最小的输入电压 2：为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的1.5~3倍。 0.98： PF值 六，NTC和MOV NTC 热敏电阻的位置如图4。 图4 NTC热敏电阻 图4中的RT为NTC，电阻值随温度升高而降低,抑制开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。
反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T
多路输出电源 对于电源应用者来讲，一般都希望其所选择的新巨电源产品为“傻瓜型”的，即所选择的电源电压只要负载不超过电源最大值，无论系统的各路负载特性如何变化，而各路电源电压依然精确无误。仅就这一点来讲，目前绝大多数的多路输出电源是不尽人意的。为了更进一步说明多路输出电源的特性，首先从图1所示多路输出开关电源框图讲起。 从图1可以看到，真正形成闭环控制的只有主电路Vp，其它Vaux1、Vaux2等辅电路都处在失控之中。从控制理论可知，只有Vp无论输入、输出如何变动(包括电压变动，负载变动等)，在闭环的反馈控制作用下都能保证相当高的精度(一般优于0.5%)，也就是说Vp在很大程度上只取决于基准电压和采样比例。对Vaux1，Vaux2而言，其精度主要依赖以下几个方面： 1)T1主变器的匝比，这里主要取决于Np1：Np2或Np1：Np3 2)辅助电路的负载情况。
3)主电路的负载情况注：如果以上3点设定后，输入电压的变动对辅电路的影响已经很有限了。 图1 在以上3点中，作为一个具体的开关电源变换器，主变压器匝比已经设定，所以影响辅助电路输出电压精度最大的因素为主电路和辅电路的负载情况。在开关电源产品中，有专门的技术指标说明和规范电源的这一特性，即就是交叉负载调整率。为了更好地讲述这一问题，先将交叉负载调整率的测量和计算方法讲述如下。 电源变换器多路输出交叉负载调整率测量与计算步骤 1)测试仪表及设备连接。 2)调节被测电源变换器的输入电压为标称值，合上开关S1、S2…Sn，调节被测电源变换器各路输出电流为额定值，测量第j路的输出电压Uj，用同样的方法测量其它各路输出电压。
多路输出开关电源的设计及应用原则 1 引言 对现代电子系统，即便是最简单的由单片机和单一I/O接口电路所组成的电子系统来讲，其电源电压一般也要由＋5V，±15V或±12V等多路组成，而对较复杂的电子系统来讲，实际用到的电源电压就更多了。目前主要由下述诸多电压组合而成：＋3.3V，＋5V，±15V，±12V，－5V，±9V，＋18V，＋24V、＋27V、±60V、＋135V、＋300V、－200V、＋600V、＋1800V、＋3000V、＋5000V（包括一个系统中需求多个上述相同电压供电电源）等。不同的电子系统，不仅对上述各种电压组合有严格的要求，而且对这些电源电压的诸多电特性也有较严格的要求，如电压精度，电压的负载能力（输出电流），电压的纹波和噪声，起动延迟，上升时间，恢复时间，电压过冲，断电延迟时间，跨步负载响应，跨步线性响应，交叉调整率，交叉干扰等。 2 多路输出电源 对于电源应用者来讲，一般都希望其所选择的电源产品为“傻瓜型”的，即所选择的电源电压只要负载不超过电源最大值，无论系统的各路负载特性如何变化，而各路电源电压依然精确无误。仅就这一点来讲，目前绝大多数的多路输出电源是不尽人意的。为了更进一步说明多路输出电源的特性，首先从图1所示多路输出开关电源框图讲起。 从图1可以看到，真正形成闭环控制的只有主电路Vp，其它Vaux1、Vaux2等辅电路都处在失控之中。从控制理论可知，只有Vp无论输入、输出如何变动（包括电压变动，负载变动等），在闭环的反馈控制作用下都能保证相当高的精度（一般优于0.5％），也就是说Vp在很大程度上只取决于基准电压和采样比例。对Vaux1，Vaux2而言，其精度主要依赖以下几个方面： 1）T1主变器的匝比，这里主要取决于Np1：Np2或Np1：Np3 2）辅助电路的负载情况。
基于U C3845的反激式开关电源设计 时间：2011-10-2821:40:13来源：作者： 引言 反激式开关电源以其结构简单、元器件少等优点在自动控制及智能仪表的电源中得到广泛的应用。开关电源的调节部分通常采用脉宽调制（PWM）技术，即在主变换器周期不变的情况下，根据输入电压或负载的变化来调节功率MOSFET管导通的占空比，从而使输出电压稳定。脉宽调制的方法很多，本文中所介绍的是一种高性能的固定频率电流型脉宽集成控制芯片UC3845。该芯片是专为离线的直流至直流变换器应用而设计的。其主要特点是具有内部振荡器、高精度误差比较器、逐周电流取样比较、启动电流小、大电流图腾柱输出等，是驱动MOSFET的理想器件。 1UC3845简介 UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v（通），7.6V（断）；电流模式工作达500千赫输出开关频率；在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%~70%可调；自动前馈补偿；锁存脉宽调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大电流图腾柱输出；输入欠压锁定，带滞后；启动及工作电流低。 芯片管脚图及管脚功能如图1所示。 图1UC3845芯片管脚图 1脚：输出/补偿，内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚2之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。 2脚：电压反馈输入端。此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压（2.5V）进行比较，调整脉宽。 3脚：电流取样输入端。 4脚：RT/CT振荡器的外接电容C和电阻R的公共端。通过一个电阻接Vref通过一个电阻接地。 5脚：接地。 6脚：图腾柱式PWM输出，驱动能力为土1A. 7脚：正电源脚。 8脚：Vref，5V基准电压，输出电流可达50mA. 2设计方法 如图2为基于UC3845反激式开关电源的电路图，虚线框内为UC3845内部简化方框图。 1）启动电压和电容的选择 交流电源115VAC经整流、滤波后为一个纹波非常小的直流高压Udc,该电压根据交流电源范围往往可得到一个最大Udcmax，一和最小电压Udcmin。 当直流输入电压大于144V以上时，UC3845应启动开始工作，启动电阻应由线路直流电压和启动所需电流来确定。 根据UC3845的参数分析可知，当启动电压低于8.5V时，UC3845的整个电路仅消耗lmA的电流，即UC3845的典型启动电压为8.5V,电流为1mA.加上外围电路损耗约0.5mA,即整个电路损耗约1.5mA.在输入直流电压为最小电压Ddcmmn时，启动电阻Rin的计算如下： 图2基于UC3845反激式开关电源的电路图 启动过程完成后，UC3845的消耗电流会随着MOSFET管的开通增至100mA左右。该电流由启动电容在启动时储存的电荷量来提供。此时，启动电容上的电压会发生跌落到7.6V以上，要使UC3845fj~
多路输出反激式开关电源设计 摘要:以UC3844芯片为控制核心，设计并制作了多路输出反激式开关电源。完成了多路输出反激式开关电源系统设计，完成具体模块电路详细设计，包括 EMI 滤波电路、前级保护和整流桥电路、缓冲吸收电路、高频变压器、UC3844的启动与驱动电路、电流检测和过流保护电路等。合理选择、设计和分配了开关电源各电路参数；设计出电路原理图，根据设计规范制作出 PCB，并组装出电源样机，最后对设计的样机进行测试验证。 开关电源样机输出电压稳定性较高，输出电压纹波较小，符合设计规范小于80mV 的要求；样机整体测试结果表明，电源各项指标均符合要求，输出稳定，性能较好。 关键词：开关电源；反激式；UC3844；模块化
Design of Multi-output Flyback Switching Power Supply Abstract: It was designed and produced a set of multiple output fly-back switching power supply, using the chip UC3844 as the control core. The design of the system and specific module circuits was completed. The module circuits include EMI filter circuit, level protection and bridge rectifier circuit, snubber circuit, high frequency transformer, start and drive circuit of UC3844, current sensing and over-current protection circuit. The parameters of switching power supply circuit were chose, designed and distributed reasonably. According to the schematic circuit design and design specifications, we produced the PCB, and assembled the prototype of power supply, also finished the test in the final. The higher stability of the output voltage of the switching power supply prototype, the output voltage ripple is small, meet the design specifications to the requirements of less than 80mV; The prototype of the overall test results show that the power of the indicators are in line with the requirements, output stability, better performance. Keywords:switch power supply；flyback；UC3844；Modular
多路输出反激变换交叉调整率的改善 Joe Marrero 国半电源管理部首席工程师 Hqeepower 译 摘要： 交叉调整率严重限制了反激变换在多路输出中的应用。本文提出了一种通过增加副边小电感来改善交叉调整率的方法。这些小电感用于控制在主开关关断期间副边电流的变化率。通过对电流变化率的控制，从而提供多路输出反激变换的线性交叉调整率和负载交叉调整率。 简介： 理论上来讲反激变换的交叉调整率比正激变换好，但由于正激变换后边多增加了一个储能电感。因此，实际上正激变换的交叉调整率比反激的好。由于在开关管开通期间，原边电流不断的上升，在Ton结束时达到峰值Ip。这个电流在开关断开的瞬间，会被传递到副边。理解交叉调整率非常重要的一点是，传递到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的。文中会指出最初传递到副边电流的大多数会传递到漏感最小的那一路输出。如果这一路没有用做开关管PWM 的反馈控制，那么它的峰值就会很高。相反，如果这一路用于开关管PWM的反馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。 另外一个于交叉调整率相关的非常重要的特征就是非反馈绕组输出的匝数。具体来讲，为了保正输出电压在规定的误差范围内，需要增加或减少他们的匝数或者是调节反馈反馈绕组的输出。为了使所有的输出在一定的误差范围内，这必然会增加调试的时间。在许多情况下，往往需要增加额外的线性或开关稳压电路来解决由于交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的问题。 双路输出的交叉调整率 为了弄清楚当开关管关断时，电流传电是怎样分配的这样一个问题，我们把没有参加反馈的第二路输出Vo2反射到参加反馈的第一路输出Vo1中去，参见图1 和图二。 这里假设第二路输出的漏感是第一路输出漏感的两倍。即Ll2=2Ll1. 我们注意到，如果Vd1=Vd2=Vd,那么，在漏感两端产生的压降是相等的。其两端的压降为Vo=Vs-(Vo1+Vd). 那么只要，主开关管一关断，电流就会按照法拉第定律分配：（公式见原文，建议自己推一下）
反激式开关电源设计资料 前言 反激式开关电源的控制芯片种类非常丰富，芯片厂商都有自己的专用芯片，例如UC3842、UC3845、OB2262、OB2269、TOPSWITCH 等等。虽然控制芯片略有不同，但是反激式开关电源的拓扑结构和电路原理基本上是一样的，本资料以UC3842为控制芯片设计了一款反激式开关电源。 单端反激式开关稳压电源的基本工作原理如下： D1 T R L 图1 反激式开关电源原理图 当加到原边主功率开关管Q1的激励脉冲为高电平使Q1导通时，直流输入电压V IN加载原边绕组N P两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流管D1反向偏置而截止；当驱动脉冲为低电平使Q1截止时，原边绕组N P两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流管被正向偏置而导通，此后存储在变压器中的磁能向负载传递释放。因单端反激式电源只是在原边开关管到同期间存储能
量，当它截止时才向负载释放能量，故高频变压器在开关工作过程中，既起变压隔离作用，又是电感储能元件。因此又称单端反激式变换器是一种“电感储能式变换器”。 学习了反激式开关电源的工作原理之后，我们可以自行设计一款电源进行调试。开关电源是一门实验科学，理论知识的学习是必不可少的，但是光掌握了理论知识是远远不够的，还要多做实验，测试不同环境不同参数下的电源工作情况，这样才能对电源有更深的认识。除此之外，掌握大量的实验数据可以对以后设计电源和电源的优化提供很大帮助，可以更快速更合理的设计出一款新电源或者排除一些电源故障。通过阅读下面的章节，可以使你对电源从原理理解到设计能力有一个快速的提升。
第一章 电源参数的计算 第一步，确定系统的参数。我们设计一个电源首先要确定电源工作在一个什么样的环境，比如说输入电压的范围、频率、网侧电压是否纯净，接下来是电源的输出能力包括输出电压、电流和纹波大小等等。先要确定这些相关因素，才能更好的设计出符合标准的电源。我们在第二章会详细介绍如何利用这些参数设计电源。 输入电压范围（V line min 和V line max ）； 输入电压频率（f L ）； 输出电压（V O ）； 输出电流（I O ）； 最大输出功率 （P 0）。 效率估计（E ff ）：需要估计功率转换效率以计算最大输入功率。如果没有参考数据可供使用，则对于低电压输出应用和高电压输出应用，应分别将E ff 设定为0.8~0.85。 利用估计效率，可由式（1-1）求出最大输入功率。 O IN ff P P E = （1-1） 第二步：确定输入整流滤波电容（C DC ）和DC 电压范围。 最大DC 电压纹波计算： max DC V ?= （1-2） 式（1-2）中，D ch 为规定的输入整流滤波电容的充电占空比。其 典型值为0.2。对于通用型输入（85~265Vrms ），一般将max V DC ?设定为
多路输出反激式开关电源设计 随着现代科技的高速发展，功率器件的不断更新，PWM技术的发展日趋完善，开关电源正朝着短、小、轻、薄的方向发展。 本文介绍了一种基于TOPSwith系列芯片设计的小功率多路输出AC／DC开关电源的原理及设计方法。 设计要求 本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源，最大功率为10 W。为了减少PCB的数量和智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB上。 考虑10W的功率以及小体积的因素，电路选用单端反激电路。单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由开关管和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由芯片TL431及周围元件组成)及信号传递电路(由隔离光耦及电阻组成)等组成。本电源设计成表面贴装的模块电源，其具体参数要求如下： 输出最大功率：10W 输入交流电压：85～265V 输出直流电压／电流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA 纹波电压：≤120mV 单端反激式开关电源的控制原理 所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。反激式则指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100kHz，使得高频变压器能够快速存储、释放能量，经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。这也是反激式电路的基本工作原理。而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。 TOPSwitch-Ⅱ系列芯片选型及介绍 TOPSwitch-Ⅱ系列芯片的漏极(D)与内部功率开关器件MOSFET相连，外部通过负载电感与主电源相连，在启动状态下通过内部开关式高压电源提供内部偏置电流，并设有电流检测。控制极(C)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚，与内部并联稳压器连接，提供正常工作时的内部偏置电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。源极(S)与高压功率回路的MOSFET的源极相连，兼做初级电路的公共点与参考点。内部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降，控制电压的典型值为5.7 V，极限电压为9 V，控制端最大允许电流为100 mA。
1 设计步骤: 1.1 产品规格书制作 1.2 设计线路图、零件选用. 1.3 PCB Layout. 1.4 变压器、电感等计算. 1.5 设计验证. 2 设计流程介绍: 2.1 产品规格书制作 依据客户的要求，制作产品规格书。做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。 2.2 设计线路图、零件选用。 2.3 PCB Layout. 外形尺寸、接口定义，散热方式等。 2.4 变压器、电感等计算. 变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的， 2.4.1 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式 Gauss x NpxAe LpxIp B 100(max ) B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm 2) B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考 虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss 之间，若所设计的 power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心 因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以 做较大瓦数的Power 。 2.4.2 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power ，但相对价格亦较高。 2.4.3 决定变压器线径及线数: 变压器的选择实际中一般根据经验，依据电源的体积、工作频率，
