牵引变流器变流器工作原理
1，概述
交流异步电动机的同步转速与电源频率的关系:
⑴
变频调速就是利用电动机的同步转速随电机电源频率变化的特性，通过改变电动机的供电频率进行调速的方法。利用半导体功率开关器件如IGBT等变频装置构成变频电源对异步电动机进行调速。
同步转速随电源频率线性地变化，改变频率时的机械特性是一组平行的曲线，类似于直流电机电枢调压调速特性。因此，从性能上来讲，变频调速是交流电机最理想的调速方法。
异步电机电压U1与磁通Φ的关系：
⑵
有⑵式知，若不变，与成反比，如果下降，则增加，使磁路过饱和，励磁电流迅速上升，导致铁损增加，电机发热及效率下降，功率因数降低。如果上升，则减小，电磁转矩也就跟着减小，电机负载能力下降。由此可见，在调节的同时，还要协调地控制，即给电机提供变压变频电源，才可以获得较好的调速性能。
由变压变频装置给笼型异步电机供电所组成的调速系统叫做变压变频调速系统，它可以分为转速开环恒压频比控制、转速闭环转差频率控制系统，可以满足一般要求的交流调速系统。若调速系统对调速系统静、动态性能要求不高的场合，比如风机、水泵等节能调速系统，可以采用转速开环恒压频比带低频电压补偿的控制方案，其控制系统结构简单，成本也比较低。若要提高静、动态性能，可以采用转速反馈
的闭环控制系统。若调速系统对静、动态性能的要求很高，则需要采用模拟直流电机控制的矢量控制系统。矢量控制系统是高动态性能的交流调速控制系统，但是需要进行大量复杂的坐标变换运算，而且控制对象参数的变化将直接影响控制精度。直接转矩控制系统是近十几年来继矢量控制系统之后发展起来的另一种高动态性能的交流调速系统。它避开了矢量控制的旋转坐标变换，而是直接进行转矩“砰—砰”控制。
地铁列车和电动车组的调速系统，对静、动态性能的要求很高，采用矢量控制系统或直接转矩控制系统。地铁列车的牵引系统为直-交变频器，电动车组的牵引系统为交-直-交变频器。
随着电力半导体器件的发展，变频器的发展也经历了几个阶段。电力电子器件的可控性、模块化、控制手段的全数字化，利用了微机的强大信息处理能力，使软件功能不断强化，变频器的灵活性和适用性不断增强。随着网络时代的到来，变频器的网络功能和通信不断增强，它不仅可以与设备网的现场总线直接相连，还可以与信息交换实时数据。
2，牵引变流器工作原理
牵引变流器将直流电变成电压和频率可变的交流电，并采用采用正弦脉宽调制（SPWM）方法，使输出波形近似正弦波，用于驱动异步电机，实现无级调速。
2.1，电压型PWM变频器主电路的原理图
图1 电压型PWM变频器主电路的原理图
2.2，变频器的调制方式
正弦波脉宽调制（SPWM）。
2.2.1，开关器件的门极驱动信号的产生
由三角波载频信号uc与三相正弦波参考信号ur相比较的方法产生。如图2所示。
图2 开关器件的门极驱动信号
2.2.2，开关器件IGBT 的开关状态
当U Ｇ为正时，V 1导通，V 2截止；U Ｇ为负时，V 1截止，V 2导通；
当V Ｇ为正时，V 3导通，V 4截止；V Ｇ为负时，V 3截止，V 4导通；
当W Ｇ为正时，V 5导通，V 6截止；W Ｇ为负时，V 5截止，V 6导通。
V 1～V 6共有8种开关状态。其中：6种是工作状态，特点是三相负载接在不同电位上；2种是0开关状态，特点是三相负载接在相同电位上，同时接电源正极，或同时接电源负极。
6种是工作状态为：
①V1、V3、V6导通，V2、V4、V5截止，A、B接电源正极，C接电源负极；
②V1、V4、V5导通，V2、V3、V6截止，A、C接电源正极，B接电源负极；
③V2、V3、V5导通，V1、V4、V6截止，B、C接电源正极，A接电源负极；
④V2、V4、V5导通，V1、V3、V6截止，A、B接电源负极，C接电源极正；
⑤V2、V3、V6导通，V1、V4、V5截止，A、C接电源负极，B接电源极正；
⑥V1、V4、V6导通，V2、V3、V5截止，B、C接电源负极，A接电源极正。
2种是0开关状态为：
①V1、V3、V5导通，V2、V4、V6截止，A、B、C都与电源正极接通；
②V1、V3、V5截止，V2、V4、V6导通，A、B、C都与电源负极接通。
2.2.3，A、B、C三点的电位波形
以直流电源负极（0V线）为参考电位。
当UＧ为正时，V1导通，V2截止，U A为正；UＧ为负时，V1截止，V2导通, U A 为0；
当VＧ为正时，V3导通，V4截止，U B为正；VＧ为负时，V3截止，V4导通, U B 为0；
当WＧ为正时，V5导通，V6截止，U C为正；WＧ为负时，V5截止，V6导通, U C 为0。
A、B、C三点电位的波形如图3所示
图3 A、B、C三点电位的波形
2.2.4，正弦波脉宽调制（SPWM）的特点
这种调制方式的特点是：输出的PWM脉冲波形等幅、变宽，脉冲宽度变化呈正弦分布，各脉冲面积之和与正弦波下的面积成比例。因此，其调制波形接近于正弦波，谐波分量减少。
当改变参考信号ur的幅值时，脉宽随之改变，从而改变了主回路输出电压的大小。当改变ur的频率时，输出电压频率即随之改变。
2.2.5，载波比
载波与基准波的频率比定义为载波比N，N=fc/fr>1，它决定一个周期内电压的脉冲个数。按照载波比不同的处理方式，变频器有同步调制、异步调制和分段调
制三种
（1）同步调制在变频调速时，载波频率与基准波频率同步变化，即载波比N 为常数，因此，在逆变器输出电压的一个周期内调制脉冲数是固定的。若取N等于三的倍数，则同步调制能保证逆变器输出的正、负半波对称，也能保证三相平衡。但是，当输出频率很低时，相邻两脉冲的间距增大，谐波分量增加。这会使电机产生较大的转矩脉动和噪声，低速时运转不平稳。
（2）异步调制在变频器的变频范围内，载波比N不等于常数。在改变基准波频率时保持载波频率不变，因此提高了低频时的载波比，这样变频器输出电压在一个周期内的脉冲个数可随输出频率的降低而增加，相应地可以减少电机的转矩脉动，改善低速性能。但是，随着载波比的变化，很难保证三相输出间的对称关系，也会影响电机的平稳运行。
（3）分段同步调制将同步调制和异步调制结合起来，相互取长补短，形成分段同步调制。把变频器的整个变频范围划分成若干个频段，在每个频段内固定载波比。在不同的频段，N的取值不同，频率越低N越大。用同步调制保证输出波形对称，用分段调制可以改善低速性能，这就是这种方法的优点，也是它广泛采用的原因。
2.3，变频器的控制方式
2.3.1电压频率协调控制
如果变频调速过程中，磁通过大，会使铁心饱和，励磁电流过大会使绕组过热，严重时会烧坏电机；磁通过小时，电机出力不足，输出转矩小，电机的铁心不能充分利用，造成浪费。所以，变频调速时还要同时改变定子电压，以保证电机调速时保持每极磁通量为额定值。由关系式
可知，为了保持Φ恒定，改变频率时，就要相应地改变定子感应电势，使
按照上式确定的控制方法称为恒定电势频率比的控制方式。然而，绕组中的感应电势一般是难以直接测量和控制的。为了便于实现，我们通常采取近似的方法：当电势较高的时候，忽略定子绕组中的电阻压降和漏抗压降，用定子电压代替定子电势，使
这就是恒定压频比的控制方式。不论是恒定电势频率比还是恒定电压频率比都只能在基频以下运行。如果要在基频以上调速运行，频率可以大于额定频率，但是电压却不能大于额定电压，只能保持= 。如果继续增大，这将使磁通与频率成反比地下降。如图4所示。
图4 恒压频比控制特性
如果电动机在不同转速下都有额定电流，则电机能在温升容许的情况下长期运行，这时转矩基本上随磁通变化。在基频以下属于恒转矩调速的性质，在基频以上属于恒功率调速的性质。
高频高压时, 定子电压远大于定子阻抗压降, 定子阻抗压降可忽略不计，U1≌E1；但低频低压时，定子阻抗压降已经不能忽略，U1≠E1，此时的压频比恒定已经不能保证磁通恒定。因此，低速时时引起电势和磁通的明显降低，将发生严重励磁不足和转矩减少的问题。
为了改善低速时机械特性，需要对电压给定进行补偿，即在低速时抬高压频比值，两种典型的改善压频比特性如图5中的曲线2和曲线3所示。
在非线性特性中，与在高频时是成正比的，但是随着频率趋于零，电压逐渐被提高。在偏置特性中，电压补偿量与频率比分量共同决定定子电压，故：
⑷
式中:值根据不同负载的需要进行调整。
2.3.2 转差频率控制
从异步电动机的转矩方程式和稳态电路图可以看到，当S很小时，很小，一般为的2％～5％，可得近似的转矩与转差角频率的关系式：
⑸
上式表明：在S很小的范围内，只要能够维持气隙磁通不变，异步电动机的转矩近似地与转差角频率成正比。也就是说在异步电动机中控制，能够达到间接控制转矩的作用。控制转差频率就代表了控制转矩，这就是转差率控制地基本概念。
“保持磁通恒定”是基于稳态等效电路和稳态转矩公式而得到的结论。在动态过程中，磁通不可能保持恒定。加之在实际中，磁饱和和温度变化等引起的电机参数的变化都将导致气隙磁通的变化，使驱动性能降低，这是稳态的函数关系所不能自适应解决的稳态，所以转差率控制的精度保证是困难的。
转差频率控制的基本要点之一是保持磁通恒定，为此需要对定子电流进行调节。这种策略加强了对磁场的控制，有利于系统响应的快速和稳定性。但是对定子电流进行调节的规律是在稳态的情况下得到的，在动态过程中，一般说，并不能依此来保证磁通恒定。另外，转差频率控制仍然没有对电流的相位进行控制，这也会影响它对转矩的控制能力。
同恒压频比控制一样，转差频率控制所依赖的规律--不管是转矩与转差的关系，还是保持恒磁通时,定子电流与转差的关系，都是在稳态条件下得出的，不能反映动态特性，因而仍然不能保证最优的动态性能。
2.3.3 矢量控制的变频调速系统
异步电机的数学模型是一个高阶、非线性、强耦合、多变量的系统，通过坐标变换，可以使之降阶并解耦，但是并没有改变其非线性、多变量的本质。在标量控制中，动态性能不够理想，调节器的参数很难设计，究其原因在于仍采用单变量系
统的控制思想，而没有从根本上解决非线性、多变量的特殊问题。
矢量控制，又称磁场定向控制。从原理上说，矢量控制方式的特征是：它把交流电动机解析成直流电动机一样的转矩发生机构，按照磁场与其正交电流的积就是转矩这一基本的原理，从理论上将电动机的一次电流分离成建立磁场的励磁分量和磁场正交的产生转矩的转矩分量，然后进行控制。其控制思想就是从根本上改造交流电动机，改变其产生转矩的规律，设法在普通的三相交流电动机上模拟直流电动机控制转矩的规律。
矢量变换控制的基本思路，是以产生同样的旋转磁场为准则，建立三相交流绕组电流、两组交流绕组电流和在旋转坐标上的正交绕组直流电流之间的等效关系。
由电动机结构及旋转磁场的基本原理可知，三相固定的对称绕组A、B、C，通过三相正弦平衡交流电流ia、ib、ic时，即产生转速为的旋转磁场，如图5（a）所示。
图5 等效旋转磁场下的不同绕组
实际上，产生旋转磁场不一定非要三相不可，除单相以外，二相、四相…….等任意的多相对称绕组，通过多相平衡电流，都能产生旋转磁场。图5（b）所示是两相固定绕组和，通以两相平衡交流电流和（相位相差90°）时所产生的旋
转磁场，当旋转磁场的大小和转速都相同时，图5（a）和5（b）中所示的两套绕组等效。图5（c）中有两个匝数相等相互垂直的绕组M和T，分别通以直流电流和产生位置固定的磁通。如果使两个绕组同时以同步转速旋转，磁通自然随着旋转起来。这样也可以认为和图5（a）所示的绕组是等效的。
可以想象，当观察者站到铁心上和绕组一起旋转时，在他看来是两个通以直流的相互垂直的固定绕组。如果取磁通的位置和M绕组的平面正交，就和等效的直流电动机绕组没有什么差别了。其中M绕组相当于励磁绕组，T绕组相当于电枢绕组。
由此可见，将异步电动机模拟成直流电动机进行控制，就是将A、B、C静止坐标系表示的异步电动机矢量变换到按转子磁通方向为磁场定向并以同步速度旋转的M-T直角坐标系上，即进行矢量的坐标变换。可以证明，在M-T直角坐标系上，异步电动机的数学模型和直流电动机的数学模型是极为相似的。因此，我们可以像控制直流电动机一样去控制异步电动机，以获得优越的调速性能。
矢量控制从原理上说可以得到与直流电动机相同的控制性能，但是矢量控制的运算中要使用电动机的参数。转差频率的运算中所采用的转子电阻值r2随电动机的温度而变化，在转矩控制精度上将产生问题。因此，设置转差补偿运算器，由电动机的定子电压、定子电流等检出转差频率的误差，自动地补偿转差频率，以求提高转矩控制的精度。
2.3.4直接转矩控制的变频调速系统
直接转矩控制方法是继矢量控制技术之后发展起来的一种新型交流变频调速技术。尽管矢量控制在原理上优于标量控制，但是在实际上，由于转子磁链难以观
测，系统性能受到电机参数的影响较大，以及复杂的矢量变换，都使它的实际控制效果难于达到理论分析的结果。直接转矩控制正是弥补了矢量控制的不足，它避免了复杂的坐标变换，减少了对电机参数的依赖性，以其新颖的控制思想、简洁明了的系统结果、优良的动静态性能备受人们的青睐，得到迅速的发展。
直接转矩控制的特点：
（1）在定子坐标系下分析交流机的数学模型，直接控制磁链和转矩，不需与直流机做比较、等效、转化等，省去了复杂的计算。
（2）直接转矩控制以定子磁场定向，只需定子参数，而不需随转速变化的，难以测定的转子参数，大大减少了参数变化对系统性能的影响。
（3）采用电压矢量和六边形磁链轨迹，直接控制转矩
（4）转矩和磁链都采用两点调节器（带滞环的band-band 控制），把误差限制在容许的范围内，控制直接又简化。
（5）控制信号的物理概念明确，转矩响应迅速，而且无超调，具有较高的动静态性能。