概要
? 2?设计要求
? 2.LC参数的设计
? 3?小信号模型的建立
拿4.串联超前滞后补偿网络的设计
? PSIM中对电路波形的仿真
oost变换器电路参数设计要求
? 1. 1技术指标
*输入电压：V=500v 输出电压：V= 700v
*开关频率：50kHz
?额定功率：10.5kw
亿”2 G ?心心
Boost 变换器系统电路图结构
Boost 变换器的负反馈控制系统传递函数图
其中4(、为占空比至输出的传递函数,6(?为PWM 脉宽调制器的传递函数. 表希反
備通路的传递函数， 为补偿网络的传递函数。 其中 为未加补偿网络时的回路增益函数，称之为原始回路增益
函数Q3
为待设计的补偿网络函数
LC 参数的选取
*田已知可得：输岀额定电流:/<)= A =j°lr 10 =i54
% --
* 占空比：D=1-^ =2.857 &严伫= 46.6670 ?求解
临界电感 ° *
?当变换器工作在临界状态时，其电感电流波形如图所示:
V -匕
V
V
」_■- 7)7；=』(1 一 /刀 7； =
2/° = 2」
L
L
R
I =匕 Q(1 — OF c _ ~~27^
.计算得 Q= 0.068mH 选取 厶竝选L=0.08mH
电容值的选取
?二极管关闭时，电容向负载提供直流电流,
7(X)
*田此，得出临界电感值如下:
?二极管开通，同时向电容以及负载提供 ?电流，电容充放电荷量相同。
AV =也==比。7,
° C C RC
取纹波z\V ；)vl2V ?临界电容由公式得
1)X1。 A X AV
0,2857x15
50x10*12
= 7
」“F
?在此选U >￡?
C = 9pF
2
Boost 变涣殊临界状态电感电流波形
? Boost变换器的平均开关网络模型
首先对开关元件的电压或电流变星在一个开关周期内求平均.得到等效的平均参数电路。从而消除了开关波纹的影响，但此时仍然是一个非线性电路，这样的电路由于同时包含了直流分量与交流分量的作用, 成为大信号等效电路:
其次将各平均变量表达为对应的直流分量与交流小信号分量之和，消去直流分量后即可得到只含有小倍号分量的表达式，达到分离小佶号的目的；
最后对只含小信号分量的表达式作线性化处理，从而将非线性系统在直流工作点附近近似为线性系统.为线性系统的各种分析与设计方法的应用做好准备"
开关周期平均算子的定义:
1 r $乜
_ |
?式中?X (『是DC/DC 变换器中某电?：7；为开关周期。对电压.电流等 电量进行开关周期平均运算，将保留原信号的低频部分，而滤除 开关频率分帚、开关频率谐波分量.
?可以证明：经过开关周期平均算子作用后，电感的电流和电感两端的 电压仍然满足法拉第电磁感应定律，即电感元件特性方程中的电压. 电流分别用他们各自的开关周期平均值代替后，方程仍然成立。
?类似的，电容元件的特性方程中的电压电流被代替后，方程仍然成立
图1与图2分别为Boost 变换器电路和它的开关网络/电路.苴丿F 关网络 子电路町用两端口网络表示.端I 」变量为 片a )n 勺⑴和/)
图1 Boost 变换益开关网络
图2 Boost
?变换器开关网络子电路
和叫(0
?在Boost变换器中.端口变量刚好分别为电感电流和电容电压.
这里将它们定义为开关网络的输入变量。为开关网络的输出变量
?用受控源等效网络子电路.如图3所示片(F)和W)
—呻扁□「仏血(吓专“
图3用受控源等效的网络子电路
?为保证图3中受控源两端口与图2中的开关网络完全等效，受控源两端口网络的两个端口必须与开关网络的两个端口波形相同.将图3中的二端口网络作开关周期平均运算之后?有：
?受控电压源的开关周期平均值为：
v 片a ) >T = d f(t) < VS (t) >T
?同理.受控电流源的开关周期平均值为：
< S >7； = d\t)
经过开关周期卓均变换洛Boost变换器的等如电路如图4所示:
图4经开关周期平均后的等效电路
对电路作小信号扰动，即令：a
v (/)>r = + V K (/) d(t) = D + d(t) d\t) = D-J(Z)
r =< Z,(r) >T = l+l(i) < p (刀巧=v 匕⑴乃>=V + v(/)
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图5加入扰动后的电路模型
?其受控电压源的电压：
I D- J(r)]|V + v(r)]= D r |V + v(/)|-Vd(t) - v(z)J(r)
?同样.受控电流源的电流：
[D - 2(0] [/+；(『)] =D[Z +：(『)]一滋(r)-f(OJ(C
若省略二阶交流项.可得到经线性化处理后的受控电压、电流源如图6 ?则得Boost 变换器的小信号交流模型如图7所示:
图7 Boost 变换器小信号交流模型
所示:
Vd(f)
------ -----------
+
zxv^v (/)i r
]m 护叫
〔八
-1 L_
图6经线性化处理后的开关模型
电力电子技术课程设计 班级 学号
目录 一．课程设计题目 (2) 二．课程设计容 (2) 三．所设计电路的工作原理(包括电路原理图、理论波形) 2四．电路的设计过程 (3) 五．各参数的计算 (3) 六．仿真模型的建立，仿真参数的设置 (3) 七．进行仿真实验，列举仿真结果 (4) 八．对仿真结果的分析 (6) 九．结论 (7) 十．课程设计参考书 (7)
一．课程设计题目 Boost 变换器研究 二．课程设计容 1． 主电路方案确定 2． 绘制电路原理图、分析理论波形 3． 器件额定参数的计算 4． 建立仿真模型并进行仿真实验 6． 电路性能分析 输出波形、器件上波形、参数的变化、谐波分析、故障分析等 三．所设计电路的工作原理(包括电路原理图、理论波形) 分析升压斩波电路的工作原理时，首先假设电路中电感L 值很大，电容C 值也很大。当可控开关V 处于通态时，电源E 向电感L 充电，充电电流基本恒定为I1,同时电容C 上的电压向负载R 供电。因C 值很大，基本保持输出电压u ?为恒值，记为U O 。设V 处于通态的时间为on t ,此阶段电感L 上积累的能量为on t EI 1。当V 处于断态时E 和L 共同向电容C 充电并向负载R 提供能量。设V 处于断态的时间为off t , 则在此期间电感L 释放的能量为 ()off t I E U 10-。当电路工作于稳态时， 一个周期T 中电感L 积蓄的能量与释放的能量相等，即 ()off on t I E U t EI 101-= 化简得 E t T t t t U off off off on = +=
《电力电子系统综合训练》任务书（第6组） 2014年秋季学期
摘要 BOOST 电路又称为升压斩波电路，它在各类电力电子电路中的应用十分广泛，它将低压直流电变为高压直流电，为负载提供了稳定的直流电压。升压斩波电路的PI 和PID调节器的性能对输出的电压影响很大。由于这种斩波电路工作于开关模式下，是一个强非线形系统。采用matlab仿真分析方法, 可直观、详细的描述BOOST 电路由启动到达稳态的工作过程, 并对其中各种现象进行细致深入的分析, 便于我们真正掌握BOOST 电路的工作特性。 【关键词】：Boost电路；直流电压； matlab仿真；
目录 摘要 (1) 1概论 (1) 1.1电力电子器件 (1) 1.1.1电力电子器件概述 (1) 1.1.2 直流-直流变换器（DC/DC）的应用 (2) 1.2 MATLAB软件概述 (3) 1.2.1 MATLAB介绍 (3) 1.2.2 SIMULINK仿真基础 (5) 1.2.3 MATLAB的GUI程序设计 (7) 2升压式直流斩波电路 (9) 2.1电路的结构与工作原理 (9) 2.1.1电路结构 (9) 2.1.2 工作原理 (9) 2.1.3基本数量关系 (10) 2.2升压斩波电路的典型应用 (10) 3模型仿真 (14) 3.1建立升压斩波电路模型 (14) 3.2模型参数设置 (14) 总结 (20) 致谢 (21) 参考文献 (22)
1概论 1.1电力电子器件 1.1.1电力电子器件概述 1957年可控硅(晶闸管)的问世，为半导体器件应用于强电领域的自动控制迈出了重要的一步，电力电子开始登上现代电气传动技术舞台，这标志着电力电子技术的诞生。 20世纪60年代初已开始使用电力电子这个名词，进入70年代晶闸管开始派生各种系列产品，普通晶闸管由于其不能自关断的特点，属于半控型器件，被称作第一代电力电子器件。随着理论研究和工艺水平的不断提高，以门极可关断晶闸管（GTO）、电力双极性晶体管(IGBT)和电力场效应晶体管（Power-IGBT）为代表的全控型器件迅速发展，被称作第二代电力电子器件。80年代后期，以绝缘栅极双极型晶体管（IGBT）为代表的复合型第三代电力电子器件异军突起，而进入90年代电力电子器件开始朝着智能化、功率集成化发展，这代表了电力电子技术发展的一个重要方向。 电力电子器件专指电力半导体器件，在实际应用中，一般是由控制电路、驱动电路、和以电力电子器件为核心的主电路组成一个系统。由信息电子电路组成的控制电路按照系统的工作要求形成控制信号，通过驱动电路去控制主电路的中电力电子器件的导通与关断，来完成整个系统的功能。 电力电子器件因为处理的电功率较大，为了减小本身的损耗，提高效率，电力电子器件一般都工作在开关状态，导通时阻抗很小，接近于短路，管压降接近于0，而电流由外电路决定，阻断时阻抗很大，接近于断路，电流几乎为0，而管子两端的电压由外电路参数决定，就想普通晶体管的饱和与截止一样。尽管工作在开关状态，但是电力电子器件自身功率损耗通常远大于信息电子器件，因而，为了保证不至于因损耗散发的热量导致器件温度过高而损坏，不仅在器件封装上比较讲究散热设计，而且在其工作时一般还需要安装散热器。这是因为电力电子器件在导通或者阻断状态下，并不是理想的短路或者断路。导通时器件上有一定的通态压降，阻断时器件上有微小的断态漏电流流过。尽管其数值都很小，但分别与数值较大的通态电流与断态电压相互作用，就形成了电力电子器件的通态损耗和断态损耗。 本文主要利用IGBT型开关器件对升压降压进行控制，电力IGBT是用栅极电压来控制漏极电流的，因此它的一个显著特点就是驱动简单，需要的驱动功率小，第二个显著特点就是开关速度快，工作评频率高，另外，电力IGBT的热稳定性优于GTR。
Buck-boost 变换器的建模与控制 一、平均开关模型 图1给出buck-boost 变换器电路和它的开关网络电路。 v v + - a ） i 2 b) 图1 buck-boost 变换器及开关网络 a) buck-boost 变换器 b) 开关网络 开关导通时，端口电压、电流方程： 1212(t)(t)(t)0v (t)0v (t)v(t)v (t) g i i i =??=? ? =??=-? 开关关断时：此时，端口电压、电流方程： 12 12(t)0(t)(t)v (t)v (t)v(t)v (t)0g i i i =? ?=-?? =-??=? 平均化后的端口网络方程为：
1' 2'1 2 (t)d(t)(t)(t)d (t)(t)v (t)=d (t)(v (t)v(t)) v (t)=d(t)(v(t)v (t)) g g i i i i ?=?=-? ?-??-? 因为端口网络的电流和电压的幅值相同，因此，可以直接得到基本变换器开关网络的小信号交流平均模型，如图4所示。 Λ Λ 2 ' 图4 开关网络的直流及小信号交流平均开关模型 将开关网络带入到buck-boost 变换其中，可得到如图5所示的buck-boost 变换器的的直流及小信号交流平均开关模型。 + - V +v Λ g V +v g Λ 图5 buck-boost 变换器的直流及小信号交流平均开关模型 二、buck-boost 变换器的传递函数 为了方便推导buck-boost 变换器传递函数，利用和其等效的小信号交流模型如图所示。
v g Λ v(s) Λ 图6 buck-boost 变换器的小信号交流平均模型 对图6中的小信号模型，设置扰动源d=0Λ ，可得到图7和图8所示的简化电路。 v g Λ v(s) Λ ' 图7扰动源d=0Λ 时，buck-boost 变换器的小信号交流等效电路 v(s) Λ 图8扰动源d=0Λ 时，buck-boost 变换器的小信号最简等效电路 由图8中的电路，列写方程可以得到输出和输入电压之比，即电路的传递函数： 2 v ' (s)0 '1s (s)1(s)g g d R v D SC G SL D v R SC D Λ Λ Λ == =- ?+（）
由IGBT 组成的升压变换器的建模及应用仿真 摘要：根据电力电子技术的原理，升压式变换器的输出电压0U 高于输入电源电压i U ，控制开关与负载并联连接，与负载并联的滤波电容必须足够大，以保证输出电压恒定，储能电感也要很大，以保证向负载提供足够的能量。在设计中，采用绝缘栅双极型晶体管IGBT 作为开关管，它既具有输入阻抗高，速度快，热稳定性好，驱动电路简单，又具有通态电压低，耐压高，流通大电流等优点。 关键词：升压变换器 IGBT Matlab 建模 一、设计内容 1. 设计原理 图1 升压变换器电路图 图1是升压变换器的电路图，其中i U 为输入直流电源，S 为开关管（在本设计中使用IGBT 作为开关管），在外部脉冲信号的激励下工作于开关状态。 当开关管S 导通，输入电流流经电感L 和开关管S ，开关管两端的电压降为零，电感两端产生电压降，电感电流开始线性增长，电感开始储存能量，此时二级管VD 处于关断状态。 当开关管S 截止，由于电感电流的连续性，电感L 的线圈产生的磁场将改变线圈两端的极性，以保持电感电流不变，因此电感电压在这一时段出现负电压，此电压是由线圈的磁能转化而成的，它与电源i U 串联，以高于i U 的电压向电路的后级供电，使电路产生了升压作用。此时，电感向后级释放能量，电感电流不断减小，电感电流通过二极管VD 到达输出端后，一部分为输出提供能量，一部分为电容充电。
这是升压变换器的一个工作周期，此后变换器重复上述过程工作至稳态过程。 2. 输出电压与输入电压的关系 若开关管导通时间on t ，关断时间off t ,开关工作周期off on t t +=T 。定义占空比 为： ,升压比为： 。理论上电感储能与释放能量相等，所以当电感电流连续时，输出电压： 3. 参数设置 （1）电源电压设置为直流24V ； （2）储能电感设置为3.6E-4 H ； （3）RC 负载设置：R 为24Ω；C 为5.4E-5 F ； （4）脉冲信号发生器设置：Pulse type 、Time(t)、Amplitude 、Phase delay(secs)均采用默认设置，Period(secs)设置为25e-6，Pulse Width(﹪ of Period)设置为20。 （5）二极管，IGBT ，电压、电流测量量均采用默认值。 4. 仿真目的 （1）观察占空比变化对输出电压的影响。 更改脉冲发生器中的周期参数，在占空比为20％，40％，60％，80％时，观察波形，估计输出电压的值。 （2）观察开关频率变化对输出电压纹波的影响。 占空比恢复为40％，将脉冲发生器输出驱动信号的频率改为原来的一半（20KHz ）和二倍（80KHz ），观测并估计两种条件下电压纹波的大小。 （3）观察滤波参数变化对输出电压纹波的影响。 将脉冲发生器输出驱动信号的频率恢复为40KHz ，将滤波电容值改为原来的一半和二倍，观测并估计两种条件下电压纹波的大小。 （4）观察负载阻值变化对输出电压纹波的影响。 将滤波电容值恢复为5.4E-5 F ，将负载阻值改为原来的一半和二倍，观测两种条件下电压纹波的变化并估计其大小。 结合仿真结果说明开关频率、滤波参数以及负载大小的变化对输出电压纹波的影响，并用输出电压纹波的公式验证仿真结果。 T t D on =D M -=11i off U t T U =-=i U D 110
基于UC3854的BOOST 电路PFC 变换器的设计 1. 设计指标 输入电压：200VAC ～250VAC 输入频率：50Hz 输出直流电压：400V 输出功率：500W 功率因数：>98% 输入电流THD ：<5% 2. 开关频率 综合考虑效率和变换器体积，选取开关频率为100KHz 。 原理图 3. 电感 电感值大小决定了输入端高频纹波电流总量，可以根据计算出的电流纹波总量ΔI 来选择电感值。 电感值的确定从输入正弦电流的峰值开始，而最大的峰值电流出现在最小电网电压的峰值处： ()(m in ) lin e p k in P I V = 由上式可知，此时的最大峰值电流为3.54A 。 通常选择电感中的峰-峰值纹波电流为最大峰值电流的20%左右，故有ΔI=707mA 。
电感值根据最低输入电压时半个正弦波顶部的峰点的电流来选择，此 时 200282.8,100in S V V f K H z === 根据此处电压和开关频率的占空比来选择： o in o V V D V -= in s V D L f I ?= ?? 由上式可得L =1.17mH ，取L =1.2mH 。 4. 输出电容 涉及输出电容的选择因数有开关频率纹波电流、2次纹波电流、直流输出电压、输出纹波电压和维持时间等。在本例中，电容的选择主要考虑维持时间。维持时间是在电源关闭以后，输出电压任然能保持在规定范围内的时间长度，去典型值为15~50ms 。可根据以下公式确定（能量守恒）： 2 2 0(m in ) 2o o P t C V V ???= - 式中，取Δt=64ms ，V o （min ）=300V 。，可得C o =914uF ，可以选取915uF 的电解电容。 5. 电感电流检测 采用在变换器到地之间使用一检测电阻。一般选择压降为1V 左右的检测电阻，此处选择0.25Ω的电阻作为R S ,在最坏的情况下（峰值电流达到原值1.25倍），4.4A 的峰值电流将会产生最大1.1V 的压降。 6. 峰值电流限制 UC3854的峰值限制功能，在电感电流的瞬时值电流超过最大值，即2管脚低于低电平时被激活，将开关断开。电流限制值有基准电压初一电流检测电阻的分压来设置： 12R S P K P K R E F V R R V = 式中，R PK1和R PK2是分压电阻；V REF 值为7.5V ；V RS 是检测电阻R S 上的电压值。通过R PK2的电流大约为1mA ，由上可知峰值电流限制在4.4A ，R PK1取10k Ω，R PK2取1.5k Ω。 7. 前馈电压信号 V FF 是输入到平方器电路的电压，UC3854平方器电路通常在1.4V~4.5V 的范围内工作。 UC3854内有一个钳位电路，即使输入超过该值，都将前馈电压的有效值限制在4.5 前馈输入电压分压器有3个电阻R FF1、R FF2、R FF3，及两个电容C FF1、C FF2。因此它能进行两级滤波并提供分压输出。分压器和电容形成一个二阶低通滤波器，所以其直流输出是和正弦半波的平均值成正比。 前馈电压V FF 分压器有两个直流条件需要满足。在高输入电网电压下，前馈电压应不高于4.5V ，当达到或超过此值时，前馈电压被钳制而失去前馈功能。在低输入电网电压时，应设置分压器使前馈电压等于1.414V ，如果不到1.414V 内部限流器将使乘法器输出保持恒定。 选取分压电阻R FF1为900k Ω，R FF2为92.14k Ω，R FF3为7.86k Ω。当输入电压为AC250V 的时候，直流电压平均值为225V ，此时V FF 为1.77V ；当输入电压为AC200V 的时候，直流电压平均值为160V ，此时V FF 为1.41V 。 8. 乘法器的设置 乘法器、除法器是功率因素校正器的核心。乘法器的输出调节电流环用以控制输入电流功率因素提高。因此此乘法器的输出是个表达输入电流的信号。
概要 ? 2?设计要求 ? 2.LC参数的设计 ? 3?小信号模型的建立 拿4.串联超前滞后补偿网络的设计 ? PSIM中对电路波形的仿真 oost变换器电路参数设计要求 ? 1. 1技术指标 *输入电压：V=500v 输出电压：V= 700v *开关频率：50kHz ?额定功率：10.5kw
亿”2 G ?心心 Boost 变换器系统电路图结构 Boost 变换器的负反馈控制系统传递函数图 其中4(、为占空比至输出的传递函数,6(?为PWM 脉宽调制器的传递函数. 表希反 備通路的传递函数， 为补偿网络的传递函数。 其中 为未加补偿网络时的回路增益函数，称之为原始回路增益 函数Q3 为待设计的补偿网络函数
LC 参数的选取 *田已知可得：输岀额定电流:/<)= A =j°lr 10 =i54 % -- * 占空比：D=1-^ =2.857 &严伫= 46.6670 ?求解 临界电感 ° * ?当变换器工作在临界状态时，其电感电流波形如图所示: V -匕 V V 」_■- 7)7；=』(1 一 /刀 7； = 2/° = 2」 L L R I =匕 Q(1 — OF c _ ~~27^ .计算得 Q= 0.068mH 选取 厶竝选L=0.08mH 电容值的选取 ?二极管关闭时，电容向负载提供直流电流, 7(X) *田此，得出临界电感值如下: ?二极管开通，同时向电容以及负载提供 ?电流，电容充放电荷量相同。 AV =也==比。7, ° C C RC 取纹波z\V ；)vl2V ?临界电容由公式得 1)X1。 A X AV 0,2857x15 50x10*12 = 7 」“F ?在此选U >￡? C = 9pF 2 Boost 变涣殊临界状态电感电流波形
本科毕业设计（论文） 摘要 在很多需要DC-DC变换的系统，往往需要研制一种宽电压输入范围的DC/DC 变换器电源。在充分考虑不同DC/DC变换器拓扑特点的基础上，本文选用了Buck-Boost作为系统的主电路拓扑。 本文介绍了Buck-Boost电路的工作原理，建立了理想Buck-Boost模型，对整个电路进行了主电路参数设计，并在此基础上进行了电压电流闭环参数设计的研究，实现了控制理论中零极点补偿法在电力电子中的应用，。接着，本文在protel 中进行了原理图和PCB图的设计，在设计的硬件电路上进行了测试实验。 为了使系统能够在宽电压输入范围内稳定正常工作，本文实现了提出的闭环参数设计方法，指出了该方法的优点，并通过实验验证了该方法的正确性。 关键词：Buck-Boost；DC/DC变换器
本科毕业设计（论文） 毕业论文（设计）原创性声明 本人所呈交的毕业论文（设计）是我在导师的指导下进行的研究工作及取得的研究成果。据我所知，除文中已经注明引用的内容外，本论文（设计）不包含其他个人已经发表或撰写过的研究成果。对本论文（设计）的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中作了明确说明并表示谢意。 作者签名：日期： 毕业论文（设计）授权使用说明 本论文（设计）作者完全了解**学院有关保留、使用毕业论文（设计）的规定，学校有权保留论文（设计）并向相关部门送交论文（设计）的电子版和纸质版。有权将论文（设计）用于非赢利目的的少量复制并允许论文（设计）进入学校图书馆被查阅。学校可以公布论文（设计）的全部或部分内容。保密的论文（设计）在解密后适用本规定。 作者签名：指导教师签名： 日期：日期：
电力电子建模与控制 基于BUCK变换器反馈控制设计 专业：电气工程 姓名：________ 荏 学号：13S053072
BUCK 变换器反馈控制设计 第一部分：设计目标 图1 Buck 变换器系统 根据给定的条件，要求完成以下设计任务： 1?建立系统的传递函数TF ; 2. 给定参数：主电感 L 50 H R C 0.05 ,V g 30V V 。 15V ，R 5 C 100 F ,R 0 。设计补偿网络Gc(s); 3. 画出补偿前后系统传递函数的bode 图； 4. 讨论补偿传递函数Gc(s)对于系统零点、极点、输出调节、输出阻抗及对 系统动态性能的影响。 第二部分：传递函数的建立与仿真 、系统开环传递函数建立: 图2 统一电路模型 对于给定的buck 变换器电路，如图1所示。 |?|
表1 BUCK 变换器统一电路模型参数 i) 1. BUCK 变换器占空比至输出传递函数 G vd (s): 由以上模型和参数课求得占空比至输出的传递函数 G vd (s): 2. 主拓扑参数选择: 本文控制系统中反馈电阻选择：R X 1bbk ,R y 1bbk ，即反馈系数 1 H(s)孑开关频率为f s 1bbkHz ，参考电压为5V ，锯齿波幅值3V 。 3. 工作方式： 根据BUCK 变换器电流连续与断续状态的临界电感公式为 1 D?V g D 2 T s D ? 利用Matlab 软件画出G b (s)的bode 图，如图3所示，从图中可以看出，系 统的幅值裕度无穷大，然而，相角裕度比价小，只有 Pm=15.7deg 不符合系统的 要求。 CgnwTW C, V g (R sR c RC) G vd (s) R (L R c RC) s LC (R R c ) s 2 (1) 1 crit 2L 代入给定的参数值，可知, 电感电流 I I crit ，电路工作在连续CCM 模式。 二、补偿前系统传递函数 bode 图 1?原始回路增益函数G 0(s) G b (s) H(s)G.(s)G vd (s) V g (R sRRC & RV m 1 s(R F C RC s 2 LC(R R) (3) 代入相应数值后 100 1 100 1OO 3 2.补偿前系统传递函 G b (s) 5 30(5 2.5 10 s) 5 7.5 10 5 s 25.25 10 9 s 2 bode 图 5 2.5 10 5 s 1 1.5 10 5 s 5.05 109 s 2
直流稳压电源设计报告 摘要 本作品采用了boost拓扑，利用电感、场效应管和二极管完成了升压的功能，利用Tl494,和IR2110进行反馈控制。并加上前期的整流滤波电路，实现可以用从市电开始转换。本作品基本实现了题目的功能，实现了30V到36V，2A的输出。 一、方案比较论证 1.主拓扑方案的论证 方案一：采用反激式变换器。反激式变换器适合小功率的输 出，输入电压大范围波动时，仍可以有较稳定的输出，并且 可以实现带隔离的DC/DC变换，但其中的反激式变压器设计 比较复杂，且整体效率较低。 方案二：采用boost变换器，boost是一种斩波升压变换器， 该拓扑效率高，电路结构简单，参数设计也比较容易。 方案三：采用SPICE变换器，开关环路的对称性使其可以达 到较高效率，电感的适当耦合也可以尽量减小纹波。但该方 案成本较高，对电容电感值要求较高，检测和控制电路较为 复杂。 为节约成本，并从简单考虑，本作品选用方案二。 2.控制反馈方案的选择 方案一：系统由Boost模块实现升压任务，各模块所需PWM 信号的由单片机提供，单片机AD采集实时输出量，经运算
后通过改变占空比调整模块工作状态。该方案电路最简单， 各种控制灵活，缺点有单片机运算量过大，开关信号占空比 受单片机限制，浮点运算的时延影响电路跟随，另外单片机 容易受到功率管开关干扰而失灵。 方案二：使用振荡器、比较器产生PWM波，由负反馈电路 实现输出控制，单片机负责状态切换和测量显示，该方案原 理易于理解，但自己装调的PWM电路在开关时容易出现振 铃毛刺，直接影响了系统效率，并且要完善反馈控制对回馈 信号要求较高。 方案三：借用现有成熟PWM控制器，该类集成电路输出波 形好，工作稳定，都具备至少一个反馈控制引脚，按照厂商 提供的典型电路就可装调出应用电路。但这类电路一般针对 专用场合设计，借用时需要较多设计计算，特别是该类芯片 的反馈有极高的控制灵敏度，在单片机参与时需要较多改动。 本作品采用方案三。 二、理论分析和计算 1．电路设计与分析 （1）提高效率的方法
电流连续时Boost变换器设计公式Guojiyan,2013-3-9
目录 一．电流连续时Boost变换器设计公式 (3) 1.原理图及曲线、波形 (3) 1.1原理图 (3) 1.2磁滞曲线和电流波形 (3) 2.变换器的效率 (4) 3.输入输出电压关系 (4) 4.输出电容选择 (5) 5.储能电感选择 (5) 5.1 电感量选择 (5) 5.2 电感峰值电流计算 (5) 5.3 电感平均电流计算 (6) 6.功率开关管的选择 (6) 6.1功率开关管耐压选择 (6) 6.2功率开关管损耗选择 (6) 6.3功率开关管峰值电流选择 (6) 7.二极管的选择 (6) 7.1二极管耐压选择 (6) 7.2二极管功率选择 (6) 7.3二极管峰值电流选择 (6)
一．电流连续时Boost变换器设计公式 1.原理图及曲线、波形 1.1原理图 图1 Boost电路原理 1.2磁滞曲线和电流波形 电感铁心磁滞曲线如下：
2.当1V 管导通时，功率开关管饱和压降为1V ，在截止期间，二极管1VD 压降为1V ，输入电流即电感电流在on t 期间流过开关管，在of f t 期间流过1VD ，这样内部损耗为：1?L I ，故效率为：1 '?+== L o o o o i o I I V I V P P η (1) 由于off o L t T I I = (2)， 解释：在一个周期内输出电荷等于开关关断时电感电流输出电荷 所以上式可改为：1 '+= + == in in off o o i o V V t T V V P P η (3) 这只是考虑变换器功率开关管直流损耗的情况，当考虑功率开关管在开关转换期间电压电流重叠的交流开关损耗，以及二极管反向恢复损耗时，可近似认为交流损耗与直流损耗相当，交流损耗也是1?L I ，这样效率近视为： 22 2 += ?+= ?+= in in off o o L o o o o V V t T V V I I V I V η (4) 此外还要考虑电感损耗和电容损耗。 3.输入输出电压关系 在电感电流连续时，由图4可知，开关导通时电感电流的增量等于开关关断时电感电流减量，即1 1)(L t V V L t V I off i o on in -= = ? (5)
Buck 变换器的建模与仿真 (一)Buck 变换器的性能指标 带有反馈控制回路Buck 变换器的电路图如图（1-1）所示，我们假定其工作在CCM 方式。其基本电路参数为： 输入电压g V =2030V 输出电压V =12V 输出纹波125mV （1%） 电压跌落250mV （最大，2003out I mA A =） 开关频率s f =100kHz 最大输出电流4A 输入电流最大纹波0.4A(峰峰值 ) 图（1-1）带有反馈控制回路的直流斩波电路 （二）Buck 变换器参数的选择 1. 滤波电感0L 的选择 由di u L dt =得 6 .max 0.max ()(3012)410180H 0.14 in out on out V V T dt L u di I μδ--?-??====??
这里我们取0L 为180H μ 最大负载时的峰值电流为 .max .max 40.054 4.22 peak out out I I I A δ =+ =+?= 2. 滤波电容0C 的选择 由du i c dt =得 其向量形式为 I j cU ω= I jcU ω= 所以需要穿越频率的带宽为 2out c out out I f C V π?= ? 如果假定穿越频率为10kHz 250892.8 out c out V m Z m I ?= ==Ω? 原则上为了留有设计裕量，电阻的阻抗按13计算阻抗选取 根据上面计算结果，我们可以在Rubycon 公司的ZL 系列，16V 中选取以下规格： C=330F μ ,760C rms I mA =@105A C =? ,72ESR low R m =Ω@20A T C =? ,220ESR low R m =Ω@10A T C =-? 电容ESR 的阻抗应小于输出电容在穿越频率处的阻抗
由IGBT 组成的升压变换器的建模及应用仿真 摘要：根据电力电子技术的原理，升压式变换器的输出电压0U 高于输入电源电压i U ，控制开关与负载并联连接，与负载并联的滤波电容必须足够大，以保证输出电压恒定，储能电感也要很大，以保证向负载提供足够的能量。在设计中，采用绝缘栅双极型晶体管IGBT 作为开关管，它既具有输入阻抗高，速度快，热稳定性好，驱动电路简单，又具有通态电压低，耐压高，流通大电流等优点。 关键词：升压变换器 IGBT Matlab 建模 一、设计内容 1. 设计原理 图1 升压变换器电路图 图1是升压变换器的电路图，其中i U 为输入直流电源，S 为开关管（在本设计中使用IGBT 作为开关管），在外部脉冲信号的激励下工作于开关状态。 当开关管S 导通，输入电流流经电感L 和开关管S ，开关管两端的电压降为零，电感两端产生电压降，电感电流开始线性增长，电感开始储存能量，此时二级管VD 处于关断状态。 当开关管S 截止，由于电感电流的连续性，电感L 的线圈产生的磁场将改变线圈两端的极性，以保持电感电流不变，因此电感电压在这一时段出现负电压，此电压是由线圈的磁能转化而成的，它与电源i U 串联，以高于i U 的电压向电路的后级供电，使电路产生了升压作用。此时，电感向后级释放能量，电感电流不断减小，电感电流通过二极管VD 到达输出端后，一部分为输出提供能量，一部分为电容充电。
这是升压变换器的一个工作周期，此后变换器重复上述过程工作至稳态过程。 2. 输出电压与输入电压的关系 若开关管导通时间on t ，关断时间off t ,开关工作周期off on t t +=T 。定义占空比 为： ,升压比为： 。理论上电感储能与释放能量相等，所以当电感电流连续时，输出电压： 3. 参数设置 （1）电源电压设置为直流24V ； （2）储能电感设置为3.6E-4 H ； （3）RC 负载设置：R 为24Ω；C 为5.4E-5 F ； （4）脉冲信号发生器设置：Pulse type 、Time(t)、Amplitude 、Phase delay(secs)均采用默认设置，Period(secs)设置为25e-6，Pulse Width(﹪ of Period)设置为20。 （5）二极管，IGBT ，电压、电流测量量均采用默认值。 4. 仿真目的 （1）观察占空比变化对输出电压的影响。 更改脉冲发生器中的周期参数，在占空比为20％，40％，60％，80％时，观察波形，估计输出电压的值。 （2）观察开关频率变化对输出电压纹波的影响。 占空比恢复为40％，将脉冲发生器输出驱动信号的频率改为原来的一半（20KHz ）和二倍（80KHz ），观测并估计两种条件下电压纹波的大小。 （3）观察滤波参数变化对输出电压纹波的影响。 将脉冲发生器输出驱动信号的频率恢复为40KHz ，将滤波电容值改为原来的一半和二倍，观测并估计两种条件下电压纹波的大小。 （4）观察负载阻值变化对输出电压纹波的影响。 将滤波电容值恢复为5.4E-5 F ，将负载阻值改为原来的一半和二倍，观测两种条件下电压纹波的变化并估计其大小。 结合仿真结果说明开关频率、滤波参数以及负载大小的变化对输出电压纹波的影 T t D on =D M -=11i off U t T U =-=i U D 110
第3章 开关变换器的状态空间平均建模 开关变换器是通过调整开关元件的工作状态实现开关变换器输出电压的调整，在一个开关周期内，开关变换器是一个周期性时变电路，但在每一个开关工作状态，开关变换器又可以看作是一个线性电路。因此，不能用常规的线性电路理论对开关变换器进行分析，而必须研究适用于开关变换器的建模分析方法。 3.1 CCM 开关变换器的状态空间平均模型 3.1.1 CCM 开关变换器的状态空间方程及其近似解 对于在开关周期T 内有两个开关工作状态的开关变换器，即开关变换器工作在CCM 模式，可以分别写出它在每一个开关工作状态的状态方程，并进行求解。 工作状态1：在一个开关周期的[0，DT ]时间段，开关变换器的状态方程为： d ()()()d t t t t =+11x A x B u (3.1a) 工作状态2：在一个开关周期的[DT ，T ]时间段，开关变换器的状态方程为： d ()()()d t t t t =+22x A x B u (3.1b) 其中：x (t )是状态向量；u (t )是输入向量；A 1、A 2、B 1、B 2分别是工作状态1和工作状态2对应的状态矩阵和输入矩阵。 （I ）开关工作状态1对应的状态方程的解为 ()()0d t t e t t e ττ?111A A u x =x()+B (3.2) 当开关变换器的开关频率(f s =1/T )远大于状态方程的特征频率f 0，即f s >> f 0时，存在下述线性近似关系 DT DT e +≈11A I A (3.3) 将式(3.3)代入式(3.2)，可得 00 ()()0()d 0d DT DT DT DT e t DT e t e τ ττ τ +=+ ??111A A A 111I A B u x()=x()+B u x() (3.4a) 当开关变换器的输入向量u (t )在一个开关周期内是常数，或相对于开关频率是慢变化量时，可以
目录 摘要........................................................................ I 1 Buck/Boost变换器分析.. (1) 1.1 基本电路构成 (1) 1.2 基本工作原理 (1) 1.3 工作波形 (2) 2 Buck/Boost变换器基本关系 (3) 3 主要参数计算与选择 (5) 3.1输入电压 (5) 3.2负载电阻 (5) 3.3占空比α (5) 3.4电感L (5) 3.5输出滤波电容C计算 (6) 4 理论输入、输出电压表达式关系 (7) 5 仿真电路与仿真结果分析 (8) 5.1 buck/boost仿真电路图 (8) 5.2线性稳压电源仿真 (8) 5.3稳压电源波形图 (9) 5.4升压时输出电压与电流波形 (10) 5.5降压时输出电压与电流波形 (11) 总结 (13) 参考文献 (14)
摘要 随着世界的需求与电力电子的发展，高频开关电源凭借其低功耗等优点，得到了在计算机、通信和航天等领域的广泛应用。其中功率变换电路对组成开关电源起重要作用。功率变换电路是开关电源的核心部分，针对整流以后不同的直流电压功率变换电路有很多种拓扑结构，比如：Buck变换器拓扑、Boost变换器拓扑、Buck/Boost变换器拓扑、正激（反激）变换器拓扑......Buck/Boost变换器作为其中重要的一种，在开关电源的设计中当然也得到了很好的应用。本课程设计即是基于Simulink对Buck/Boost变换器进行设计与仿真，并且将仿真得到的输入输出电压关系式与理论推导进行比较，从而验证其可行性。 关键字：电力电子开关电源Simulink Buck/Boost变换器
1 总体设计思路 1.1设计目的 升压斩波电路是最基本的斩波电路之一，利用升压斩波电路可以实现对直流的升压变化。所以，升压斩波电路也可以认为是直流升压变压器，升压斩波电路的应用主要是以Boost变换器实现的。升压斩波电路的典型应用有：一、直流电动机传动，二、单相功率因数校正（Power Factor Correction PFC）电路，三、交直流电源。直流升压斩波电路的应用非常广泛，原理相对比较简单，易于实现，但是，设计一个性能较好变压范围大的Boost变换器并非易事，本设计的目的也就在于寻求一种性能较高的斩波变换方式和驱动与保护装置。 1.2实现方案 本设计主要分为五个部分：一、直流稳压电源（整流电路）设计，二、Boost 变换器主电路设计，三、控制电路设计，四、驱动电路设计，五、保护电路设计。直流稳压电源的设计相对比较简单，应用基本的整流知识，该部分并非本设计的重点，本设计的重点在于主电路的设计，主电路一般由电感、电容、电力二极管、和全控型器件IGBT组成，主电路的负载通常为直流电动机，控制电路主要是实现对IGBT的控制，从而实现直流变压。主电路是通过PWM方式来控制IGBT的通断,使用脉冲调制器SG3525来产生PWM的控制信号。设计主电路的输出电压为75V，本设计采用闭环负反馈控制系统，将输出电压反馈给控制端，由输出电压与载波信号比较产生PWM信号，达到负反馈稳定控制的目的。 图1-1 总电路原理框图
2直流稳压电源设计 2.1电源设计基本原理 在电子电路及设备中一般都需要稳定的直流电源供电。这次设计的直流电源为单相小功率电源，它将频率为50Hz、有效值为220V的单向交流电压转换为幅值稳压、输出电流为几十安以下的直流电压。其基本框图如下： 图2-1直流稳压电源基本框图 图 2-2 波形变换 2.1.1变压环节 由于直流电压源输入电压为220V电网电压，一般情况下，所需直流电压的数值远小于电网电压，因此需通过电源变压器降压后，再对小幅交流电压进行处理。变压器的电压比及副边电压有效值取决于电路设计和实际需要。 2.1.2整流环节 变压器变压器副边电压通过整流电路从交流电压转换为直流电压，即将正弦波电压转换为单一方向的脉动电压，半波整流电路和全波整流电路的输出波形如上图所画。可以看出，他们均含有较大的交流分量，会影响负载电路的正常工作；例如，交流分量将混入输入信号被放大电路放电，甚至在放大电路的输出端所混入的电源交流分量大于有用信号；因而不能直接作为电子电路的供电电源。应当指出，图中整流电路输出端所画波形是未接滤波电路时的波形，接入滤波电路后波形将有所变化。
Boost 变换器设计 图1 BOOST 电路模型 第一部分：主电路元件参数的理论计算 根据设计要求：已知Ud=24V ±10%，U0=36V ，i0=0～1A ，使电路工作在 CCM 模式，电感电流和电容电压纹波小于直流分量20%，做出如下选择：选取输入直流电压Ud=24V,输出电压U0=36V ，输出电流0.25A ，开关周期Ts=0.0001s ，开关频率为10KHz,令电感电流纹波△iL 取直流分量的15%，令电容电压纹波△uC 取直流分量的15%。 （一）、线性元件R 、L 、C 的选择。 在MATLAB 内求解如下： Ud=24 %直流输入取Ud=24V U0=36 %输出U0=36V D2=Ud/U0 %U0=Ud/D2 D1=1-D2 %(D1+D2=1),U0=Ud/D2 i0=0.25 %输出电流取0.25A R=U0/i0 %负载电阻R I=Ud/((D2)^2*R) %电感电流直流成分I deta_iL=0.15*I %电感电流纹波△iL 取直流分量的15% Ts=0.0001 %开关周期取Ts=0.00001s L=Ud*D1*Ts/(2*deta_iL) %△iL=Ud*D1*Ts/（2*L ） deta_uC=0.15*U0 %电容电压纹波△uC 取直流分量的15% C=U0*D1*Ts/(2*R*deta_uC) %△uC=U0*D1*Ts/（2*R*C ） 结果如下： Ud =24 U0 =36 D2 =0.6667 D1 =0.3333 U () o u t +- + -
i0 = 0.2500 R =144 I =0.3750 deta_iL =0.0562 Ts =1.0000e-04 L = 0.0071 deta_uC =5.4000 C =7.7160e-07 即负载电阻R=144Ω，占空比D1=0.3333，电感L=0.0071 H,电容C=7.7160^(-7) F 且电感直流分量I=0.3750A,△iL=0.0562A，即变换器将工作在CCM模式。 （二）、非线性元件T 、D的选择。 如图2和图3所示，开关器件是由非线性元件T、D来实现的。 图2 采用理想开关模型图3 采用实际器件 当开关处于位置“1”时，电路如如图4所示 图4 开关置于位置“1” 此时，对于实际电路的器件T处于导通状态，器件D处于截止状态,
一个 Boost变换器的设计 课程名称：电力电子课程设计 设计题目：一个 Boost变换器的设计专业：自动化 班级：自动化1 学号： 姓名： 指导教师： 1．题目
一个Boost变换器的设计 2．任务 设计一个Boost变换器，已知V1=24V±10%，V2=36V，I0=0～1A。要求如下： 1）选取电路中的各元件参数，包括Q1、D1、L1和C1，写出参数选取原则和计算公式； 2）编写仿真文件，给出仿真结果：（1）电路各节点电压、支路流图仿真结果；（2）V2与I O的相图（即V2为X坐标；I O为Y坐标）；（3）对V2与I O进行纹波分析；（4）改变R1，观察V2与I O的相图变化。 3）课程设计说明书用A4纸打印，同时上交电子版（含仿真文件）； 4）课程设计需独立完成，报告内容及仿真参数不得相同。 3．说明 仿真软件采用PSIM，免费试用程序及其说明书见附件。
一、Boost电路的分析 1、工作原理 升压斩波电路的原理图如图1所示。由可控开关Q1、储能电感L1、二极管D1、滤波电容C1、负载电阻R1等组成。 图 1 Boost电路原理图 当开关管Q1受控制电路的脉冲信号触发而导通时，输入直流电压V1全部加于储能电感L1的两端，感应电势的极性为上正下负，二极管D1反向偏置截止，储能电感L1将电能变换成磁能储存起来。电流从电源的正端经Q1及L1流回电源的负端。经过t on时间以后，开关管Q1受控而截止时，储能电感L1自感电势的极性变为上负下正，二极管D1正向偏置而导通，储能电感L1所存储的磁能通过D1向负载 R1释放，并同时向滤波电容C1充电。经过时间T off后，控制脉冲又使Q1导通，D1截止，L1储能，已充电的C1向负载R1放电，从而保证了向负载的供电。 图2 Boost变换器电路工作过程 2、电路参数的选择: 已知：V1=24V±10%， V2=36V， I0=0～1A。
1 概述 直流-直流变流电路的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，包括直接直流变流电路和间接直流变流电路。其中，直接直流变流电路又叫斩波电路，它包括降压斩波电路（Buck Chopper）、升压斩波电路（Boost Chopper)、升降压斩波电路（Buck/Boost）、Cuk斩波电路、Sepic斩波电路和Zeta斩波电路共六种基本斩波电路。Buck/Boost升降压斩波电路同时具有Buck斩波电路和Boost斩波电路的特点，能对直流电直接进行降压或者升压变换，应用广泛。本文将对Buck/Boost升降压斩波电路进行详细的分析。
R VD R VD R VD 2 主电路拓扑和控制方式 2.1 Buck/Boost 主电路的构成 Buck/Boost 变换器的主电路与Buck 或Boost 变换器所用元器件相同，也由开关管、二极管、电感、电容等构成，如图1所示。与Buck 和Boost 不同的是电感L 在中间，不在输出端也不在输入端，且输出电压极性与输入电压极性相反。开关管也采用PWM 控制方式。Buck/Boost 变换器也由电感电流连续和断续两种工作方式，但在实际应用中，往往要求电流不断续，即电流连续，当电路中电感值足够大时，就能使得电路工作在电流连续的状态下。因此为了分析方便，现假设电感足够大，则在一个周期内电流连续。 图2-1 Buck/Boost 主电路结构图 电流连续时有两个开关模态，即V 导通时的模态1，等效电路见图2（a ）；V 关断时的模态2，等效电路见图2（b ）。 （a ）V 导通 （b ）V 关断，VD 续流 图2-2 Buck/Boost 不同模态等效电路