电路
以及电感电流连续状
设
V为输入电压，oV为输出电压，oI为负载电流，电感量为L，
f为48KHz ，开关周期为sT，导通时间为1t=sTD1,断开时间为sTDt22，
关管导通时间为
ONTDtt11，开关管截止时间
sOFFTDtTtt212;
ONTTD1<1，称1D为导通时间占空比，2D为截止时间占
D+2D=1。
VIIOOL,
OSLTD
VVi1 式（4.1）
i增量为
SLTD
Vi2 式（4.2）
Lii，所以
TDVVTDLVSOSSO12 式（4.3）
D+2D=1整理得
DVVSO 式（4.4） C3L1Q1负载C1+C2R1R2D1SOLAR-R3SOLAR++接驱动信号
V随占空比1D而变化，由于1D<1，故OV
M，所以BUCK电路的增益
M=
OVV=1D 式（4.5）
M由开关管导通时间占空比
D决定，即BUCK变换器有很好的控制特
L大于临界电感
L时，电路工作于电感电流连续状态，临界电感CL
1
DITVL
SOC 式（4.6）
i对电容充电产生的电压oV称为纹波电压
V=
TDVso822 式（4.11）
D=11D
C移项得
soVLTDV822 式（4.12）
I=
TDVso2可计算得LI，然后计算出峰值电流TPI
I=oI+*
1LI=oI+LTDVso221
漏电感引起开关管集电极电压突然升高；二是负载线不够合理。两
一是减小漏电感；二是耗散过电压的能量，或者
减小漏电感主要靠工艺；耗散过电压的能量依靠与电感线
RC缓冲器，或与开关关联的RC缓冲器；能量反馈回电源中依靠附加
L的主要能量在反激时期中将传
C的寄生电感，还有输出线路漏感折算到
L表示，它与pL串联接在晶体开关管rT集电极上，如图4.8所示。
L+LTL）上的能量在rT关断时产生过电压，重新按集-射极间。因此过电压是
必须加缓冲网络予以限制。图中为在原边电感旁加电
R、2C、2D。
D1
C2C1R1
LTL
V2CVOVSVPLCV
4.8缓冲电路
T导通时，SV电压加在（pL+LTL）上，由于2D反偏阻止2C的充电，所以
CV0。当rT关断时，由于反激作用，rT集电极电压CV快速上升，但由于2D此
T电流被1R、2C分流，2CV电压逐渐上升，即CV电压也
2
V数值上。从而把CV上升的尖峰电压的顶部削去。
随着
R放电电流减小，2C的电压将会返回到原来值。
R上。此钳位电压是自跟踪的，在稳态工作时，因为2C的
R上。如果在所有其他情
R值或漏电感LTL的值，来抑
RC缓冲器
RC
场效应管理论上与晶体管做相似处理与计算。基极驱动方法分析中提到，
以便使存储时间减少。遗憾的是基极反向电流过大情况会使
-射结击穿，晶体管损坏。有两个方法可防止这种情况的发生：一是在集电极-
V处于低值时,关断晶体管；二
是管子关断时，集电极电压上升的同
4.9所示，使用RC缓冲器接在晶体管C、E
rT关断时，
C通过二极管
D被充电到（1DCVV）。这样集电极电流有了分路，集电极
rT导通时，C通过电阻R和1rT放电。
CV
VGV1rTCE2D1D
4.9 RC缓冲器
)(frCECttVI=22CECV 式（4.15）
I-—最大的集电极电流（A）
V—最大的集电极-发射极电压（V）
t—最大的集电极电压上升时间（s）
t—最大的集电极电压下降时间（s）
C的表示式为
frCVttIC)( 式（4.16）
rT关断时C充电，1rT开通时，已充电的C经R和1rT放电，电容器两
RCt
ConeVv 式（4.17）
rT关断时全部的充电电压，选RC值使1RCtone，从而Cv=CV。
同样，我们选择RC，使电容在每次导通时间
t中，可放完电。假设三倍时间
3RC=
t 式（4.18）
R=
ton3 式（4.19）
50V，最大漏极电流10A，上升时间是120ns，下
95ns。
48KHz。则
10*95120*109）（
nf
473。
48KHz，取
t=
*48*21=10.4s
R=
*47*34.10s74
100的电阻。
电路
M=
oVV=111D
L=)1(
11DDITV
so
考虑滤波电容器有内部寄生的电阻，考虑二极管电流之纹波电流会
以保证负载上得到平直直流。因此二极管充电和放电能量Q相同，由Q
V=
Q=CTDIso1=RCTDVso1
oVV=RCTDs1×100%
C为电容容量，R为负载电阻，
V为纹波电压值。
C为
osVRVTD1=oosVITD1
(MAXDI=
1DIo+LTDVss21
C22200uF/63VL1T1IRFZ46R1R220KD3FR107R3100C1113322D2MBR20100D1sVoVoIPWM信号
芯片内部结构图，共有6个引出端，它们分别是控制端C、线路检测端L、极限
X、源极S、开关频率选择端F和漏极D。利用线路检测端(L)可实现4种功能：
(OV)保护；欠压(UV)保护；电压前馈(当电网电压过低时用来降低最大占空比)；远程通
(ON／OFF)和同步。而利用极限电流设定端，可从外部设定芯片的极限电流。在每个开
MOSFET漏源极导通电阻Ros(on)上的漏极峰值电流ID(PK)，当
时，过电流比较器就输出高电平，依次经过触发器、主控门和驱动级，将
关断，起到过电流保护作用。
电源启动时，连接在漏极和源极之间的内部高压电流源向控制极充电，在RE两端产生
RC滤波后，输入到PWM比较器的同相端，与振荡器产生的锯齿波电压相比。
MOSFET管，因而可通过控制极外接的电容充电过程来实现
Uc达到5.8V时，内部高压电流源关闭，此时由反馈控制电
Uc供电。在正常工作阶段，由外界电路构成电压负反馈控制环，调节输出级MOSFET
Uc升高，采样电阻RE上的误差电压亦升高。
将使输出电压的占空比减小，从而使开关电源的电压减小。当控制极
4.8V时，MOSFE
T管关闭，控制电路处于小电流等待状态，内部高压电流源重新
Uc充电，其关断/自动复位滞回比较器可使Uc保持在4.8～5.8V之间。当开关电
132kHz降低到30kHz(半频模式下则由66kHz降至
，可降低开关损耗，进一步提高电源效率。
85～265V时，交流电压U依次经过电磁干扰(EMI)滤波器(C1，L1)、输入
(KBL406G，C2)获得直流高压UI。UI经过R1接L端，能使极限电流随UI升高
C3，VD型漏极钳位二极管P6KE200A和阻断二极管D1，以替代价格较高
TVS(瞬态电压抑制器)，用于吸收在TOP247Y关断时由高频变压器漏感产生的尖峰电压，
15V电源输出所用
该电源采用3枚芯片，包括TOP247Y(U1)、光耦合器LTV817。
， 以及可调式精密并联稳压管LM431。为减小高频变压器体积和增强磁场耦合程度，次
U=UR4+UZ+ULM431。当U发生变化时，
U增加时，流过光耦的电流增大，光耦输出的电流随着增大，流经TOP247Y控制端
U下降，这样达到稳压的目的，反之U减小时也
可调精密稳压管LM431的内部参考电压为2.495V，输出电压经电位器和R7分压，
2.5V(基准值)至37V(最大值)之间。R6和C18构成LM431的频率补偿网络。
为软启动电容。除5V电压外，其余各路输出未加反馈，输出电压均由高频变压器
R9～R12是15V输出的假负载，它能降低该路的空载及轻载电压。
另外，为了尽可能减少电磁干扰，在开关电源的输入侧接入共模扼流圈，可以明显
C6能滤除一次、二次绕组耦合电容产生的共模干扰，电容
可滤除电网线之间的串模干扰。
:
1N4150 1N4448
: FR101~FR107 50V~1000/1.0A
: LM431
: PC817 PC827 PC837 PC847
PWM控制电路: TL494
TOP200~TOP204 TOP214 TOP209/TOP210
: UC3842