第一章开关电源设计的一般考虑
在设计开关电源之前，应当仔细研究要设计的电源技术要求。现以一个通信电源模块的例子来说明设计要考虑的问题。该模块的技术规范如下：
1 电气性能
除非另外说明,所有参数是在输入电压为220V,交流50Hz以及环境温度25℃下测试和规定的.
表1.1
调压范围2 效率
额定电压输出电流限流范围过压范围调压范围1
I(max)
54.9V 28A 110％ 58.8- 52.55- 45.7 ＞87％
Imax 61.2V 52.75V 45.9V
1.1 输入
电压：单相交流额定电压有效值220V±20%
频率：频率范围 45-65Hz
电流：在满载运行时,输入220V,小于8A。在264V时,冲击电流不大于18A
效率：负载由50％－100％为表2.1值
功率因数：大于0.90,负载在50％以上,大于0.95
谐波失真：符合IEC 555-2要求
启动延迟：在接通电源3秒内输出达到它的额定电平
保持时间：输入176V有效值,满载,大于10mS
1.2 输出
电压：在满载时,输出电压设定在表1值的±0.2％
电流：负载电流从零到最大值(参看表1)，过流保护开始是恒流,当电压降低到一定值得时,电流截止.
稳压特性：负载变化由零变到100％, 输入电压由176V变到264V最坏情况下输出电压变化不超过200mV.
瞬态响应：在没有电池连接到输出端时,负载由10％变化到100％,或由满载变化的10％,恢复时间应当在2mS之内.
最大输出电压偏摆应当小于1V.
静态漏电流：当模块关断时,最大反向泄漏电流小于5mA.
温度系数：模块在整个工作温度范围内≤±0.015％.
温升漂移：在起初30秒内,±0.1％
输出噪音：输出噪音满足通信电源标准,衡重杂音＜2mV.
1.3 保护
输入：输入端保护保险丝定额为13A.
输出过压：按表 1.1设置过压跳闸电压,输出电压超过这个电平时,将使模块锁定在跳闸状态.通过断开交流输入电源使模块复位.
输出过流：过流特性按表1.1的给定值示于图1.过流时,恒流到60％电压,然后电流电压转折下降.(最后将残留与短路相同的状态)
输出反接：在输入反接时,在外电路设置了一个保险丝烧断(＜32A/ 55V)
过热：内部检测器禁止模块在过热下工作，一旦温度减少到正常值以下,自动复位.
1.4 显示和指示功能
输入监视：输入电网正常显示.
输出监视：输出电压正常显示.(过压情况关断).
限流指示：限流工作状态显示.
负载指示：负载大于低限电流显示.
继电器：输入和输出和输入正常同时正常显示。
输出电流监视：负载从10％到100％,指示精度为±5％.
遥控降低：提供遥控调节窗口.
1.5 系统功能
电压微调：为适应电池温度特性,可对模块的输出电压采取温度补偿.
负载降落：为适应并联均流要求，应能够调节外特性。典型电压降落0.5％,使得负载从零到增加100％,输出电压下降250mV.
遥控关机：可实现遥控关机。
1.6 电气绝缘
下列试验对完成的产品100％试验。
1.在L(网)和N(中线)之间及其它端子试验直流电压为6kV.
2.在所有输出端和L,N及地之间试验直流2.5kV.这检查输出和地之间的绝缘.
3.下列各点分别到所有其它端子试验直流100V：
电压降低(11和12脚)
继电器接点(14,15和16脚)
状态选择-输入,输出和电流限制(3,4,5和6脚)
4.地连续性-以25A,1 分钟检查,确认安全接地的阻抗小于0.1Ω.
1.7 电磁兼容
符合邮电部通信电源标准.
2 机械规范
尺寸：略
重量：略
安装方向：模块设计安装方向是面板垂直放置,使空气垂直通过模块.
通风和冷却：模块的顶部和底部都有通风槽,使空气流通过模块,经过散热器.因此在系统中应当没有阻碍地对流冷却模块,并应强迫冷却装置使冷却空气经过模块自由流通.
3 环境条件
环境温度：在0～55℃温度范围内满功率工作.在模块下50mm处模块的入口测量温度.
存储温度：－40～+85℃
湿度：5％～80％,不结冰.
高度： -60m～2000m工作;-60m～10000m不工作.
4 可靠性
MTBF大于100000小时.
这些要求包括：输入电源，输入电压的类型－交流还是直流。交流电源的频率和电压变化范围，整流滤波方式，是否有功率因数要求？如果是直流电源，是直流发电机，还是蓄电池、抑或其它直流变换器？是电流源还是电压源？它们的变化范围和纹波大小。输出电压（电流）大小和调节范围，稳压（或稳流）精度，输出有几路？输出电流（或输出功率），输出纹波电压要求，是否需要限流？瞬态响应要求。负载特性：蓄电池，还是荧光灯，还是电机？这些电气性能之外，是军用还是民用？EMC要求，环境温度。体积与重量要求。是否需要遥控，遥测或遥调？是否需要提供自检测，如此等等。设计出的电源必须满足这些要求。
1.1 主电网电源
如果你购进国外电气设备，不管青红皂白就去插上电源，弄不好就可能烧坏设备电源。因此，要安全使用国外设备，要知道国外电网电源的种类和相关标准。如果你设计的产品是提供出口，也必须了解该地区的电网的标准。
首先世界上主电网的交流电源频率在美国是60Hz，而在中国和欧洲是50Hz。实际上，频率也有一定的变化范围，电网负荷重的时候，50Hz可能降低到47Hz；如果负载很轻时，60Hz可能上升到63Hz。这是因为带动发电机的发动机转速不可能是没有调节公差的恒速运行。50Hz供电的直流电源必须使用比60Hz供电更大的滤波元件，供电变压器铁芯更大或线圈匝数更多。
其次电源电压在不同地区也不同：在中国，家用电器和小功率电气设备由单相交流220V供电，工业用电是三相380V。在美国民用电源为110V（有时是120V），而家用电器，如洗衣机电源是208V，而工业用电是480V，但是照明却是277V，当然也有用120V的；在欧洲为230V，而在澳大利亚却是240V，如此等等。
以上的电网电压仅仅是其额定值，每一种电网都有允许偏差。例如电网随负荷变化时产生较大波动。在上世纪末我国电网改造前，电网电压波动范围高达30%以上。随着国民经济发展，大量电厂建立，供电量充足，同时经过电网改造，合理输配电，目前在我国大多数地区供电质量明显提高，一般变化在10%以内，即在198V～242V之间。但在铁道系统和某些边远山区变化范围仍可能达到30%。因此，你设计的开关电源，必须迎合使用地区的供电情况，即使遇到意外情况，也能够安全运行而不发生故障。有时电网也可能丢失几个周波，要求有些电源能够不间断（保持时间）地工作，这就要求较大的输出电容或并联电池满足这一要求。
电网还存在过压情况。雷击和闪电在2Ω阻抗上,引起线与线电压和共模干扰可高达6000V电压。闪电有两种类型，一种是短脉冲，上升时间 1.2μs，衰减时间50μs，另一种很高能量，衰减时间1ms。电网还有瞬态电压，峰值达750V，持续半个电网周期，这主要是大的负载的接入或断开，或高压线跌落引起电网的瞬变。
实际上工业电网面临的问题远不止这些，交流电网是一个肮脏的环境。你所设计的电源应当能够在这个环境中工作，同时还要满足国际和各地区安全标准要求。
1.2 电池
在通信，电站，交通要求不间断供电的地方，电池作为不可缺少的储能后备能源。大量移动通讯站和手机，以及电动汽车，助力电瓶车都依靠电池提供能量。风力发电和太阳能发电存储峰值能量作
为后备能源。但是电池涉及到电化学和冶金学知识，已超出一般电气工程师的知识范畴。这里介绍一些使用电池基础知识，使你知道设计充电电源和使用电池供电时应注意的一些问题。
利用电化学可逆原理做成的最基本的单元电池叫单体电池。典型的单体电池是由两个金属极板和构成它们之间导电通路工作介质组成，这种通路材料可能是液体或固体，与特定化学机理有关。这种结构关键在于是否能够更有效进行电－化学反应（可再充电，即二次电池，也称为蓄电池。不能再充电叫一次电池）。根据不同通路材料的安排，一个金属极板为电池的阳极－正极，另一个则为阴极－负极。如将两个金属极板（阴极和阳极）接到电源上，电的作用改变了工作介质的化学状态，这就是储能。如将已储能的电池极板接到负载，材料化学作用放出电荷返回到原始状态，释放出电能。
单体电池一般很低，例如铅酸蓄电池单体电池额定电压为2V 。因此较高电压的电池一般由许多单体电池串联组成。应当注意：不要自己将电池连接成你需要的电压和容量，电池不能直接并联！你只能按制造厂系列产品选择你需要的电池容量和电压。如果在每个电池端串联一个二极管就可以并联。 在电池工作范围内，电池看起来像一个理想电压源，但实际电源并非如此。首先，当充电时，端电压会升高；放电时，端电压会降低。这就说明蓄电池存在内电阻，图1.1是标称电流压12V 的NiH 电池的伏安特性，随着输出电流的增加，输出电压下降（类似正弦双曲线）。标称电压为12V，电池放出电流为负，充电电流为正。电池放出小电流时，电池端有一个类似电阻的压降，电流加倍压降也几乎加倍；在大电流时，电压降增加减慢；在端电压下降到零以前，电流可以达到非常大的数值，但绝对不能将电池短路，如果将NiH 电池输出短路将引起电池爆炸！其次，电池不是与频率无关的电压源，在充电和放电时，产生电化学作用需要一定的时间，等效为电容与内阻并联。此外，在典型开关频率20kHz 或更高时，电池有很大内阻抗。这是因为电池端子间，内部极板间存在小电感；例如，一个NiH （镍－氢）电池可能具有200nH 的感抗，五个这样的电池串联（获得6V 电压）有大约1μH 电感。如果开关频率为200kHz ，阻抗大约1Ω。所以这时电池不是理想电压源，不可能吸收你的变换器产生的开关纹波，为此，通常在电池的两端并联一个电容，减少内电感的影响。
电池输出电流和输出电压的关系还与温度以及电池剩余电荷量有关。如果放电电流太大，会损伤电池。几乎所有电池，如果在远低于它的工作温度下放电，也会损坏电池。例如密封铅酸电池在低于－10℃不能工作,这就是为什么在很冷的天气发动不了你的汽车。
制造厂标定电池的容量一般以电池具有的电荷量－安时（电流×时间＝电荷AH）来表示。这使得电源设计者感到为难，你不能够简单得到电池输出参数与多大能量的关系，因为它不等于电池容量乘以输出电压；何况输出电压又与输出电流有关。这些参数关系由制造厂以曲线形式提供的，而曲线似乎不能直接找到你设计需要的工作点，需要从这些曲线来回参照得到你需要的数据。你自己测试电池是不切实际的，因为每个制造厂制造的电池总有些小的差别，所以你不能假定每个电池具有相同的化学特性和安时定额，以及它们在同一场合具有相同的运行时间。 另一个现象是自放电。如果你充好电的电池放置在那里，不接任何负载，它自己会逐渐失去存储的能量。失去能量所需要的时间与化学工作介质有关：如NiH 电池24小时；密封铅酸蓄电池在温度25℃下约16月容量损失50%，温度升高10℃,时间缩短一半。而某些锂电池可达几年不等。所以放置不用的铅酸电池一般每3个月得进行充放电维护一次。
电池电压(V) 图1.1 典型12V 电池V-I 特性 电池不可能无限期充放电使用，电池也有寿命。在一定时间范围内，电池经过多次充电/放电周期以后，不再能存储额定容量，这个时间就是电池寿命的终止。它取决于电池如何工作，它经历了多少个充电/放电周期，放电的深度如何等等。例如，铅酸密封电池放电深度50%额定容量，充放电可达500～600次；放电深度100%，寿命仅200～300充放电周期。即使电池用于备份，所谓浮充状态（总是保持充满状态），在5～10年内也需要更换。
电池是一个不愉快的能源，它也是一个不舒服的负载。当你对电池补充充电－均衡充电时，你不能用一个电压源对其充电，因为电池充电电流与电压成指数关系，会造成充电电流热失控，将导致电池损坏。因此所有类型电池充电必须采取限流措施。如果电池充满，即达到额定电压时，应当转换到浮充电状态，补充自放电失去的能量，以保证电池保持满容量状态。
手册中指定充电电流（放电电流也一样）称为“C”。1C定额是假定电池充电1小时达到电池的额定容量值：例如以1C（20A）对20AH电池充电一小时的电池容量为1×20A=20AH。铅酸电池通常均衡充电电流小于0.3C。均衡充电一般首先以0.15C恒流充电一定时间，当达到容量的90%后，再转换到恒压充电，进入浮充状态。浮充电压通常由生产厂家设置。环境温度25℃时，一般按单体电池电压2.23V～2.35V（大部分用 2.23V～2.25V）之间设置浮充电压。环境温度每升高1℃,浮充电压下降0.005V。充满电时单体电池端电压在 2.23V左右。过充电和充电电流过大都会损伤电池，使电池寿命大大缩短。电池充足后，维持自放电浮充电流，一般在0.05C以下。铅酸电池还不能过放电，一般认为单体电池端电压达到 1.75V应当终止放电。所以，要正确使用电池应当对电池的充、放电电压、电流和容量（电流和时间积分）进行检测和控制，才能保证电池的长寿命。
各种不同化学机理的电池－铅酸电池，锂电池，镍镉电池，锌－空气和镍氢（NiH）电池，无论那种，都具有自身的特性。所以你得花费一定时间去研究它们。最好的办法是去找愿意和你紧密合作的制造商，并认真地听取他们忠告。
1.3负载
开关电源供给各种不同的负载，各种负载都有自己的特性，负载对开关电源提出符合自己特性的要求。因此开关电源设计者必须了解负载特性，才能做好符合要求的电源。前面讨论了蓄电池一般特性，如果开关电源作为充电器对电池充电。则开关电源必须具有恒流充电和浮充能力。这里不再讨论。下面分别简要说明其它负载要求
1.3.1 计算机电源
现代计算机要求电源高速切换。现在许多计算机电源为 3.3V，从数据库调出数据，要求电源能适应30A/μs负载跃变。举例来说，假定负载从零变化到7A，花的时间小于1μs。如果你的开关电源的带宽20kHz，要变化到新的负载水平时间为1/20kHz＝50μs，假设电流上升是线性的，那么你尚缺少的电荷量是(7A/2)50μs=175μC，如果允许3.3V电压波动是66mV，如果此瞬态能量由电容提供，你应当需要175μC/66mV=3mF才能避免电压跌落超过允许值。
值得注意的是你不能用一个3300μF电容达到这个目的，而是应当用许多小电容并联。这是因为母线上电压跌落并不是变换器的带宽限制，而是电容的ESR造成的。你需要最大ESR为66mV/7A＝9mΩ的电容。如果每个电容的ESR近似为100mΩ，需要11个电容并联，最好选择300μF的钽电容。当然这种计算是假定变换器输出到负载连线是无电感和电阻的，如果引线长，你就需要更高性能的电源。
在以上计算中另一个假定是变换器有足够的大信号响应。稳定性在以后详细讨论，但你必须确定满足小信号响应误差放大器的摆率(slew rate)也应当是足够的，但这不总是正确的。变换器的大信号带宽不能大于小信号带宽，如果运放摆率较低，大信号带宽可能比较小。
从以上的例子看到为使变换器体积减少，实质上是要变换器具有较宽带宽和高速放大器。在今天的工业界，这是继续推动开关电源向更高的开关频率（带宽不超过开关频率的一半）的主要原因，某些变换器的工作频率现在已达2MHz，带宽100kHz。
1.3.2 要求低噪声
各种负载要求噪声是不同的。例如蜂窝电话电源中射频功率放大器要求低噪声。变换器电源提供放大器栅极和漏极（放大器由FET构成）电压，如果电源上有变换器开关频率的纹波，那么放大器输出也就有纹波，因为输出功率由栅极和漏极电压决定，通过改变这些电压来控制输出功率大小。而放大器输出是射频，纹波是载波频率的边带。由于纹波被接收机作为信号解调产生的边带，所以很容易看到你不需要的纹波（谐波）。
有些情况就不一定。你的和提出要求的工程师研究研究，是否一定要很高的噪声要求，并告诉他，噪声要求越高，代价越大。
要满足低噪声的要求，应当考虑电感电流在输出电容ESR上产生的峰峰值纹波和二极管及晶体管转换产生的开关噪声两者的造成纹波。在要求非常低噪声时，想用足够大的滤波电感和多个电容并联是不切实际的，一般在变换器输出加后续线性调节器或外加滤波环节。
后续线性调节器决不是好的选择，因为效率低。一般的办法在主滤波器后面增加一级LC滤波器（图1.2）。如果反馈从原来输出电容端取回，主反馈保持原来的稳定性，而与外加滤波无关。但外加的LC滤波是不可控制的，当阶跃负载时将引起振铃现象，破坏了引入附加滤波器的目的。
如果将反馈包含外加滤波器，这将引入两个额外的极点，这两个极点要是处于低频段，将引起变换器工作的不稳定。一般取外加滤波器的谐振频率为变换器带宽的10倍，仅需要很小的相位补偿处理（在以后详细讨论），同时仍然能给开关频率适当地衰减。一般电感取得较小，电容较大，减少变换器的输出阻抗。串联电感在数百nH到几个μH，一般不用铁氧体磁珠，磁珠不能抗直流磁化，而采用小的MPP（皮莫合金磁粉芯）磁珠或铁硅铝磁芯，1匝输出汇流条通过它即可。
如果你既要快速瞬态响应，又要低噪声，那是最糟糕的负载。那你得运用以上的技术，还得花费许多心血。 变换器主附加滤波器
图1.2 附加LC滤波获得低噪声输出
1.3.3 电话
电话大约在100年前出现的，一直使用大量的铁和铜，
而不是半导体。它是由电话线供电，而不是电网供电，这就
是为什么电灯不亮，而电话照样畅通。电源距离在几百米，
甚至几千米以外，在电话和电源之间引入了较大电线电阻和
电感。
电话有三个不同的模式：既不通话又没有振铃，通话，待通。这三种状态具有不同的特性，每种特性在每个国家也是不同的。
为了解驱动电话振铃有多困难，拿出一些数据来考虑。在振铃状态，电话看起来像一个电感和电容串联并用一个低频正弦波电源驱动。此正弦波在电话端电压最小40V rms(美国)或35V（德国）。实际上，由于电源输出在达到电话之前经过不同阻抗分压，需要的驱动电源电压要高得多。美国近似7kΩ与8μF串联，驱动电源是20Hz正弦波。而德国似乎是3.4kΩ与850nF串联，用25Hz驱动。法国电话是大于2KΩ和小于2.2μF,可以用25Hz或50Hz驱动，取决于是差动（平衡）还是不对称驱动。电话本身作为负载更是五花八门，阻抗由6kΩ～60kΩ，或更高。也不知道这些电话是怎样电源供电，除非这个国家自行规定。甚至一个电源同时带5个电话机。
1.3.4 荧光灯
荧光灯是另一个特殊负载，用一个特殊的称为镇流器的电源驱动。灯管就有很多类型，不同长度灯管和环形灯管，冷阴极大台灯，广场照明的钠灯等等。他们具有不同发光和电气特性，但在他们之间重要的不同是否具有加热灯丝。不需要灯丝的，仅需要两根导线的称为直接启动灯管；如果有加热灯丝，还需要增加两根加热灯丝导线称为快速启动灯管。因其他特性相同，这里仅讨论有灯丝的荧光灯。
荧光灯管是充气的例如充有氩气和一滴水银液体，水银在工作时蒸发成气体。玻璃管内壁涂敷类似显象管的荧光物质。工作时电压通过气体加在管两端，灯管实际上有一个阴极和一个阳极，但加在灯管上是交流电，不必要区分正负。用交流可减少电极的电蚀。
必须有足够的启动电压才能使灯管内的气体电离，也就是说电离形成等离子。等离子发出紫外线光，激发了涂敷在管内壁的荧光物质转变成可见光。它比利用高温加热发光的白炽灯发光效率高。
灯管内的水银是剧毒物质，请不要随地将灯管打破，否则严重破坏环境。
当灯管关断时，它呈现高阻抗，因为水银是液体，需要高压启动。冷阴极型（即没有灯丝）就需要一定时间高压以后导通它。带有灯丝需要加热灯丝，应用数百毫秒时间加高压，预热大大地降低了灯管的寿命。由于早先电子镇流器忽视这个问题，电子镇流器业发展较慢。
在灯丝预热加上高压以后，灯管导通。一旦灯管导通，灯管近似像一个稳压管，如流过灯管的电流加倍，但灯管端电压或许只变化10%。管子通过加倍的电流，当然亮度也加倍，寿命也因此降低。因此需要一个镇流器，保持灯管亮度，同时使电压、电流保持在灯管厂家规定的允许范围之内。
在导通状态，灯丝仍然发热，但已远小于预热时的功率。灯丝是电阻丝，可减少灯丝电压减少发热，而延长灯管寿命。
负载时各式各样的，可见，不研究负载特性去做电源是不可能做好的。
1.4安全
研究、开发和使用电源，当然要与交流电网高压打交道。常常碰到不仅是交流高压（220V/380V），而且还要遇到300V/500V直流。因此使用和操作人员应当时刻注意到用电的人身安全。国际及各国都制定了电气设备的安全标准。
应当知道，触电时是电流危及生命，而不是电压。人体感觉到刺激的电流1mA ，通过人体的电流达数十mA 以上时，肌肉就产生收缩抽搐现象，使人体不能自己离开电线。将使心脏丧失扩张和收缩能力，直至死亡。但各人对电流的敏感程度相差较大。如表1.2 所示。
究竟多大电流、多长时间造成死亡尚不明白。为防护触电，许多国家规定允许触电电流与时间的乘积为30mAS 。各国规定允许触电电压如表1.3。
不管怎样，应当注意安全问题。首先，应避免带电操作。即转接电路时，应当在断电情况下接线。如果高于50V 直流，应一只手接触电路,一只手放在背后，避免电流经一只手流经心脏，再流过另一只手构成回路。
同样的理由，对地通路不导电。如果你的皮鞋橡胶底破了，就不必再穿了。 在许多电源中，由电网输入（220V 或380V ）直接整流滤波，或经过PFC 变换输出高压直流提供DC/DC 变换器。有时需要测量电路波形。你是否知道示波器的金属外壳是接地的？你是否还知道示波器输入地与外壳是相连的？你是否还知道交流电网的中线、地线的连接方式？如果你不知道，就可能在测量
操作被电击或损坏被测电路元件。作者曾多次经历过这样的事例：用示波器观察直接由单相电网可控整流电路，而造成操作者触电和烧毁可控硅整流器，还有甚至损坏了控制电路。其中一个是示波器与整流器同一交流电源供电，示波器虽然有三线插头，但是配电电路地线与中线是相连的，这就造成示波器接地外壳将被测电路短路。 表1.2
DC(mA) AC(mA) 50Hz 10kHz 男 女 男 女 男 女 不太痛苦 5.2 3.5 11 0.6 12 8 有痛苦感 62 41 9 6 55 37 痛苦难忍，肌肉不自由 74 50 16 10.575 50 呼吸困难，肌肉收缩
90 60 23 15 94 63 表1.3 一般场所 潮湿场所 其它 德、澳65V 日、瑞典25V 移动设备25V(IEC)英国55V 法国24V 德国24V （家畜）
日、瑞士、法国、瑞典50V(IEC) 英国45V(住宅) 我国国家规定安全电压12～50V ，由有关规程和使用环境选用。航空30V 从安全考虑，示波器必须三线制供电，即相、中和地－三线插头。为了避免短路，示波器应当用一个变比为1:1的隔离变压器隔离供电，这就避免了接触任何高电位。即便如此，在检测高于表2所示安全电压的路时，也应当在断电的情况下转换测试点。
如果电路中直流高压大电容，在断电情况下，即使设置了放电电阻（一般在大电容上并联大电阻），仍需等待一定时间，要确认电容电压是否完全放电后，才能进行电路操作。
实验室内的桌面应当有绝缘垫，座椅最好不是导电材料。地面也应当良好绝缘。
现代电源技术课程实践报告 院系：物理与电气工程学院 班级：电气自动化一班 姓名: 李向伟 学号: 111101007 指导老师:苗风东
一、设计要求 （1）输入电压：AC220±10%V （2）输出电压: 12V （3）输出功率:12W （4）开关频率: 80kHz 二、反激稳压电源的工作原理
图2-1 反激稳压电源的电路图 三、 反激电路主电路设计 (1)(1)Np Vdc Ton Vo Tr Nsm -=+ （3-1） 1. 反激变压器主电路工作原理 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM 模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM
模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 1）工作过程： S 开通后，VD 处于断态，W1绕组的电流线性增长，电感储能增加； S 关断后，W1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过W2绕组和VD 向输出端释放。 反激电路的工作模式： 反激电路的理想化波形 S u S i S i V D t o t o ff t t t t U i O O O O 反激电路原理图
高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主 要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每 一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器(板载的10W降压Buck 变换器)。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在 系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙 之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使 用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。 更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。 设计指标 输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+5.0V 额定输出电流： 2.0A 过电流限制： 3.0A 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％ 最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值 输出功率： +5.0V*2A=10.0W(最大) 输入功率： Pout/估计效率=10.0W／0.90=11.1W 功率开关损耗 (11.1W-10W) * 0．5=0.5W 续流二极管损耗： (1l.lW-10W)*0.5=0.5W 输入平均电流 低输入电压时 11.1W／10V=1.1lA 高输入电压时： 11.1W／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。
两例变频器开关电源电路实例 ——兼论电容C23在电路中的重要作用 先看以下电路实例： 图1 东元7200PA 37kW变频器开关电源电路 CN4 图2 海利普HLPP001543B型15kW变频器开关电源电路
图1、图2电路结构和原理基本上是相同的，下面以图1电路例简述其工作原理。 开关电源的供电取自直流回路的530V直流电压，由端子CN19引入到电源/驱动板。 电路原理简述：由R26~R33电源启动电路提供Q2上电时的起始基极偏压，由Q2的基极电流Ib的产生，导致了流经TC2主绕组Ic的产生，继而正反馈电压绕组也产生感应电压，经R32、D8加到Q2基极；强烈的正反馈过程，使Q2很快由放大区进入饱合区；正反馈电压绕组的感应电压由此降低，Q2由饱合区退出进入放大区，Ic开始减小；正反馈绕组的感应电压反向，由于强烈的正反馈作用，Q2又由放大状态进入截止区。以上电路为振荡电路。D2、R3将Q2截止期间正反馈电压绕组产生的负压，送入Q1基极，迫使其截止，停止对Q2的Ib的分流，R26-R33支路再次从电源提供Q1的起振电流，使电路进入下一个振荡循环过程。 5V输出电压作为负反馈信号（输出电压采样信号）经稳压电路，来控制Q2的导通程度，实施稳压控制。稳压电路由U1基准电压源、PC1光电耦合器、Q1分流管等组成。5V输出电压的高低变化，转化为PC1输入侧发光二极管的电流变化，进而使PC1输出测光电三极管的导通内阻变化，经D1、R6、PC1调整了Q2的偏置电流。以此调整输出电压使之稳定。 这是我的第二本有关变频器维修的书中，对图1电路原理的简述，由于疏漏了对电容C23作用的讲解，给读者带来了一些疑问：1）N2绕组负电压是如何加到Q2基极的？2）电路中C23的作用是什么？3）C23的充、放电回路是怎样走的？这3问题涉及到电路原理的关键部分，无它，开关电管Q2即无法完成由饱和导通→进入放大区→快速截止→重新导通的工作状态转换，三个问题其实又只是一个问题，即图1的C23（或图2中的C38）究竟对电路的工作状态转换起到怎样的重要作用？先不要忙，将这个问题暂且按下不表，先说几句题外话。 在由3844（42/43/34）PWM脉冲芯片为核心构成的开关电源电路，大行其道的今天，像图1、图2这样由两只双极型晶体管构成的开关电源电路（对比于集成器件，或称之为分立元件构成的开关电源），仍占有一席之地，在数个变频器厂家的产品中，得到应用。难道是厂家技术人员有怀旧情结吗？还是为了降低生产成本？其实都不是！采用分立元件做开关电源，设计人员肯定有更全面和深入的考虑。 而我的维修经验而论，我比较倾向和首肯于由分立元件构成的开关电源，理由是其工作可靠性高，故障率低，使用和维修都比较让人放心。电路的质量，并不取决于采用集成器件或分立元件，也不取决于电路采用元器件的数量多少，这些都是形式而非本质。相对于分立元件组成的电路，集电器件是否就具有技术上的先进性和工作上的可靠性？则真的是一个问号，不可一概而论。比较二者电路的设计难度，分立元件的电路，恐怕难度要更高一些。 与分立元件的电源相比，用3844做成的电源电路，更像一个“傻瓜型”电路，有固定的电路模式，与成型外围作成一个电路单元，可以应急取代任意开关电源电路，达到修复目的（有的技术人员已经这样做了）。 电路的元件数量愈少，电路结构越是精简，电路的故障率就越低，这是一个被实践验证的法则。实际维修中，采用图1电路形式的开关电源，故障率和可靠性，要优于用集成器件做成的开关电源。个别电源，停电时还好好儿的，一上电，开关管就炸掉了，说明即使“傻瓜型”电路，在设计上也不可掉以轻心，关
电子器件的电源测量通常情况是指开关电源的测量（当然还有线性电源）。讲述开关电源的资料非常多，本文讨论的内容为PWM开关电源，而且仅仅是作为测试经验的总结，为大家简述容易引起系统失效的一些因素。因此，在阅读本文之前，已经假定您对于开关电源有一定的了解。 1 开关电源简述 开关电源（Switching Mode Power Supply，常常简化为SMPS），是一种高频电能转换装置。其功能是将电压透过不同形式的架构转换为用户端所需求的电压或电流。 开关电源的拓扑指开关电源电路的构成形式。一般是根据输出地线与输入地线有无电气隔离，分为隔离及非隔离变换器。非隔离即输入端与输出端相通，没有隔离措施，常见的DC/DC变换器大多是这种类型。所谓隔离是指输入端与输出端在电路上不是直接联通的，使用隔离变压器通过电磁变换方式进行能量传递，输入端和输出端之间是完全电气隔离的。 对于开关变换器来说，只有三种基本拓扑形式，即： ● Buck（降压） ● Boost（升压） ● Buck-Boost（升降压） 三种基本拓扑形式，是电感的连接方式决定。若电感放置于输出端，则为Buck 拓扑；电感放置于输入端，则是Boost拓扑。当电感连接到地时，就是Buck-Boost拓扑。 2 容易引发系统失效的关键参数测试 以下的测试项目除了是指在静态负载的情况下测试的结果，只有噪声(noise)测试需要用到动态负载。
2.1 Phase点的jitter 图一 对于典型的PWM开关电源，如果phase点jitter太大，通常系统会不稳定（和后面提到的相位裕量相关），对于200~500K的PWM开关电源，典型的jitter 值应该在1ns以下。 2.2 Phase点的塌陷 有时候工程师测量到下面的波形，这是典型的电感饱和的现象。对于经验不够丰富的工程师，往往会忽略掉。电感饱和会让电感值急剧下降，类似于短路了，这样会造成电流的急剧增加，MOS管往往会因为温度的急剧增加而烧毁。这时需要更换饱和电流更大的电感。 图二 2.3 Shoot through测试
电子工程师必备基础知识（一） 运算放大器通过简单的外围元件，在模拟电路和数字电路中得到非常广泛的应用。运算放大器有好些个型号，在详细的性能参数上有几个差别，但原理和应用方法一样。 运算放大器通常有两个输入端，即正向输入端和反向输入端，有且只有一个输出端。部分运算放大器除了两个输入和一个输出外，还有几个改善性能的补偿引脚。 光敏电阻的阻值随着光线强弱的变化而明显的变化。所以，能够用来制作智能窗帘、路灯自动开关、照相机快门时间自动调节器等。 干簧管是能够通过磁场来控制电路通断的电子元件。干簧管内部由软磁金属簧片组成，在有磁场的情况，金属簧片能够聚集磁力线并使受到力的作用，从而达到接通或断开的作用。 电子工程师必备基础知识（二） 电容的作用用三个字来说：“充放电。”不要小看这三个字，就因为这三个字，电容能够通过交流电，隔断直流电；通高频交流电，阻碍低频交流电。 电容的作用如果用八个字来说那就：“隔直通交，通高阻低。”这八个字是根据“充放电”三个字得出来的，不理解没关系，先死记硬背住。 能够根据直流电源输出电流的大小和后级（电路或产品）对电源的要求来先择滤波电容，通常情况下，每1安培电流对应1000UF-4700UF是比较合适的。 电子工程师必备基础知识（三） 电感的作用用四个字来说：“电磁转换。”不要小看这四个字，就因为这四个字，电感能够隔断交流电，通过直流电；通低频交流电，阻碍高频交流电。电感的作用再用八个字来说那就：“隔交通直，通低阻高。”这八个字是根据“电磁转换”三个字得出来的。
电感是电容的死对头。另外，电感还有这样一个特点：电流和磁场必需同时存在。电流要消失，磁场会消失；磁场要消失，电流会消失；磁场南北极变化，电流正负极也会变化。 电感内部的电流和磁场一直在“打内战”，电流想变化，磁场偏不让变化；磁场想变化，电流偏不让变化。但，由于外界原因，电流和磁场都可能一定要发生变化。给电感线圈加上电压，电流想从零变大，可是磁场会反对，因此电流只好慢慢的变大；给电感去掉电压，电流想从大变成零，可是磁场又要反对，可是电流回路都没啦，电流已经被强迫为零，磁场就会发怒，立即在电感两端产生很高的电压，企图产生电流并维持电流不变。这个电压很高很高，甚至会损坏电子元件，这就是线圈的自感现象。 给一个电感线圈外加一个变化磁场，只要线圈有闭合的回路，线圈就会产生电流。如果没回路的话，就会在线圈两端产生一个电压。产生电压的目的就是要企图产生电流。当两个或多个丝圈共用一个磁芯（聚集磁力线的作用）或共用一个磁场时，线圈之间的电流和磁场就会互相影响，这就是电流的互感现象。 大家看得见，电感其实就是一根导线，电感对直流的电阻很小，甚至能够忽略不计。电感对交流电呈现出很大的电阻作用。 电感的串联、并联非常复杂，因为电感实际上就是一根导线在按一定的位置路线分布，所以，电感的串联、并联也跟电感的位置相关（主要是磁力场的互相作用相关），如果不考虑磁场作用及分布电容、导线电阻（Q值）等影响的话就相当于电阻的串联、并联效果。 交流电的频率越高，电感的阻碍作用越大。交流电的频率越低，电感的阻碍作用越小。 电感和充满电的电容并联在一起时，电容放电会给电感，电感产生磁场，磁场会维持电流，电流又会给电容反向充电，反向充电后又会放电，周而复始……如果没损耗，或能及时的补充这种损耗，就会产生稳定的振荡。 电子工程师必备基础知识（四）
高效率开关电源设计实 例 文档编制序号：[KKIDT-LLE0828-LLETD298-POI08]
高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器()。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。 设计指标 输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+ 额定输出电流： 过电流限制： 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％ 最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值 输出功率： +*2A=(最大) 输入功率： Pout/估计效率=／= 功率开关损耗* 0．5= 续流二极管损耗：*= 输入平均电流 低输入电压时／10V= 高输入电压时：／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。
典型半导体案例失效分析 Author:朱秋高 光宝电子(东莞)有限公司 E-mial: Collins.zhu@https://www.doczj.com/doc/4b18814407.html, 摘要: 开关电源与地之间走线的电感对主开关Mosfet 驱动影响和失效案例 关键词: PWM 驱动信号的布线要点: 在开关转换期间,某些走线 (PCB上的敷铜线路) 电流会瞬间停止,而另外一些走线电流同时瞬间导通(均在开关转换时间100ns 之内发生). 这些走线被认为是开关调整器PCB布线的”关键走线”. 每个开关转换瞬时,这些走线中都产生很高的Di/dt .如图1-1所示,整个线路混杂着细小但不低的电压尖峰.由经验可知,不难理解这是方程V=L*Di/dt 在走线中起作用,L是PCB走线的寄生电感.根据经验,每英寸走线的寄生电感约为20nH 图1-1 确定三种拓扑中的关键走线 噪声尖峰一旦产生,不仅传递到输入/输出(影响电源性能),而且渗透到IC控制单元,使控制功能失稳失常,甚至使控制的限流功能失效,导致灾难性后果. 199
引言: 设计开关调整器PCB时,需知最终产品的好坏完全取决于它的布线,当然,有些开关IC可能会比其他开关IC对干扰更敏感.有时,从不同供应商购得的 “ 同类” 产品也可能有完全不同的噪声敏感度,.此外,某些开关IC结构本身也会比其他IC对噪声更敏感(如电流模式控制芯片比电压模式控制芯片”布线敏感度”高很多). 事实上,用户必须面对这样的现实: 半导体器件生产商不会提供其产品噪声敏感度的资料. 而作为设计人员,往往对布线不够重视,结果将似乎可稳定工作的IC弄得波形震荡,易受干扰,以致误动作,甚至导致灾难性的后果(开关烧掉). 另外,这些问题在调试后期往往很难纠正或补救,因此开始阶段就正确布线非常重要. 试验方法: 1. MOSFET 的驱动信号通常由IC内的驱动级产生,故MOSFET的源极应接至IC接地端.但MOSFET的实际表现并不由施加在栅极与参考间的电压所决定, 而是取决于栅极与源极间的电压,即完全取决于实际的V GS. 实例1,如果源极与地之间的走线有点长的话,在开关转换瞬间它上面会出现很大的电感反冲, 不严重的话只是降低开关转换的速度,严重时会使MOSFET错误地开通或关断,导致管子毁坏. 图1-2 是在关断瞬间可能发生的相当安全的情形.栅极控制MOSFET关断,但源极的PCB走线阻抗刚才也流过了电流,并产生小电压源(尖峰) 以阻止电流减小,电流持续流动直到能量消耗光.这使V GS波形发生改变从而使开关转换速度降低.然而,这种降低转换速度的方法并不值得推荐,根据我所知其结果不可预知,因为它本质上是基于寄生参数的. 图 1-2 关断时源极寄生电感的影响 2. 实例2, 图1-3 是一款使用在网络产品上的电源布线图,我们不难发现驱动信号到MOSFET的栅极之间的走线过长,(约为63mm) .且高频电感离驱动信号非常近,而导致在系统使用时,不时发生MOSFET 烧毁和PCB板大面积烧黑的现象, 200
电源设计心得 Q1：如何来评估一个系统的电源需求 Answer：对于一个实际的电子系统，要认真的分析它的电源需求。不仅仅是关心输入电压，输出电压和电流，还要仔细考虑总的功耗，电源实现的效率，电源部分对负载变化的瞬态响应能力，关键器件对电源波动的容忍范围以及相应的允许的电源纹波，还有散热问题等等。功耗和效率是密切相关的，效率高了，在负载功耗相同的情况下总功耗就少，对于整个系统的功率预算就非常有利了，对比LDO和开关电源，开关电源的效率要高一些。同时，评估效率不仅仅是看在满负载的时候电源电路的效率，还要关注轻负载的时候效率水平。 至于负载瞬态响应能力，对于一些高性能的CPU应用就会有严格的要求，因为当CPU突然开始运行繁重的任务时，需要的启动电流是很大的，如果电源电路响应速度不够，造成瞬间电压下降过多过低，造成CPU运行出错。 一般来说，要求的电源实际值多为标称值的+-5%，所以可以据此计算出允许的电源纹波，当然要预留余量的。 散热问题对于那些大电流电源和LDO来说比较重要，通过计算也是可以评估是否合适的。 Q2：如何选择合适的电源实现电路 Answer：根据分析系统需求得出的具体技术指标，可以来选择合适的电源实现电路了。一般对于弱电部分，包括了LDO(线性电源转换器)，开关电源电容降压转换器和开关电源电感电容转换器。相比之下，LDO设计最易实现，输出纹波小，但缺点是效率有可能不高，发热量大，可提供的电流相较开关电源不大等等。而开关电源电路设计灵活，效率高，但纹波大，实现比较复杂，调试比较烦琐等等Q3：如何为开关电源电路选择合适的元器件和参数 Answer：很多的未使用过开关电源设计的工程师会对它产生一定的畏惧心理，比如担心开关电源的干扰问题，PCB layout问题，元器件的参数和类型选择问题等。其实只要了解了，使用一个开关电源设计还是非常方便的。 一个开关电源一般包含有开关电源控制器和输出两部分，有些控制器会将MOSFET集成到芯片中去，这样使用就更简单了，也简化了PCB设计，但是设计的灵活性就减少了一些。 开关控制器基本上就是一个闭环的反馈控制系统，所以一般都会有一个反馈输出
《精通开关电源设计》笔记 三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。
经典LED驱动电源参考设计大集锦（内含设计原理图、实际案例分析） PI公司的众多LED驱动电源解决方案中，高效率、低功耗，外围简单、可调光、高稳定性是最大的特点，涉及工业、商业、家用等应用领域。不管是应客户需求设计，还是按相关标准设计，还是基于对行业发展趋势把握所做的前瞻性设计，都同样的出色，其方案、设计、想法具有行业指引性。 其众多的驱动电源参考设计中蕴含很多电源基本理论,就算不用其公司的IC也可以作为设计参考，对工程师有超强的指导意义。 1.开关电源设计软件- PI Expert? 操作/设计指南 PI Expert可提供构建和测试工作原型所需的所有必要信息。这些信息包括完整的交互式电路原理图、物料清单(BOM)、电路板布局建议以及详细的电气参数表。PI Expert还可提供完整的变压器设计，包括磁芯尺寸、线圈圈数、适当的线材规格以及每个绕组所用的并绕线数。此外，还可生成详细的绕组机械装配说明。该程序可以将设计时间从数天缩短至几分钟。 2.采用LYTSwitch的带功率因数校正(PFC)的23 W T8电源设计 适用于430 mA V (50 V) T8灯管的隔离式、低输入电压、超薄驱动器设计(DER-338)现已推出。这款新设计采用了PI新推出的LYTSwitch? LED驱动器系列器件LYT4215E。 3.一款高功率因数、可控硅调光的非隔离LED驱动器 PI推出了一份新的设计报告((DER-364)，介绍的是一款使用广受好评的LYTSwitch IC设计的高功率因数、可控硅调光的非隔离LED驱动器。其效率额定值高达85%以上，具有无闪烁调光和单向快速启动(<200 ms)的特性。 4.针对T10灯管的最新24 W LED驱动器设计 PI的一款效率达92%的24 W T10灯LED驱动器设计(DER-356)。该设计可极大简化离线式、带功率因数校正的LED电源的生产。 5.适用于可控硅调光A19灯的全新10 W PFC LED驱动器设计 PI发布的关于针对可调光A19灯的全新10 W驱动器设计(DER-328) 6.元件数最少的T8灯管LED驱动器设计–高效率、低THD PI现已推出DER-345–一款针对T8 LED灯的低输入电压、非隔离、高效率、高功率因数LED驱动器设计。 7.适用于A19替换灯的14.5 W可控硅调光的非隔离LED驱动器 Power Integrations的LED设计(DER-341) –适用于A19 LED灯的非隔离式、高效率、高功率因数(PF) LED驱动器。这款新的LED驱动器采用LinkSwitch-PH系列IC中的LNK407EG器件设计而成。
开关电源学习笔记
开关电源学习笔记 阅读书记名称《集成开关电源的设计调试与维修》 开关电源术语： 效率：电源的输出功率与输入功率的百分比。其测量条件是满负载，输入交流电压标准值。 ESR：等效串联电阻。它表示电解电容呈现的电阻值的总和。一般情况下，ESR值越低的电容，性能越好 输出电压保持时间：在开关电源输出电压撤消后，依然保持其额定输出电压的时间。 启动浪涌保护：它属于保护电路。它对电源启动时产生的尖蜂电流起限制作作用。为了防止不必要的功率损耗，在设计这一电路时候，一定要保证滤波电容充满电之前，就起到限流的作用。 隔离电压：电源电路中的任何一部分与电源基板之间的最大电压。或者能够加在开关电源的输入与输出端之间的最大直流电压。 线性调整率：输出电压随负载在指定范围内的变化百分率。条件是线电压和环境温度不变。 噪音和波纹：附加在直流信号上的交流电压的高频尖锋信号的峰值。通常是mV度量。 隔离式开关电源：一般指开关电源。它从输入的交流电源直接进行整流滤波，不使用低频隔离变压器。 输出瞬态响应时间：从输出负载电路产生变化开始，经过整个电路的调节作用，到输出电压恢复额定值所需要的时间。
过载过流保护：防止因负载过重，是电流超过原设计的额定值而造成电源的损坏的电。远程检测：电压检测的一种方法。为了补偿电源输出的电压降，直接从负载上检测输出电压的方法。 软启动：在系统启动时，一种延长开关波形的工作周期的方法。工作周期是从零到它的正常工作点所用的时间。 快速短路保护电路：一种用于电源输出端的保护电路。当出现过压现象时，保护电路启动，将电源输出端电压快速短路。 占空比：开关电源中，开关元件导通的时间和变换工作周期之比。 元件选择和电路设计： 一：输入整流器的一些参数 最大正向整流电流：这个参数主要根据开关电源输出功率决定，所选择的整流二极管的稳态电流容量至少应是计算值的2倍。 峰值反向截止电压（PIV）：由于整流器工作在高压的环境，所以它们必须有较高的PIV值。一般600V以上。 要有能承受高的浪涌电流的能力：浪涌电源是用开关管导通时的峰值电流产生。 二：输入滤波电容 输入滤波电容对开关电源的影响 电源输出端的低频交流纹波电压 输出电压的保持时间 滤波电容的计算公式： C=（I*t）/ΔV
开关电源中的光耦经典电路设计分析 光耦（opticalcoupler ）亦称光电隔离器、光耦合器或光电耦合器。它是以光 为 媒介来传输电信号的器件，通常把发光器（红外线发光二极管LED 与受光器（光敏 半导体管）封装在同一管壳。当输入端加电信号时发光二极管发出光线，光敏三 极管接受光线之后就产生光电流，从输出端流出，从而实现了 “电一光一电”转换 典型应用电路如下图1-1所示。 光耦典型电路 TTL ? i=ow 0=OFF ■ 1_1 ■耦开关控 制流电机怕路图 光耦的主要优点是：信号单向传输，输入端与输出端完全实现了前端与负载 完 全的电气隔离，输出信号对输入端无影响，减小电路干扰，简化电路设计，工 作稳定，无触点，使用寿命长，传输效率高。光耦合器是 70年代发展起来的新 型器件，现已广泛用于电气绝缘、电平转换、级间耦合、驱动电路、开关电路、 斩 波器、多谐振荡器、信号隔离、级间隔离、脉冲放大电路、数字仪表、远距离 5V icon R3 330 -----------------------
信号传输、脉冲放大、固态继电器（SSR ）仪器仪表、通信设备及微机接口中。 在单片开关电源中，利用线性光耦合器可构成光耦反馈电路， 通过调节控制端电 流来改变占空比，达到精密稳压目的。 常用于反馈的光耦型号有 TLP521、PC817等。这里以TLP521为例，介绍这 类 光耦的特性。图2-1所示为光耦部结构图以及引脚图。 21 TLP521内部結构及管脚庄 TLP521的原边相当于一个发光二极管，原边电流 If 越大，光强越强，副边 三 极管的电流Ic 越大。副边三极管电流Ic 与原边二极管电流If 的比值称为光耦 的电 流放大系数，该系数随温度变化而变化，且受温度影响较大。作反馈用的光 耦正是 利用“原边电流变化将导致副边电流变化”来实现反馈，因此在环境温度变 化剧烈 的场合，由于放大系数的温漂比较大，应尽量不通过光耦实现反馈。此外, 6
电力电子技术课程设计报告
单端反激式单路输出开关电源 一、设计任务及要求 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的单端反激式开关电源。我们设计的反激式开关电源的输入是180V，输出是10V。要求画出必要的设计电路图，进行必要的电路参数计算，完成电路的焊接任务，并具有1A的带负载能力以及过流保护功能。 二、设计原理及思路 1、反激变换器工作原理 假设变压器和其他元器件均为理想元器件，稳态工作下： （1）当有源开关Q导通时，变压器原边电流增加，会产生上正下负的感应电动势，从而在副边产生下正上负的感应电动势，无源开关VD1因反偏而截止，输出由电容C向负载提供能量，而原边则从电源吸收电能，储存于磁路中。 （2）当有源开关Q截止时，由于变压器磁路中的磁通不能突变，所以在原边会感应出上负下正的感应电动势，而在副边会感应出上正下负的感应电动势，故VD1正偏而导通，此时磁路中的存储的能量转到副边，并经二极管VD1向负载供电，同时补充滤波电容C在前一阶段所损失的能量。输出滤波电容除了在开关Q导通时给负载提供能量外，还用来限制输出电压上的开关频率纹波分量，使之远小于稳态的直流输出电压。 U o 图 1 反激变换器的原理图 反激变换器的工作过程大致可以看做是原边储能和副边放电两个阶段。原边电流和副边电流在这两个阶段中分别起到励磁电流的作用。如果在下一次Q导通之前，副边已将磁路的储能放光，即副边电流变为零，则称变换器运行于断续电流模式（DCM），反之，则在副边还没有将磁路的储能放光，即在副边电流没有变为零之前，Q又导通，则称变换器运行于连续电流模式（CCM）。通常反激变换器多设计为断续电流模式（DCM）下。
《开关电源》笔记 三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。
详解自激开关电源电路图 该文章讲述了详解自激开关电源电路图. 自激开关电源电路 图,STR41090电源属于自激式并联型开关电源,适应电网电压能力为150-280V。 振荡过程 C808上约300V直流电压经R811加到N801的(2)脚内部开关管的B极,同时经T802的(1)、(3)绕组加到N801的(3)脚内部开关管的C极,开关管开始导通,电流流过T802的(1)、(3)绕组,在(1)、(3)绕组产生感应电压,极性为(3)正(1)负,经耦合,在(6)、(7)绕组也产生感应电压,极性为(7)正(6)负,此正反馈电压经C819、R817、R816送回到N801的(2)脚,使开关管电流进一步增大,雪崩的过程使开关管迅速饱和。开关管饱和期间,T802(1)、(3)绕组的电流线性增大,VD821、VD822截止,T802储存磁场能量。由于C819不断被充电,使N801的(2)脚电压不断下降,到某一时刻,N802(2)脚上的电压不能维持内部开关管的饱和,开关管退出饱和状态,C极电流减小,T802各绕组的感应电压极性全部翻转,反馈绕组(6)、(7)脚的电压极性为(6)正(7)负,经C819、R817、R816送到N801的(2)脚,使N801(2)脚电压进一步减小,又一雪崩过程使开关管迅速截止。开关管截止期间,VD821导通,在C822电容上形成112V电压;VD822也导通,在C824电容上形成18V电压,T802储存的磁场能量被释放。另一方面,C819上的电压经R817、R816、VD812、VD813放电,同时300V电压经R811给C819反向充电,这两个因素使C819左端的电压回升,即N801(2)脚的电压回升,当(2)脚电压上升0.6V以上
三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。 则代入k 后，dB ＝μ0×I ×dl ×R/4πR 3 对其积分可得B ＝ 3 40R C R Idl ?? π μ
四川教育学院应用电子设计报告 课程名称：Protel99 电路设计系部：物理与电子技术系专业班级：应用电子技术0901 学生姓名：x x x 学号： 指导教师： 完成时间：
开关电源电路设计报告 一. 设计要求： 直流稳定电源主要包括线性稳定电源和开关型稳定电源，由于开关稳压电源的优点是体积小，重量轻，稳定可靠，适用性强，故选择设计可调开关稳压电源，其具体设计要求如下： （1）．所选元器件和电路必须达到在一定范围内输出电压连续可调，输出电压U0=+6V —— +9V连续可调，输出额定电流为500mA； （2）．输出电压应能够适应所带负载的启动性能,且输出电压短路时，对各元器件不会产生影响； （3）．电路还必须简单可靠，有过流保护电路，能够输出足够大的电流。 二.方案选择及电路的工作原理 方案一： 首先用一个桥式整流电路将输入的交流电压变成直流电压，然后经过电容滤波，然后在经过一个NPN型三级管Q1调整管，最后整过电路形成一个通路，达到最终的效果。 方案二： 开关电源同其它电子装置一样，短路是最严重的故障，短路保护是否可靠，是影响开关电源可靠性的重要因素。IGBT（绝缘栅双极型晶体管）兼有场效
应晶体管输入阻抗高、驱动功率小和双极型晶体管电压、电流容量大及管压降低的特点，是目前中、大功率开关电源最普遍使用的电力电子开关器件[6]。IGBT能够承受的短路时间取决于它的饱和压降和短路电流的大小，一般仅为几μs至几十μs。短路电流过大不仅使短路承受时间缩短，而且使关断时电流下降率过大，由于漏感及引线电感的存在，导致IGBT集电极过电压，该过电压可使IGBT锁定失效，同时高的过电压会使IGBT击穿。因此，当出现短路过流时，必须采取有效的保护措施。 为了实现IGBT的短路保护，则必须进行过流检测。适用IGBT过流检测的方法，通常是采用霍尔电流传感器直接检测IGBT的电流Ic，然后与设定的阈值比较，用比较器的输出去控制驱动信号的关断；或者采用间接电压法，检测过流时IGBT的电压降Vce，因为管压降含有短路电流信息，过流时Vce增大，且基本上为线性关系，检测过流时的Vce并与设定的阈值进行比较，比较器的输出控制驱动电路的关断。 在短路电流出现时，为了避免关断电流的过大形成过电压，导致IGBT 锁定无效和损坏，以及为了降低电磁干扰，通常采用软降栅压和软关断综合保护技术。 在设计降栅压保护电路时，要正确选择降栅压幅度和速度，如果降栅压幅度大（比如7.5V），降栅压速度不要太快，一般可采用2μs下降时间的软降栅压，由于降栅压幅度大，集电极电流已经较小，在故障状态封锁栅极可快些，不必采用软关断；如果降栅压幅度较小（比如5V以下），降栅速度可快些，而封锁栅压的速度必须慢，即采用软关断，以避免过电压发生。 为了使电源在短路故障状态不中断工作，又能避免在原工作频率下连续进行短路保护产生热积累而造成IGBT损坏，采用降栅压保护即可不必在一次短路保护立即封锁电路，而使工作频率降低（比如1Hz左右），形成间歇“打嗝”的保护方法，故障消除后即恢复正常工作。下面是几种IGBT短路保护的实用电路及工作原理。 利用IGBT的Vce设计过流保护电路