基于ADP3181的交错并联同步BUCK电路的设计
摘要：介绍了美国模拟器件公司的专用于电压调节模块（VRM）的开关电源控制芯片控制芯片ADP3181的主要特点，并设计了基于此芯片的三相交错并联同步整流BUCK电路，阐述了主电路和控制芯片外围电路的设计，给出了实验结果。关键词：ADP3181 BUCK 交错并联设计
微处理器及数字信号处理器（DSP）的不断发展给供电系统电压调节模块（VRM）带来了极大的挑战，主要表现在：(1)输出电压输出电压的降低。目前VRM的输出电压大多数为1.3V～1.5V，为进一步提高速度，未来将要求输出电压降到1V以下。(2)输出电流的增大。芯片要求VRM的输出电流高达150A。(3)微处理器的工作时钟频率已经高达2GHz～3GHz，未来几年将会达到4GHz，甚至10GHz。因此，电流的瞬态变化非常大，将达到450A/?滋s。(4)VRM 作为微处理器的供电单元，有限的主板空间要求其具有高效率、高功率密度和小体积。因此，目前的VRM模块都采用多相多相交错并联的同步整流BUCK电路。在相同的输出条件下，采用多相并联技术可有效减小每相滤波电感的体积,且开关管的电流仅仅是输出电流的几分之一，同时每相开关频率也可降低为原来的几分之一。这样就可以减小输出电流纹波和降低开关损耗，从而提高变流器效率。针对这种情况，许多电源管理芯片公司相继推出了用于低电压大电流VRM模块的多相输出高性能控制芯片，例如Intersil公司推出的ISL6566、ISL6566A，AD公司推出的ADP3181、ADP3191等。这些器件实现了最快速的瞬态响应和最少数量的输出电容器，为业界提供了集成度最高且最经济的电源管理解决方案。笔者在介绍了ADP3181芯片特点的基础上，设计了输入为12V、输出电压为1.5V、额定负载电流负载电流为65A的三相交错并联同步整流电路。1 ADP3181内部结构及其特点 ADP3181是美国模拟器件公司推出的专用于多相同步BUCK电路的开关控制芯片，广泛应用于输入为12V的主板CPU供电电源上。
ADP3181内部结构[1]，主要包括：高精度的VID DAC转换器(把CPU设定的数字电压转换成模拟电压）；反馈电压误差放大器；电流检测放大器；软启动模块；电流平衡模块；限流模块；PWM调制模块；2-/3-/4-相PWM输出逻辑电路等。
ADP3181控制芯片具有以下特点： (1)可输出多路PWM信号 ADP3181可输出2-/3-/4-路PWM信号给功率驱动芯片，如果某路PWM输出不用，则把该路的PWM输出引脚接地。 (2)可数字设定输出电压。 CPU可通过向 VID0～VID4引脚输入数字信号来设定其所需输出电压，实现动态电压变换。另外,CPUID引脚用于选定VID编码是符合Intel的VRM9标准还是VRD10标准。在ADP3181的芯片资料中给出了相应的两个表格，表中详细列出了每组编码对应的输出电压值。 (3)独特的电流环控制设计一般的处理器要求设定一条负载线负载线，即输出电压随着负载电流变化的一条直线，Intel CPU规定该负载线的等效电阻为1mΩ。ADP3181内部有一个电流检测放大器，用来检测总的输出电流。合理设置放大器的增益，使得放大器输出端CSCOMP输出的电压随着负载电流增大而跌落，VID设定电压减去CSCOMP端输出的电压，即为考虑了负载线后的输出电压给定，再接到电压检测放大器的参考端。同时CSCOMP也作为限流比较器的差分输入，实现限流功能。放大器的CSREF引脚接输出电压正极，每相电流检测点与CSSUM之间通过相同阻值的电阻RPH相连，从而实现电流的相加。Buck电路电流检测方法有多种：(1)直接利用电感的等效串联电阻(ESR)，检测电感两端的电压。这种方法损耗比较低。另外可以在电感旁边放置热敏电阻，用来补偿电感ESR的温度变化，从而增加电流检测的精度。(2)另外配置高精度的检测电阻。这种方法精度高，但是会引入额外的损耗。综合考虑，本文设计采用第一种方法。 ADP3181芯片内部还有一
个电流平衡模块。其四个输入引脚SW1～SW4分别用来监测四相的电流。这四个引脚分别通过四个外接电阻RSW1～RSW4接到每相上端MOSFET管的源极上。为了电流平衡，RSW1～RSW4的值通常取一样，但是如果某相的冷却条件比较好，则该相可承担大一点电流，这时，可以把这相对应的RSW设置得大一点。 (4)高精度的电压环控制 ADP3181内部有一个高精度的误差放大器，在整个输出电压以及温度范围内，其最大的检测误差为±14.5mV。另外，FB引脚内部连接一个电流源，该电流源流过FB与输出电压检测点之间的电阻RB产生一个空载偏置电压，一般的主板生产厂商会自己规定一个偏置电压。 (5)软启动功能当CPU上电或所需电压改变时，输出电压并不是立即达到给定值，而是缓慢上升，有一个充电延时的过程，以防止CPU的误启动或满足VID变化所需的最小延时时间。 (6)频率可设定频率由电阻RT设定，每相频率可高达1MHz。ADP3181的芯片资料给出了RT与频率的关系曲线。 (7)可靠的过压与过流保护功能芯片内部具有过压过流保护电路。而且上限电流值可以通过外部电阻RLIM设定，RLIM一端与引脚ILIMIT连接，一端接地。当检测到电路过流时，芯片不是马上关断MOSFET管，而是断开delay脚，delay 正常工作时电压为3V，断开后delay通过外部并联的电阻电容放电，当电压降到1.8V时，控制芯片就会停止工作。如果在这段时间内，短路情况清除，则电路恢复正常工作。过流擎住延时能够防止暂时的干扰引起的短路而造成的误操作。2 基于ADP3181的BUCK电路设计2.1 设计目标设计一个三相交错并联的同步整流BUCK电路。控制芯片采用美国模拟器件公司的ADP3181，驱动芯片采用该公司的ADP3110。该电路输入为12V，输出为1.5V，额定负载电流为65A，开关频率fSW＝750Hz。2.2 主电路设计主电路拓扑图，其中MOSFET的PWM驱动信号来自电源控制芯片ADP3181与驱动芯片ADP3110。每相采用一片驱动芯片，驱动芯片输出的DRVH信号驱动MOSFETH，DRVL驱动MOSFETL。三相由一片ADP3181控制。
(1)电感值L和输出电容C的选择。L值小，电感尺寸也小，但是电感电流与输出电压纹波大，MOSFET损耗也大。在任何多相变流器中，电感纹波电流的典型峰峰值应该低于该电感直流电流最大值的80％。L的最小值为：
式中,VVID是设定输出电压，RO是设定的负载线电阻，即输出电压随着负载电流变化的等效电阻，n是相数，VRIPPLE是输出电压纹波，Intel公司规定VRIPPLE不能超过10mV。因此计算出来的L?叟284nH。输出电容C选择10个560μF的电容。 (2)MOSFET的选择。电路的额定负载电流为65A，由于采用三相交错并联，所以每相额定负载电流为21.7A。MOSFETH选择IPD12N03L，耐压30V，允许通过最大电流30A，RDS=10.4mΩ。MOSFETL选择IPD06N03L，耐压30V，允许通过最大电流50A，RDS=5.9mΩ。采用两个MOSFETL并联主要是因为电路占空比低，因此MOSFETL导通时间比较长，导通损耗比较大，并联之后等效串联电阻减小，导通损耗也减小。2.3 控制芯片外围电路参数设计控制芯片外围电路图。
(1)RT的选择。由于开关频率fSW ＝750Hz，因此每相开关频率为250Hz。根据fSW与RT曲线可得到Rr为250kΩ。 (2)斜坡电阻RP的选择。斜坡电阻是用来设定内部PWM调制电路中PWM斜率的大小。这个电阻的大小会影响到热平衡、稳定性以及电路的瞬态响应。RP的值可用下式计算：
式中，AR是内部调制放大器增益，为0.2；AD是电流平衡放大器增益，为5；RDS是MOSFETL总导通电阻；CR是内部斜坡电容，为5pF。代入式(2)可算出RP为267kΩ。比较接近1%电阻的典型值为226kΩ。 (3)外部电阻RLIM的选择。限流点的设置是通过ILIMIT 引脚接的外部电阻RLIM来设定的，RLIM可用下式计算：
式中，VLIM、ALIM为芯片固定的参数，分别为3V与10mv/μA。负载线电阻为1mΩ。设定ILIM为90A时可求得RLIM为333kΩ。另外反馈补偿电路可按照典型Ⅲ型设计
[2]。3 实验结果对上述设计进行了实验调试。当输入电压在12V±10%的范围内时，输出电压都能稳定在1.5V。负载在20A到额定负载65A之间电源效率都超过80%。电源的PWM 波形与输出电压波形。图中输出电压为1.48V是因为有20mV空载偏置电压。图5为过流捕捉波形，其中示波器通道1测量输出电压波形，通道2测量DELAY引脚电压波形，通道3检测PWM波形。
本文利用ADP3181高性能电源控制芯片的特点，设计了三相交错并联同步BUCK电路。实验证明，ADP3181集成度高，性能可靠且功耗小，用它设计的VRM性价比高、结构简单、稳态与动态性能良好、效率高，具有广阔的应用前景。
两级式开关电源适配器方案研发之DC-DC极设计 在上一篇文章中，我们分享了一种两级式开关电源适配器的PFC极设计方案，并对其设计原理进行了详细介绍。接下来，我们将会继续就这一笔记本电脑适用的开关电源适配器设计进行简析，并针对其DC-DC极的设计原理和设计思路展开详细介绍，下面就让我们一起来看看吧。 在了解了这一开关电源适配器的PFC级工作原理和电路设计情况之后，接下来我们需要完成的是DC-DC级的设计工作。本方案所设计的双极式电源适配器采用反激式DC-DC变换器，其变压器的损耗较大、温升高，而体积也比较大。为了达到最佳优化目标，我们选择采用两路反激变换器交错并联的方案，这样每个变压器只传输60W的功率，输入电流的有效值小，可有效解决上述问题。为保障效率，我们采用电流断续工作模式，消除输出整流管反向恢复引起的电压尖峰。下图中，图1是交错并联反激变换器的主要波形，输入电流与输出电流均倍频，纹波大大减小，输出的滤波电容可大大减小。 图1 反激变换器交错并联变换器主要波形 在这一笔记本电脑开关电源适配器的方案设计中，为了进一步提高电源适配器的转化效率，减少能耗损失，我们所设计的这一DC-DC级的反激变换器采用具有能量恢复的电流型同步整流技术。
图2 电流型自驱动同步整流与主要波形 上图中，图2给出了的是具有能量恢复的电流型自驱动同步整流电路的原理图及其主要波形图。从图2所给出的电流型自驱动同步整流电路图中我们可以看到，当同步整流管SR有电流流过时，电流从绕组n1的同名端流进，从绕组n3的同名端流出，此时D1导通，有公式Vn3=Vo，Vn2=n2*Vo/n3，使SR开通。而当流过SR的电流为零时，电流互感器磁恢复，磁化电流iLm从绕组n4的同名端流进，此时D1关断，D2导通。此时有公式vn4=-Vo，其中vn2=-n2*Vo/n4，则SR关断。当电流互感器磁恢复完成时，D1、D2均关断，Vn2=0，SR仍然关断。
题目：BuckdBoost电路建模及分析 摘要：作为研究开关电源的基础，DCTC开关变换器的建模分析对优化开关电源的性能和提高设计效率具有重要意义。而BucMoost电路作为DCTC开关变换器的其中一种电路拓扑形式，因其输出电压极性与输入电压相反，而幅度既可比输入电压高，也可比输入电压低，且电路结构简单而流行。 为了达到全面而深入的研究效果，本文对Buck^oost电路进行了稳态分析和小信号分析。稳态分析中，首先介绍了电路工作原理，得出了两种工作模式下的电压转换关系式，并同时可知基于占空比怎样计算其输出电压以及最小最大电感电流和输出纹波电压计算公式；接着推导了状态空间模型，以在M ATLAB中进行仿真；而最后仿真得到的电感电流、输出电压的变化规律符合理论分析。小信号分析中，首先推导了输出与输入间的传递函数表达式，以了解低频交流小信号分量在电路中的传递过程；接着分析其零极点，且仿真绘制波特图进行了验证。 经过推导与研究，稳态分析和小信号分析下仿真得到的变化规律均与理论上的推导一致。 关键词：BuckHBoost；稳态分析；小信号分析；MATLAB仿真
1 ?概论 现代开关电源有两种：直流开关电源、交流开关电源。本课题主要介绍直流开关电源，其功能是将电能质量较差的原生态电源，如市电电源或蓄电池电源，转换为满足设备要求的质量较高的直流电源，即将“粗电”转换为“精电”。直流开关电源的核心是DC4)C变换器。 作为研究开关电源的基础，DCTC开关变换器的建模分析对开关电源的分析和设计具有重要意义。DCTC开关变换器最常见的三种电路拓扑形式为：降压(Buck)、升压(Boost)和降压THE (BuckdBoos 泌］,如图1-1所示。其中BucMoost变换器因其输出电压极性与输入电压相反，而幅度既可比输入电压高，也可比输入电压低，且电路结构简单而流行。 (a) B uck型电路结构 (b) Boost型电路结构 (c) B uckHB oost型电路结构 图1-1 DCTC变换器的三种电路结构
高频开关电源课程报告 交错并联同步整流DC-DC变换器的研究 Research on a Interleaved DC-DC Converter Using Synchronous Rectification ABSTRACT:As the rapid development of power electronics technique, the switch supply have been advanced. It has replaced the linear steady voltage supply and because the most extensive direct current steady voltage supply that has been applied. It’s determined by the predominant performance of switch supply. Switch supply is consisted of AC-DC and DC-DC. As the work of large scale integrated circuit is normal, VRM is required to decrease low output voltage, continuous to increase output current, and also meets high efficiency, rapid dynamic response etc, in order to meet these needs, low voltage and high current DC-DC converter reflects the development orientation of switching power supply. To optimize the performance of low-voltage/high-current DC-DC converter, it is necessary to enhance it’s topology and control method. In this paper, synchronous rectifier and the multi-phase interleaved parallel technology are studied, presents a low voltage high current DC-DC converter design. I apply Matlab/Simulink software to simulate the circuit and the results verify the validity of the proposed scheme. KEY WORDS：buck converter，low voltage and high current，synchronous rectifier interleaved，Matlab/Simulink 摘要：随着电力电子技术的飞速发展，开关电源技术不断得到提高，现在它已经取代线性稳压电源，成为目前最为广泛使用的直流稳压电源，这主要是由它的优越性能所决定的。开关稳压电源包括 AC-DC 和 DC-DC 两部分。大规模集成电路正常工作时，要求VRM(Voltage Regulation Module) 应具有较低的输出电压和较大的输出电流，同时还需满足效率高、动态响应速度快等特点，为了满足上述需求，低压大电流 DC-DC变换器成为开关电源的主要研究发展方向。综合考虑，为了进一步优化低压大电流 DC-DC 的性能，需要不 断提高它的拓扑结构及控制方法。本文针对同步整流、多相交错并联及多路均流等技术进行研究，给出了一种低压大电流 DC-DC 变换器的设计方案，并在 Matlab/Simulink 仿真环境下采用 PWM 脉冲调制方式和四相相位相差 90°的方法对四相交错并联 Buck 变换器电路进行仿真。结果与期望一致，达到满意效果。关键词：Buck 变换器；低压大电流；同步整流；交错并联；Matlab/Simulink仿真 1 引言 随着信息技术的快速发展和广泛应用，为了满足日益增长的、更加复杂的实时计算要求，今天许多系统采用了大量的高功率计算芯片，包括CPU、FPGA 和存储器等。为了提高计算速度就必然要求其供电电源工作频率和供电电流相应增加，同时为了减小能量损耗则要求供电电压反而越来越低，预计未来设备要求电流超过100A而电压却低于1V。由于主板空间非常宝贵，要求供电电源体积越小越好。这样人们对VRM提出了新的挑战：要求VRM 有超快的负载电流响应速度，并且保证输出电压有相当高的稳定度，同时又要求VRM的功率变换效率高，尽可能提高开关频率，减小VRM体积，以适应模块化发展方向，这些性能要求对VRM的设计提出了严峻地挑战，必须通过有效的方式和途径来解决[1-2]。 在过去的几十年，世界各国的研究人员对低压大电流DC-DC 变换器的研究方兴未艾，现在运行在电压1.5-3.3V、电流40-50A 的微处理器已经相当普通。下面，今后几十年关于电压降低和电流提高的趋势也在图1表示出来[3]。 2 2 1 2 2 2 3 2 4 2 5 2 6 2 7 2 8 2 9 2 1 2 1 1 2 1 2 2 1 3 2 1 4 2 1 5 2 1 6 2 1 7 2 1 8 图1 微处理器今后长期的电压电流走势图 低压大电流DC-DC变换器性能优劣是通过它的技术指标来衡量的，这主要包括：动态响应速度、尺寸、效率、功率密度等。为了满足以上技术指标的要求，就需要应用各种方法来完善它们。这些包
buck电路的原理 降压式变换电路（Buck电路）详解 一、BUCK电路基本结构 开关导通时等效电路开关关断时等效电路 二、等效的电路模型及基本规律 （1）从电路可以看出，电感L和电容C组成低通滤波器，此滤波器设计的原则是使us(t)的直流分量可以通过，而抑制us(t) 的谐波分量通过；电容上输出电压uo(t)就是us(t) 的直流分量再附加微小纹波uripple(t) 。 （2）电路工作频率很高，一个开关周期内电容充 放电引起的纹波uripple(t) 很小，相对于电容上 输出的直流电压Uo有：电容 上电压宏观上可以看作恒 定。 电路稳态工作时，输出电容上电压由微小的纹波和较大的直流分量组成，宏观上可以看作是恒定直流，这就是开关电路稳态分析中的小纹波近似原理。（3）一个周期内电容充电电荷高于放电电荷时，电容电压升高，导致后面周期内充电电荷减小、放电电荷增加，使电容电压上升速度减慢，这种过程的延续直至达到充放电平衡，此时电压维持不变；反之，如果一个周期内放电电荷高于充电电荷，将导致后面周期内充电电荷增加、放电电荷减小，使电容电压下降速度减慢，这种过程的延续直至达到充放电平衡，最终维持电压不变。
这种过程是电容上电压调整的过渡过程，在电路稳态工作时，电路达到稳定平衡，电容上充放电也达到平衡，这是电路稳态工作时的一个普遍规律。（4）开关S置于1位时，电感电流增加，电感储能；而当开关S 置于2位时，电感电流减小，电感释能。假定电流增加量大于 电流减小量，则一个开关周期内电感上磁链增量为： 此增量将产生一个平均感应电势： 此电势将减小电感电流的上升速度并同时降低电感电流的 下降速度，最终将导致一个周期内电感电流平均增量为零；一 个开关周期内电感上磁链增量小于零的状况也一样。 这种在稳态状况下一个周期内电感电流平均增量（磁链平 均增量）为零的现象称为：电感伏秒平衡。 这也是电力电子电路稳态运行时的又一个普遍规律。 三、电感电流连续工作模式（CCM）下稳态工作过程分析
基于ADP3181的交错并联同步BUCK电路的设计 摘要：介绍了美国模拟器件公司的专用于电压调节模块（VRM）的开关电源控制芯片控制芯片ADP3181的主要特点，并设计了基于此芯片的三相交错并联同步整流BUCK电路，阐述了主电路和控制芯片外围电路的设计，给出了实验结果。关键词：ADP3181 BUCK 交错并联设计 微处理器及数字信号处理器（DSP）的不断发展给供电系统电压调节模块（VRM）带来了极大的挑战，主要表现在：(1)输出电压输出电压的降低。目前VRM的输出电压大多数为1.3V～1.5V，为进一步提高速度，未来将要求输出电压降到1V以下。(2)输出电流的增大。芯片要求VRM的输出电流高达150A。(3)微处理器的工作时钟频率已经高达2GHz～3GHz，未来几年将会达到4GHz，甚至10GHz。因此，电流的瞬态变化非常大，将达到450A/?滋s。(4)VRM 作为微处理器的供电单元，有限的主板空间要求其具有高效率、高功率密度和小体积。因此，目前的VRM模块都采用多相多相交错并联的同步整流BUCK电路。在相同的输出条件下，采用多相并联技术可有效减小每相滤波电感的体积,且开关管的电流仅仅是输出电流的几分之一，同时每相开关频率也可降低为原来的几分之一。这样就可以减小输出电流纹波和降低开关损耗，从而提高变流器效率。针对这种情况，许多电源管理芯片公司相继推出了用于低电压大电流VRM模块的多相输出高性能控制芯片，例如Intersil公司推出的ISL6566、ISL6566A，AD公司推出的ADP3181、ADP3191等。这些器件实现了最快速的瞬态响应和最少数量的输出电容器，为业界提供了集成度最高且最经济的电源管理解决方案。笔者在介绍了ADP3181芯片特点的基础上，设计了输入为12V、输出电压为1.5V、额定负载电流负载电流为65A的三相交错并联同步整流电路。1 ADP3181内部结构及其特点 ADP3181是美国模拟器件公司推出的专用于多相同步BUCK电路的开关控制芯片，广泛应用于输入为12V的主板CPU供电电源上。 ADP3181内部结构[1]，主要包括：高精度的VID DAC转换器(把CPU设定的数字电压转换成模拟电压）；反馈电压误差放大器；电流检测放大器；软启动模块；电流平衡模块；限流模块；PWM调制模块；2-/3-/4-相PWM输出逻辑电路等。 ADP3181控制芯片具有以下特点： (1)可输出多路PWM信号 ADP3181可输出2-/3-/4-路PWM信号给功率驱动芯片，如果某路PWM输出不用，则把该路的PWM输出引脚接地。 (2)可数字设定输出电压。 CPU可通过向 VID0～VID4引脚输入数字信号来设定其所需输出电压，实现动态电压变换。另外,CPUID引脚用于选定VID编码是符合Intel的VRM9标准还是VRD10标准。在ADP3181的芯片资料中给出了相应的两个表格，表中详细列出了每组编码对应的输出电压值。 (3)独特的电流环控制设计一般的处理器要求设定一条负载线负载线，即输出电压随着负载电流变化的一条直线，Intel CPU规定该负载线的等效电阻为1mΩ。ADP3181内部有一个电流检测放大器，用来检测总的输出电流。合理设置放大器的增益，使得放大器输出端CSCOMP输出的电压随着负载电流增大而跌落，VID设定电压减去CSCOMP端输出的电压，即为考虑了负载线后的输出电压给定，再接到电压检测放大器的参考端。同时CSCOMP也作为限流比较器的差分输入，实现限流功能。放大器的CSREF引脚接输出电压正极，每相电流检测点与CSSUM之间通过相同阻值的电阻RPH相连，从而实现电流的相加。Buck电路电流检测方法有多种：(1)直接利用电感的等效串联电阻(ESR)，检测电感两端的电压。这种方法损耗比较低。另外可以在电感旁边放置热敏电阻，用来补偿电感ESR的温度变化，从而增加电流检测的精度。(2)另外配置高精度的检测电阻。这种方法精度高，但是会引入额外的损耗。综合考虑，本文设计采用第一种方法。 ADP3181芯片内部还有一
BUCK电路工作原理分析 测试电路如下图4.5所示，改变驱动信号占空比，观察输入与输出关系。 通道2,输出波形 通道1,驱动波形 (a)BUCK测试电路(b)输出波形(c)输出波形 图4.5 BUCK升压电路(multisim) BUCK电路是一种降压斩波器，降压变换器输出电压平均值U o总是小于输入电压U d。 一、BUCK电路工作原理 Q1导通期间（t on ）：电力开关器件导通，电感蓄能，二极管D反偏。等效电路如图5.7(b)所示； Q1关断期间（t off）：电力开关器件断开，电感释能，二极管D导通续流。等效电路如5.7 (c)所示； 由波形图5.7 (b)可以计算出输出电压的平均值为： ) ( 1 ) ( 1 0? ? ?? + ? = =S on on S T t t d S T S dt dt u T dt t u T U 则： d d S on DU U T t U= = ，D为占空比。 忽略器件功率损耗，即输入输出电流关系为： d d O d O I D I U U I 1 = =。
图4.6 BUCK电路工作过程 二、电感工作模式分析 下图4.7为BUCK电路中电感流过电流情况。 图4.7电感电流波形图 电感中的电流i L是否连续，取决于开关频率、滤波电感L和电容C的数值。 1.电感电流i L连续模式：
⑴在t on 期间:电感上的电压为 dt di L u L L = 由于电感L 和电容C 无损耗，因此i L 从I 1线性增长至I 2，上式可以写成 on L on O d t I L t I I L U U ?=-=-12 O d L on U U L I t -?= )( 式中△I L =I 2－I 1为电感上电流的变化量，U O 为输出电压的平均值。 ⑵在t off 期间:假设电感中的电流i L 从I 2线性下降到I 1，则有 off L O t I L U ?= 则，O L off U I L t ?= 可求出开关周期ＴS 为 ） (1 O d O d L off on S U U U LU I t t f T -?= +== fL D D U fLU U U U I d d O d O L ) 1()(-= -= ? 上式中△I L 为流过电感电流的峰－峰值，最大为I 2，最小为I 1。电感电流一周期内的平均值与负载电流I O 相等，即 2 1 20I I I += 则)1(201D D L T U I I S d -- = 2.电感电流i L 临界连续状态 变换电路工作在临界连续状态时，即有I 1=0，由)1(201D D L T U I I S d --=，可得维持电流临界连续的电感值L 0为：
电压双象限Buck-Boost电路拓扑及分析 2007年06月09日星期六 18:43 在直流变换中不产生电能形式变化，只产生直流电参数的变化。DC/DC变换器具有成本低、重量轻、可靠性高、结构简单等特点，因此，在工业领域和实验室得到了广泛应用。单象限直流电压变换器电路的特点是输出电压平均值Uo跟随占空比D值而变，但不管D为何值，Uo的极性则始终不变，这对于直流开关稳压电源一类的应用场所是能够满足要求的。但对于直流调速电源，负载为直流电动机时，上述性能便不能满足要求，因而发展了多象限直流电压变换电路。 双象限电路分为输出电流平均值Io极性可变的电路与输出电压平均值Uo极性可变的电路两类，通常前一种电路称为电流双象限电路，后一种电路称为电压双象限电路。电流双象限电路是指输出电流平均值Io的幅值和极性均随控制信号us而变化，但输出电压平均值Uo的极性却始终为正，即电路可运行于第一和第二象限。电压双象限电路是指输出电压平均值Uo的幅值和极性均随控制信号us而变化，但输出电流平均值Io却始终为正，即电路可运行于第一和第四象限。本文将对电压双象限Buck Boost电路进行分析。 1 Buck电路 1.1 电路结构 主电路如图1所示。用电感、内阻和等效电压串联电路表示有源负载，桥的直流输入端并联滤波电容。这是一个全桥电路结构，桥的每臂用全控型器件（S1，S2）和不控型器件（D1，D2）组成。S1及S2的控制采用PWM控制，这样可以调节D值，并且及时检测负载的运行状况，由此控制开关的关断和开通。此电路的元器件、电源、负载均假设为理想的。输出滤波电感足够大，可保证负载电流连
续，且线性升降。 1.2 工作原理 1.2.1 运行于第一象限
BUCK 电路分析 李立清 2012/7/3 首先BUCK 电路基本电路如下 假设对BUCK 降压电路的基本要求 1. 输入直流电压；Ud=100v 2. 开管频率：f=40kHZ 3. 输出电压范围：Uo=50~80v 4. 输出电压纹波：<1% 5. 最大输出电流：5A(在额定负载下) 6. 效率不低于70% 7. 具有过流保护功能，动作电路：6A 8. 具有稳压功能 一．总体框图： 在电源系统中，一般由核心主电路，控制电路，驱动电路，保护电路，
输出的电压U0总小于Ud，一种降压式变换器，V是全控制器件，为MOSET管，为给负载电感电流提供通路，设置续流二极管VD （1）在t=0是，V管导通，VD管要承受反压，在V管导通时间为t1时间内，开关管V流过的电流就是电感电流，电感L 上电流直线上升，储存在电感中，电源E向负载供电，负 载电压U0=E，负载电流按指数曲线上升， （2）在t=t1时刻V管关断，由于电感储能作用，电感电流必须要按某一回路能量释放。二极管VD导通，，VD续流，负 载电流近似为0，负载电流指数曲线下降， （3）为了是负载电流连续且脉动小，故应接上较大的电感L （4）一个周期T结束再次重复，在工作在稳态时，一个周期的终值与初值相等，负载电压的平均U0=KE,通过调节占空比 K使输出的电压平均值U0为所需的值 二．对于MOSET管和续流二极管VD的选择 1. V截止时，回路通过二极管V续流，MOSET管正向承受电压100V;当K=1时，MOSET管有最大电流，其值为5A，故需要选择集电极最大连续电流Ic>5A,反向击穿电压>100V,如果考虑2倍安全裕量Ic>10A, 反向击穿电压>200V 2.二极管当K=1时，其承受最大反压100V，而当K趋近1时，其承受最大电流趋近5A，故需要选择Vc>100v,I>5A的二极管，如果考虑2倍安全裕量I>10A, 反向击穿电压>200V 3.电感的选择：选择大电感能够续流，此时的临界电感L:
Buck电路学习笔记 Buck电路基本框图： 图1.1 Buck电路的控制方式： （1）：脉冲调制型：保持开关周期T不变，调节开关导通时刻t on ，（PWM: Pulse Width Modulation）最常用，最容易实现 （2）：频率调制（调频型）：保持开关导通时间t on 不变，改变开关周期T. （3）：混合调制：同时改变t on 和T，使得占空比t on /T发生改变。 Buck电路基本工作方式 MOS管Q和直流输入电压Vdc串联,通过Q的硬开通和硬关断，在VD处形成方波电压。采用恒频控制方式，占空比可调,Q导通时间为T ON 。 A:Q导通时，VD点电压也应为直流输入电压Vdc（设Q导通，压降为0），电流流经串接电感L，流出输出端。此时电感储能，并向电容C充电。等效模型如下图： 图1.2 B:Q关断时，电感L产生反电动势，使得VD点电压，迅速下降到0，便变为负值直至二极管D（因其续流作用而被称为“续流二极管”）被导通，并钳位于-0.8V。通过二极管续流，释放能量，电容C向负载供电。等效模型如下图：
图1.3 Buck电路波形分析： 图1.4 Buck电路工作波形图
图1.4（ａ）为MOSFET 的PWM 驱动波形PWM ，占空比可调。 当Q 导通时，VD 点电压也应为直流输入电压Vdc （设Q 导通，压降为0），当Q 关断时，电感L 产生反电动势，使得VD 点电压，迅速下降到0，便变为负值直至二极管D 被导通，并钳位于-0.8V 。此时假设二极管的导通压降为0V ，则VD 的波形如图（b ）所示。 当Q 导通时，VD 点电压直流输入电压Vdc ，由于VO 电压低于Vdc ，电感L 承受的电压为（Vdc-VO ），因为Vdc,VO 电压均为恒定值，所以电感两端的电压保持恒定，因此流经电感的电流线性上升其斜率为=??t /I L Vo /)(Vdc -,L 为电感量，此时电感内部的电流变化如图1.4（e ）所示的上升斜坡，而MOSFET 内部的电流如图1.4（c ）所示。 当Q 关断时，VD 点电压，迅速下降到0V （假设二极管的导通压降为0V ），而电感的电流不能突变，电感产生反电动势以维持原来建立的电流，若未接续流二极管D ，则VD 点电压会变得很负以保持电感上的电流方向不变，但是此时续流二极管导通，使得电感前端的电压比地电位低于一个二极管的导通压降。 此时电感上的极性反相，使得流经续流二极管D 和电感L 的电流线性下降，直到MOSFET 关断结束时，回到电流初始值Ia 。因为VD 点电压被钳位于1V （二极管的导通压降近似为1V ），VO 电压均为恒定值不变，所以电感L 承受的电压为（VO+1）V ，续流二极管D 和电感L 的电流下降斜率为 L t /1Vo /I ）（+=??L Vo /)1(+ ， 续流二极管的电流变化如图1.4（d ）,电感的电流如图1.4（e ） 。 根据基尔霍夫电流电流定律KCL 可知:电感的电流等于MOSFET 的电流，续流二极管D 的电流之和，即IL=IQ+ID 。根据图1.4（c ）、（d ）、（e ）便可以看出。 Buck 电路的三种工作模式： （1） 连续工作模式 （2） 临界工作模式 （3） 不连续工作模式 判别条件为： 电流连续的条件为： 1m 1 e e αρρ->- 其中/M m E E =, /T ρτ=, 11/()()t T t T αρττ == BUCK 电路PSIM 开环仿真： （1） PWM 波形的产生方式：
2!??!! 随着笔记本电脑的功能越来越强大，功耗也越来越大，当前使用的笔记本电脑电源适配器已经满足不了下一代笔记本电脑的要求，有必要研制符合下一代笔记本电脑的要求的电源适配器。 根据规定，120W的电源适配器必须有功率因数校正（Power Factor Correction，PFC）功能[1]。本电源适配器采用两级式方案，前级功率因数校正采用Boost变换器，为了提高低输入电压时的变换效率，PFC级采用变输出电压的方法，其输出电压跟随输入电压变化；后级DC-DC变换器采用两路反激变换器交错并联。以减小其输入和输出电流纹波，同时采用同步整流技术，以进一步提高变换效率。本文将详细讨论120W电源适配器的设计，并完成原理样机。 3!QGD????? 图1(a)为提出的新型两级式变换器的主功率电路图。Boost变换器采用电感电流临界连续模式的控制方式，它的优点是：(1)二极管零电流关断，没有反向恢复的问题； (2)原边开关管零电流开通；(3)功率因数高。 Boost变换器主要波形如图1(b)所示，其工作原理为：在一个开关周期内，电感电流i LB 为零时，二极管D B 关断， 此时开通开关管S B ，i LB 由零开始线性增加，当它达到整流 桥输出母线的电压采样信号时，关断S B ，D B 开通，i LB 由最大值线性下降到零。在输入电压的1/2周期内，由多个 开关周期组成。在每个开关周期内，i LB 的平均值跟随整流 桥输出电压，因此i LB 的平均值跟踪整流桥输出电压波形，实现了PFC的功能。 当输出功率相同时，输入电压低，相应的输入电流有效值较大。低输入电压时，Boost变换器的主要损耗是整流桥的导通损耗和开关管的导通损耗[2]。根据Boost变换 器的电压输人输出关系V o =V in /(1-D)可知，输入电压固定时，输出电压越低，占空比越小，因此开关管导通损耗越小。为了提高输入电压低时的效率，可以将输出电压降低。这 样针对PFC级输入电压范围宽（90-265V ac ）的特点，采用变输出电压的控制方式，输入电压与输出电压的关系如图2(a)所示。 120W电源适配器的研制 Study of 120W SP adapter 彭政，阮新波 （南京航空航天大学航空电源航空科技重点实验室南京 210016） 摘要：针对下一代笔记本电脑电源适配器效率高、体积小、重量轻，可在全球电压范围内使用的要求，本文提出新型两级式变换器方案。前级功率因数校正采用Boost变换器，其输出电压跟随输入电压变化，提高低输入电 压时的效率；后级DC-DC变换器采用两路反激变换器交错并联，减小输入和输出电流纹波，同时采用同步 整流技术，以进一步提高变换效率。本文详细讨论120W电源适配器的设计，在实验室完成了原理样机，最 后给出实验结果。 叙词：适配器，功率因数校正，变输出电压控制，交错并联，同步整流 中图分类号：TN86 文献标识码：B 文章编号：1606-7517（2009）08-5-102 102·
10.2 电压调节模块VRM 随着信息产业技术的迅猛发展，超大规模集成电路的尺寸不断变小，计算机、工作站、网络服务器、便携式设备得以快速发展。在这些场合，对于其供电电源来说，由于数据处理电路是一类特殊的负载，要求供电电源是低电压、大电流，并且工作状态不断转换，具有很高的电流变化率。目前国内外很多研发机构和公司，都针对数据处理电路这类特殊负载的供电电源进行了广泛的深入研究，并定义其名称为VRM(V oltage Regulator Modules)，即：电压调节模块。 根据输入电压的不同，VRM 可以分为5V 、12V 、48V 输入等不同类型，其相对应的拓扑有许多不同之处；根据输入于输出之间是否隔离，VRM 可以分为非隔离型和隔离型两种。 电压调节模块(VRM)的发展基本上是按照它的输入电压变化而发展的，早期多为5V 输入，其电路拓扑结构多为Buck 变换器，同时采用同步整流技术，以提高模块效率。但随着微处理器对供电要求的不断提高，目前VRM 采用较多的是12V 输入电压，但是随着微处理器负载电流越来越大，今后分布式电源中将较多的采用48V 母线电压给VRM 供电，经变换输出1V 左右给工作站和服务器CPU 芯片使用。下面主要介绍几种主要的非隔离型和隔离型拓扑。 10.2.1 非隔离型电压调整模块 早期的VRM 是从5V 的直流母线直接供电的，随着技术发展母线电压已经提高到12V ，而这些VRM 基本上都采用Buck 型变换器。作为非隔离型电路的代表――Buck 变换器，如图1所示，具有结构简单、设计容易、成本低等优点。 E U O 图10-33 Buck 变换器 1. 单路SR-Buck 变换器的基本原理 SR-Buck 变换器采用脉宽调制(PWM)技术保持开关频率fs 不变，通过改变开关占空比D (主开关导通时间ton 与开关周期Ts 之比)调控输出电压Vo 。 如图10-33所示的电路图，控制电路使主开关V 1与同步整流开关V 2满足互补导通的控制时序，即当一个管子导通时使另一个关断。当V 1导通时，V 2关断，此时输入直流电源E 将功率传送到负载，并使电感储能，电感电流上升,等效电路图如图10-34a ；当V 1关断V 2导通时，电感将储能释放给负载，电感电流下降, 等效电路图如图10-34b 。假设电感电流连续(CCM)，在一个开关周期内，MOSFET 的开关过程将直流输入电压斩波，并利用电感在一个周期内的伏秒平衡关系，可推导输出电压与输入电压的关系： E D U Ts )D 1(U Ts D )U E (o o o ?=??-?=??- (10-8) E L C R (a) L C R (b ) E 图10-34 Buck 电路一周期内两个时段的等效电路图
标签：BUCK 电源设计之BUCK电路-2 偶是电源方面的菜鸟，继续考虑与分析，希望能够把这部分知识给牢固掌握，并涉及最主要的点，难免有不好错误和遗漏的地方，请各位电源高手不惜指教。首先把设计需要的信息输入到我们定义参数中，如下图所示： 初步确认占空比和电感电流范围：
这里需要交代的是，我们在设计BUCK电路过程中，在需要确保负载电流范围需要保证负载不进入断续模式，按照示意图所示中，当进入断续模式时，会产生Ring的情况。 继续扩展，连续与断续的分界线为： 采用电路的特征参量去分析，确实简洁，但是并没有体现出输入电压与输出电流之间的关系 特征产量的三个参量为 1.PWM周期 2.电路的主电感量 3.电路输出负载
以上反应的关系实质上是指输出电流与占空比的关系，而输出电压一般是确定的，因此等同于输入电压与输出电流之间的关系，以上的式子并没有清晰的反应 出来，以下的推导可直观的表示出来：
可发现，如果电感选择过小，则会导致在设计电流范围内，电路进入了断续模式，而且在正常的电流变化过程中，电路在两种模式中不断变化，存在临界点，这是 不能接受的，通过选择电感后，可得到以下图形： 因此我们在选择电感和电容的初步选择，需要满足以下的关系：
电容的计算式子： 电容与电感量是有关系的，因此先选择电感量是关键。 电感和电容都是按照标准值选取的，偶找到TDK和适当的电容后贴上： 电感和电容值都要参考标准值来选取，通过以上的选取后，需要对目前的电路参 数进行验证。
电感的确定 负载电流3A,峰值电流为Ipeak为有效电流Irms的2-3倍， 电感可以这样估算，L=(Vin-Vdsat-V out)*Ton/Ipeak; Vdsat为PMOSFET的导通压降，Ton为导通时间，可见电感 愈小，峰值电流愈大，同时还要考虑电感磁芯饱(Core Saturation) 电容的取值和你要求的纹波有关Vripple.
详细解析Buck电路开关电源纹波的有效抑制方法 2013-10-11 09:51?来源：电源网?作者：云际 具有效率高、输出电压可调范围大、损耗小、体积小、重量轻等特点，得到了广泛的应用。由于开关电源体积小，输出直流电压的纹波含量比同功率线性电源大，如何降低纹波含量成为开关电源应用及制造技术中的一个关键技术难点。本文通过对Buck电路的分析，找出对纹波的产生有影响的因素及改善的措施。 纹波的定义 Buck类型开关电源的拓扑结构如图1所示。 通常情况下，开关电源首先把电网电压全波整流变为直流电，经高频开关变换由变压器降压，经高频二极管整流滤波后，得到稳定的直流电压输出。其自身含有大量的谐波干扰，同时由于变压器的漏感和输出二极管的反向恢复电流造成的尖峰都形成了电磁干扰源，这些尖峰就是输出纹波。输出纹波主要来源于4个方面：低频纹波、高频纹波、共模纹波、功率器件开关过程中产生的超高频谐振等。 Buck电路产生纹波的机理及计算 1、纹波电流计算 电感的定义：
λ为线圈磁链、N为线圈匝数、i为流经线圈的电流、Φ为线圈磁通。如果式(1)两端以时间t为变量进行微分计算，可得： 这便是大家所熟知的电感电压降回路方程。 现在假设对于每个单独的开关周期，在开关管导通状态和关断状态，输入输出电压都基本没有变化，可以写出导通状态和关断状态时的L两端的电压。 导通状态L两端的电压： 关断状态L两端的电压： Vsat为开关管的导通压降;VF为二极管的导通压降。 由于Vsat和VF相对于Vi和Vo很小，这里忽略不计，可以得到： 可以看出Von和Voff都是常数，即对于 不论在导通状态还是在关断状态都有：
低电压大电流同步整流器拓扑综述电气传动２００６年第３６卷第８期 低电压大电流同步整流器拓扑综述 武丽芳魏艳君邬伟扬 燕山大学 摘要：低电压大电流输出是今后ＤＣ／ＤＣ变换器的一个发展趋势，如何选择适当的电路拓扑成为ＤＣ／ＤＣ变换器设计的首要难点，同时采用同步整流技术结合交错并联的工作方式来提高变换器性能也已成为ＤＣ／ＤＣ变换器设计核心内容。结合最新的研究成果，介绍了相关技术并深入阐述了适合低电压大电流同步整流器各个拓扑的工作原理以及各个电路拓扑的性能优缺点。 关键词：低压大电流同步整流拓扑ＤＣ／Ｄｃ变换器 ｏＶｅｒｖｉｅｗｏｆｔｈｅＴｏｐｏｌｏｇ）ｒｆｏｒｔｈｅＬｏｗ－ＶｏｌｔａｇｅＨｉｇｈ．ｃｕｒｒｅｎｔＣｏｎＶｅｒｔｅｒＵｓｉｎｇ ＳｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓＲｅｃｔｉｆｉｃａｔｉＯｎ Ｗｕ“ｆａｎｇＷｅｉＹａｎｊｕｎＷｕＷｅｉｙａｎｇ Ａｂｓｔｍｃｔ：Ｔｈｅｏｕｔｐｕｔｏｆｌｏｗ—ｖｏｌｔａｇｅｈｉｇｈ＿ｃｕｒｒｅｎｔｉｓａｄｉｒｅｃｔｉｏｎｏｆｔｈｅＤＣ／ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ｔｈｅｍｏｓｔｉｍｐｏ卜ｔａｎｔｔａｓｋｉｓｈｏｗｔｏｃｈｏｏｓｅａｐｅｒｆｅｃｔｔｏｐｏｌｏｇｙ，ａｔｔｈｅｓａｍｅｔｉｍｅａｄｏｐｔｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎａｎｄｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇｔｅｃｈｎｉｑｕｅｔｏｉｍｐｒｏｖｅｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ’ｓｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｓ．Ｔｈｉｓｐａｐｅｒｒｅｖｉｅｗｓｔｈｅｒｅｃｅｎｔｐｒｏｇｒｅｓｓｅｓａｎｄｔｈｅａｐｐｌｉｃａ—ｔｉｏｎｏｆｌｏｗ—ｖｏｌｔａｇｅｈｉｇｈ＿ｃｕｒｒｅｎｔｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，ｅｘｐｏｕｎｄｓｔｈｅｏｐｅｒａｔｉｎｇｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓａｎｄｔｈｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｓｏｆｖａｒｉｏｕｓｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ． Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｌｏ、＾卜ｖｏｌｔａｇｅｈｉｇｈ＿ｃｕｒｒｅｎｔｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎｔｏｐｏｌｏｇｙＤＣ／ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ １引言 随着信息技术的快速发展和广泛应用，为了满足日益增长的、更加复杂的实时计算要求，今天的通信系统采用了大量的高功率计算ＩＣ，包括ＣＰＵ、ＦＰＧＡ和存储器１。为了提高计算速度就必然要求工作频率和供电电流相应增加，同时为了满足快速和高效要求供电电压反而越来越低，预计未来设备要求电流超过１００Ａ而电压低于１Ｖ。同时由于主板上的空间非常宝贵，要求供电电源体积越小越好。因而ＤＣ／ＤＣ变换器必将向着低电压、大电流、小体积、高频化、高功率密度、高可靠性、高效率、快速动态响应的方向发展［１’２］。 ２相关技术 在传统的ＤＣ／ＤＣ变换器中，通常采用单相工作方案，这种方案依靠并联的几个场效应管和大体积的电感来产生需要的大电流。这种方案在场效应管动作时产生很高的开关损耗，也会在电感和场效应管的焊盘上汇集很大的电流，这就要求设计时必须考虑其可靠性的问题。由于效率低、开关频率低和大电感的使用，必然会导致瞬态响应的降低。而在新一代的ＤＣ／ＤＣ变换器中采用了多相交错并联的方案，它可以很好地解决上述问题。多相技术使挖个结构相同的供电单元相互并联，相邻两个单元的相位错开ｌ／咒个周期口］，结果削弱了电源输入端和输出端的纹波电流，从而极大地提高了性能并减少了成本和体积。而为减小传统整流器的导通损耗，在新一代的ＤＣ／ＤＣ变换器设计中，尤其针对低电压大电流电压调节模块的设计，同步整流已经成为不可或缺的关键技术。此外，在隔离ＤＣ／ＤＣ变换器中磁集成技术的引用可以减小磁件的体积、重量和损耗，减小电流纹波，改善滤波效果，对提高电源的性能及功率密度有重要意义。 本文对几个同步整流器拓扑的工作特性进行了深入分析，总结了各个拓扑的优缺点并预计了未来的发展趋势，希望能促进低电压大电流ＤＣ／ＤＣ变换器技术的发展。 ３ 万方数据
现代电源技术 基于BUCK电路的电源设计
学院：专业：姓名：班级：学号：指导教师：日期：
目录 摘要 (4) 一、设计意义及目的 (5) 二、Buck电路基本原理和设计指标 (5) 2.1 Buck电路基本原理 (5) 2.2 Buck电路设计指标 (7) 三、参数计算及交流小信号等效模型建立 (7) 3.1 电路参数计算 (7) 3.2 交流小信号等效模型建立 (11) 四、控制器设计 (12) 五、Matlab电路仿真 (18) 5.1 开环系统仿真 (18) 5.2 闭环系统仿真 (19) 六、设计总结 (22)
摘要 Buck电路是DC-DC电路中一种重要的基本电路，具有体积小、效率高的优点。本次设计采用Buck电路作为主电路进行开关电源设计，根据伏秒平衡、安秒平衡、小扰动近似等原理，通过交流小信号模型的建立和控制器的设计，成功地设计了Buck电路开关电源，通过MATLAB/Simulink进行仿真达到了预设的参数要求，并有效地缩短了调节时间和纹波。通过此次设计，对所学课程的有效复习与巩固，并初步掌握了开关电源的设计方法，为以后的学习奠定基础。 关键词：开关电源设计 Buck电路
一、设计意义及目的 通常所用电力分为直流和交流两种，从这些电源得到的电力往往不能直接满足要求，因此需要进行电力变换。常用的电力变换分为四大类，即：交流变直流（AC-DC），直流变交流（DC-AC），直流变直流（DC-DC）,交流变交流（AC-AC）。其中DC-DC电路的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，包过直接直流变流电路和间接直流变流电路。直接直流变流电路又称斩波电路，它的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，主要包括六种基本斩波电路：Buck电路，Boost电路，Buck-Boost电路，Cuk电路，Sepic电路，Zeta 电路。其中最基本的一种电路就是Buck电路。 因此，本文选用Buck电路作为主电路进行电源设计，以达到熟悉开关电源基本原理，熟悉伏秒平衡、安秒平衡、小扰动近似等原理，熟练的运用开关电源直流变压器等效模型，熟悉开关电源的交流小信号模型及控制器设计原理的目的。这些知识均是《线代电源设计》课程中所学核心知识点，通过本次设计，将有效巩固课堂所学知识，并加深理解。 二、Buck电路基本原理和设计指标 2.1 Buck电路基本原理 Buck变换器也称降压式变换器，是一种输出电压小于输入电压的单管不隔离直流变换器，主要用于电力电路的供电电源，也可拖动直流电动机或带蓄电池负载等。其基本结构如图1所示：
lm5117 buck电路分析 LM5117是一款同步降压控制器，适用于高电压或各种输入电源的降压型稳压器应用。其控制方法基于采用仿真电流斜坡的电流模式控制。电流模式控制具有固有的输入电压前馈、逐周期电流限制和简化环路补偿的功能。使用仿真控制斜坡可降低脉宽调制电路对噪声的敏感度，有助于实现高输入电压应用所必需的极小占空比的可靠控制。LM5117的工作频率可以在50kHz至750kHz范围内设定。LM5117可利用自适应死区时间控制来驱动外部高边和低边NMOS功率开关管。用户可选的二极管仿真模式可实现非连续模式操作，提高轻负载条件下的效率。高电压偏置稳压器可利用外部偏置电源进一步提高效率。LM5117独特的模拟遥测功能可提供平均输出电流信息。其他功能还包括热关断、频率同步、断续（hiccup）模式电流限制和可调输入欠压锁定。今天讲讲LM5117的buck 电路。 BUCK电路是基本的DC-DC电路之一，其驱动电压一般为PWM（PulsewidthmodulaTIon 脉宽调制）信号，信号周期为Ts，则信号频率为f=1/Ts，导通时间为Ton，关断时间为Toff，则周期Ts=Ton+Toff，占空比Dy=Ton/Ts。 UVLO：从VIN至AGND可使用一个外部UVLO设定点分压器RUV2来设置稳压器的最小输入工作电压。分压器的设计必须是当输入电压处在所需工作范围时。UVLO引脚可以用一个齐纳二极管来钳位，UVLO迟滞是通过一个内部20A 或关闭进入UVLO设定点分压器的阻抗。当UVLO引脚的电压超过1.25V阈值时，灌电流被启用，迅速提高UVLO引脚的电压。当UVLO引脚电压降至低于1.25V阈值时，灌电流被禁用，导致UVLO引脚的电压迅速下降。将CFT电容器与RUV1并联，有助于最大限度地降低注入到UVLO引脚的开关噪声。 DEMB引脚：在二极管仿真模式下，在检测到反向电流流过（电流从输出到地流经低边NMOS）后，低边NMOS在PWM周期的其余部分被锁断。该引脚浮置，LM5117内部的