第4章发射机
T. A.Weil
4.1引言
发射机是脉冲雷达系统的一个组成部分
图4.1示出典型的脉冲雷达系统框图。在这些方框中，公共媒体一般只标注天线和显示器，其余部分则成为“幕后英雄”。这些不被媒体看重的部分对雷达系统同等重要，而且从设计角度而言也同样有趣。
图4.1 典型雷达系统框图
发射机在雷达系统的成本、体积、重量、设计投入等方面占有非常大的比重，也是对系统电源能量以及维护要求最多的部分。它通常是竖在雷达设备间角落里的大机柜，嗡嗡叫着，身上挂着“高压危险”的牌子，所以人们都宁愿远离它。其内部结构奇特，更像一个酿酒厂，而不是电脑或电视。本章试图解释雷达发射机为何如此，希望给读者展示一个不神秘的雷达发射系统。
为何如此大的功率
发射机体积大，重量重，成本高、消耗功率大，原因是它需产生大功率射频输出，而这种要求来自雷达系统设计的综合考虑。
搜索雷达作用距离的4次方与平均射频功率、天线孔径面积（确定天线增益）、扫描需要覆盖立体角的时间（限制了每个方向上收集信号及为提高信噪比而积累信号的时间长短）成正比，即
4（4.1）
∝
?
A
R?
T
P
探测距离随功率的4次方根变化是因为，输出的发射功率密度与返回的目标回波能量密度随其经过距离的平方而衰减。用提高发射机功率的方法增大雷达作用距离需付出大的代价：
功率需要提高16倍才能使探测距离增加一倍。反之，降低距离要求可显著地减少系统成本。
功率孔径积是衡量雷达性能的基本参数。这个参数如此重要，以至于在第一阶段限制战略武器条约中被专门提到，并作为限制反弹道导弹（ABM ）雷达性能的基础。
接收机灵敏度未在式（4.1）中出现，这是由于热噪声对接收机的灵敏度有明确的限制，在这个简单距离方程中，默认接收机总是工作在最高的灵敏度状态。
平均发射功率仅仅是雷达距离方程中的一个因子。而且成本又很高，为何还要求如此之高的功率？用减小功率但增加天线孔径或扫描时间的办法来补偿是否为较好的办法？回答是天线孔径增加使成本增加得更快。这是因为天线的重量、结构的复杂程度、尺寸误差以及对底座的要求都随着天线孔径的增加而迅速增加。公式中另一个因子——扫描时间由一些确定系统工作的要求决定。例如，每4s 观测一次100mile 内的所有飞机，以便及时发现目标航线的改变；所以扫描时间一般是不可变的（这些也许可以解释为什么要讨论雷达的“功率孔径积”，而不是它的“功率孔径扫描时间积”）。
在雷达系统中使用一部巨大、昂贵的天线配接小功率、便宜的发射机显然是不合情理的，反之亦然。因为将弱小的部分加倍，可使巨大的部分减小一半，从而显著减小系统成本。因此，系统总成本最小化要求合理地平衡这两个子系统的成本。其结果是对任何复杂的雷达系统，系统设计师总是要求大的发射机功率。
当系统的设计是基于存在远距离人为干扰（Standoff jammer ）（而非仅仅存在热噪声）的距离覆盖要求时，也会导致同样的结果。
对探测携带自卫干扰机的目标，距离方程变为
))(2j j r r A P A P R ??∝ （4.2）
式中，P r 和A r 为雷达的发射功率与孔径；P j 和A j 为干扰机的功率及孔径。结论与前述十分相似：功率与天线孔径依然是决定性因子，均衡的系统设计再次引出大的发射机功率。
无可争辩的结论是，“前端瓦特数才是算数的”。期望获得最佳的雷达工作性能多半意味着天线尺寸和发射功率二者都被推到可以忍受的极限。
迫使发射机按其最大可获得功率设计往往导致研制时间、开发经费出现问题和其他风险。这种情况在采用新型射频发射管时尤为突出，例如，AN/FPN —10L 波段雷达研制计划被迫中断，是由于供应商未能使磁控管在大占空系数范围内足够稳定；在使用内部真空腔而不是外部真空腔的大功率速调管的第二只管子（备份管）的合同履行前，弹道导弹早期预警系统（BMEWS ）的研制也面临过同样的危险[1]。即使是“成功”的射频管开发工作也可能因为打火率临界、冷却设计（导致可靠性问题）、过份的维护和后勤经费问题以及用户的不愉快等因素而终止。
迫使射频管开发超出（或无意地超过）当前技术水平面临的风险，特别是当期望达到的功率超过单管的能力时，使用多个射频发射管进行功率合成的想法变得十分有吸引力。这原来是一种将在后面（4.5节）讨论的十分实用的方法。因为单个固态射频器件与单个真空管相比，只能承受很小的功率，所以，能功率合成、易实现、可靠性高是固态发射机实用化的原因。无疑，将一些射频管组合以获得需要的大功率电平，增加了发射机的复杂程度，但另一方面，组合大量射频器件（在固态发射机中常这样做）会带来一些如第5章中所讨论的故障软化以及可靠性高的优点。
为何采用脉冲方式
如果同广播电台那样，只用连续波发射方式可以大大简化雷达发射机并降低成本。产生大功率射频脉冲导致非常高的工作电压（直流和射频）问题、能量存储问题、大功率开关器件问题。有些射频器件如C 类放大器（真空管或固态器件）是自脉动（Self-pulsing ）工作方式，仅在射频驱动时吸收电流，但是大多数微波管需要采用不同类型的调制器（4.8节），使其不致浪费功率，并在脉冲之间的接收期间不产生噪声。
采用脉冲方式工作基本上是因为，当用户说话时很难听到别的声音（会议中并不是每一个人都了解这一点）。在雷达系统中，如果发射机连续处于导通状态，则发射机连续发射的信号对试图接收来自远距离目标微弱回波的接收机的干扰是一个难以解决的问题。连续波雷达用分立的发射和接收天线隔离收、发信号。当天线不能分开足够的距离以使发射机至接收机的泄漏低于接收机的噪声电平时（例如两个天线不得不装在同一个车辆上），可采用馈通消除（Feedthrough nulling ）技术，即在接收机输入端用负反馈抵消发射载波的方法，减小发射泄漏信号对接收机的影响。由于载波附近存在载有目标多普勒信息的信号，反馈回路的选择性要求较高以便仅仅消除载波。因此，对连续波雷达灵敏度的基本限制是，对泄漏到接收机的发射机噪声边带（由发射不稳定引起）设置了一个极限，低于该极限的小动目标信号不能被发现；连续波雷达的最大探测能力往往受此因素限制。
纯连续波雷达用多普勒频偏发现运动目标，但得不到距离信息。一般解决这个问题的方法是采用FM-CW （调频-连续波）系统，即发射扫频信号（通常随时间线性变化），并对接收
信号进行适当处理以一并提取距离和多普勒信息[2]；回波
的频率确定发射信号在多长时间前发射，从而确定目标距
离。这种雷达的一个基本限制是远距离、小目标信号混杂
在近距离强杂波中，因此需要极好的杂波对消，这又会受
到发射机不稳定的限制（产生噪声副瓣），即强近距杂波等
效为更多的发射机泄漏信号进入接收机。
在脉冲雷达系统中，近距和远距信号在不同的时间返
回，可使用灵敏度时间控制（STC ）调整接收机的灵敏度。
注意，同时接收来自多个距离上的信号的高重复频率脉冲
多普勒系统存在与连续波雷达一样的问题，故远程脉冲雷
达系统极少使用连续脉冲多普勒波形。但宽的不模糊多普
勒覆盖的多数优点可用称做脉组（Burst ）方式的折中波形
获得，即发射有限组高重复频率脉冲，脉组持续时间足够
短，以避免远距回波与近距杂波回波发生竞争。
连续波雷达的另一个缺点是需要两个天线，与把全部
孔径区域组合为一个天线并用于发射和接收相比，实际上使距离方程参数有3dB 的损失。脉冲雷达正是把全部孔径
用在一部天线上；它通过使用收发开关使发射机和接收机共用一个天线[2]，如图4.2所示。
气体放电管收发开关（如图 4.2（a ）所示）实际上是
图4.2 收发开关： （a ）气体放电管收发开关； （b ）铁氧体环流器收发开关
一段充有低击穿电压气体的传输线，它用发射的大功率信号使充气的收发“管”启辉，将发射信号引向天线。收发管在发射脉冲后快速恢复（消电离），便允许将天线来的信号导向接收机。用图中的限幅器来防止发射期间通过收发管的泄漏功率损坏接收机；限幅器也用于防止接收邻近雷达发射信号，这些信号强度不足以使收发管启辉，但大到足够损坏接收机。
铁氧体收发开关（如图4.2（b）所示）使用铁氧体环流器[3]替代收发管，把发射功率送到天线并将天线接收到的信号传到接收机。但是，对这种器件发射期间由天线电压驻波比（VSWR）导致的反射功率亦直接送入接收机，故仍然需要收发管和限幅器，以便于在发射期间保护接收机。
无论是哪种情况，在脉冲雷达系统中用收发开关达到收发共用一副天线的目的。
4.2 磁控管发射机
历史上，第二次世界大战期间磁控管的发明使脉冲雷达得以实用，早期的雷达系统确实是围绕着磁控管所能实现的功能来制造的。例如5J26，用于搜索雷达超过40年。它工作于L 波段，在1250～1350MHz范围内可机械调谐。当脉冲宽度为1μs，重复频率每秒1000个脉冲（pps），或2μs, 500pps时，其典型峰值功率为500kW。无论何种情况，占空比均为0.001，并提供500W平均射频功率。其40%的效率是磁控管的典型值。1～2μs的脉冲宽度提供150～300m的距离分辨力，对磁控管也很“方便”，它简单地振荡于其机械空腔的谐振频率上，但与宽脉冲宽度的窄信号带宽相比，易于出现不可接受的频率稳定性问题。
磁控管发射机在文献中有详细的描述[2]。它能很容易地提供高峰值功率，体积小，既简单，又便宜。脉冲磁控管的变化范围从1in3，1kW峰值功率的信标磁控管到数兆瓦峰值功率和数千瓦平均功率，制造过高达25kW的连续波磁控管，以用于工业加热。所有的商用航海雷达都使用磁控管。
磁控管发射机广泛用于动目标显示（MTI）工作，在典型情况下可得到30～40dB杂波对消。很了不起的是，磁控管对MTI工作居然有足够的稳定性，如果考虑到脉间自激磁控管的频率变化必须小于0.00002%。在每个脉冲磁控管开始振荡时，起始射频相位是任意的，所以必须使用锁相相参振荡器[4]或等效器件（测量发射相位，在接收信号处理时校正）。高压电源（HVPS）和脉冲调制器必须为磁控管提供非常稳定（可重复）的脉冲，保证不影响MTI 性能。由环境震动引起的磁控管频率颤噪调制在一定条件下是一个限制因素。
自动频率控制（AFC）电路一般在磁控管受环境温度变化和自加热引起频率慢漂移时，用于保持接收机调谐到发射机。在调谐机构精度限制范围内，自动频率控制可用于磁控管，能够使它保持在一个设定的频率上工作。
局限性
尽管它们具有多种能力，磁控管不适用于以下几种情况。
（1）需要对频率进行精确控制，而要求的精度在考虑到齿轮间隙、热漂移、频推和频牵等因素后，超过磁控管调谐所能达到的程度；
（2）需要精确的频率跳变，或在脉间或脉组内的频率跳变；
（3）需要极高的频率稳定度。磁控管的稳定性不适于输出宽脉冲（如100μs），起始抖动
又限制它们在极窄脉冲中的应用（如0.1 s），这个弱点在大功率时和低频段尤为突出；
（4）需要脉间相参以进行二次跨周期杂波对消。注入锁相已被试用，但它需要较大的功率以至没有吸引力。同样，对磁控管的功率输出进行合成也并不诱人；
（5）要求编码或成形脉冲，磁控管仅仅只有几个分贝的脉冲成形范围，而且频率推移效应也使它得不到期望的好处；
（6）要求最低可能的杂散功率电平。磁控管不能提供很纯净的频谱，而是在比其信号带宽宽得多的带宽内产生相当可观的电磁干扰（EMI）（同轴线磁控管稍好一些）；
磁控管特性
在磁控管适用的场合，其工作特性与早期比较有相当大的改善。
调谐器
大功率磁控管的机械调谐范围一般为频率的5%～10%，在某些情况下可达25%。
旋转调谐
在1960年左右研制出旋转调谐（自旋调谐）的磁控管[5][6]。阳极腔体上悬挂了一个带槽孔的盘（如图4.3所示），当它旋转时就交替地给空腔加上感性或容性的负载，以升高或降低频率。当盘旋转一周时，频率在整个带宽内来回变化的次数等于沿围绕阳极的腔体的数目，所以能够实现快速调谐。调谐盘用轴承支撑在真空中（最初是为旋转阳极X射线管研制的），并通过磁耦合到外部的轴上。如转速为1800 r/min，管子有10个腔体，则可在带宽内每秒调谐300次。若调制器的PRF不同步于调谐速率，则发射的频率将在脉间按某一规律变化，其变化频率为PRF与调谐速率之差。快速改变调制器的PRF或马达转速，能得到不规则的（伪随机）频率跳变。接收机本振的初始跟踪信息从一个与调谐盘装在同一轴上，通常为电容性的内部转换器得到。
图4.3 磁控管的旋转调谐
旋转调谐器的使用除高成本、大重量外，还带来一些弊病：由于旋转盘不易冷却，管子的平均功率输出小于采用一般调谐的磁控管。不能保证精确的带边调谐。因为每个调谐周期都覆盖了整个调谐范围，又不允许指定带宽以外的运用，调谐范围容限只能由带宽承担。用于MTI（此时调谐停止）时，稳定度逊于其他的调节方式。
稳频磁控管
最普通的稳频磁控管是同轴磁控管，用一个高Q的环形腔和内圆筒中的阳极翼片紧密耦合，如图4.4所示。在较高的频率（X波段以上），将阴阳极反过来的反同轴磁控管更适用（如图4.5所示），因为这时腔体非常小，无法按正常的结构摆放阴极和阳极。
以上技术[5][7][8]可使频推和频牵(在本节后面定义)稳定度提高3～10倍。这在射频率时（X 和K波段）特别重要，因为这时频推和频牵的影响与典型的脉宽所占的带宽相比更显著；这时的高Q谐振腔的尺寸不会太大，稳频是最现实的办法。由于脉内和脉间的频率稳定度提高，其MTI性能胜过普通磁控管，但这种优点不一定能实现，除非每个脉冲前沿的抖动和噪声都很低。在不同类型的稳频磁控管中，这些特性差异很大。
图4.4 同轴磁控管（引自参考资料8）图4.5 反同轴磁控管：（a）简化的截面图；
（b）简化的结构示意图
常见问题
磁控管使用时的传统问题仍然存在，但人们对它们已有了更好的理解，并能加以控制。最常见的问题如下。
（1）打火。特别是当磁控管启动时，在一小部分脉冲期间阴阳极间打火是正常的。在跳模或熄灭时也有这种现象。调制器必须能短期允许这种现象而不致跳闸，并在打火后能提供正常输出。
（2）跳模。如其他可能模式的振荡条件很接近于正常模式电流电平，就很难稳定工作。按希望的模式起动要求磁控管阴极电压上升率处于由管子起动时间和邻近模靠近程度所决定
的范围内，上升过快会导致起动失败。由于起动时间约等于4Q L / f0（其中Q L是有载的Q值），所以要将大功率低频率的磁控管工作于窄脉冲是困难而且低效的。技术上可以用尖峰平滑电路，通常是用简单的串联RC网络来降低调制脉冲上升速率，或用二极管和并联RC网络只减缓电压上升速率的最后部分(即脉冲弯曲电路)[9]。调制器脉冲电压前沿上升太慢（或后沿下降太慢）也能激起一个低电流的模式（如果管子具备这个模式的话）[10]。
（3）噪声环。脉冲后沿的过大反电压或小的正向“后继脉冲”加到磁控管上，能产生干扰近距目标信号的足够大的噪声。之所以采用“噪声环”这个术语，是因为这种噪声与发射脉冲有恒定的延迟，并在平面位置指示器上产生一个环。当正常脉冲电压的后沿下降不陡峭时，也会产生类似问题[11]。
（4）寄生射频输出。除了所需的输出功率外，磁控管还产生相当大的寄生噪声。其种类和数量与表4.2中列出的正交场放大管相似，并在4.3节和4.4节中讨论，但磁控管的谐振特性抑制了远离工作频率的噪声，不过对谐波是例外。
（5）阴极引脚射频泄漏。S波段的管子一般能从其阴极引脚泄漏出显著的VHF和UHF 能量，以及基波和谐波。这种效应随磁控管不同而有较大差异，并且随引线的安排，灯丝电压、磁场等因素变化。尽管最好是在管内就消除这种泄漏，但有时也能成功地在管外对这些能量进行收集、吸收或容许少量泄漏。
（6）漂移。磁控管的振荡频率根据腔体材料的温度系数随环境温度（冷却水或冷却空气的温度）而变，在预热期间也可有显著的变化。甚至在连续运行时，改变调谐器位置可能改变腔体或调谐器的热状态，也会引起漂移。在某些情况下，需要做温度补偿设计。
（7）频推。磁控管的频率随着阳极电流而变化的数值称为频推系数[10]，应当适当设计调制器使脉间及脉内的频率变化限制在系统所要求的范围内。
（8）频牵。磁控管的频率随失配负载的相位而变化的数值称为频牵系数[10]。铁氧体隔离器的采用使近代雷达发射机中频牵已不是问题，同样长线效应[12]已是过去的问题，这是因为隔离器很容易使磁控管失配降低到足够程度以保证不致引起振荡频率的跳变。
（9）寿命。虽然某些磁控管的寿命有限，但许多磁控管的短寿是由于无经验的操作造成的。通过改进操作程序及对工作人员培训，可以使磁控管平均寿命得到惊人的增加（参见4.4节）[13][14]。
（10）调谐器寿命。由于考虑到管子成本和尺寸，管内调谐机构波纹管的有限疲劳寿命限制了管子寿命。在管外的调谐机构仍应有合适的齿轮和轴承设计，以免影响管子寿命。尤其是齿隙，可能是一种限制因素。
4.3 放大链发射机
磁控管的局限性最终促使雷达使用功能更强也更复杂的放大链发射机。其根本不同在于，在低电平获得所需精度的发射信号，并放大到所需的峰值功率电平。如图15.44和图15.45所示，磁控管与放大链发射机在系统框图上区别不大，仅仅是两个箭头的方向，以及大功率射频源从振荡器到放大器的变化。但实现放大链发射机在硬件需求上有巨大的差异，放大链发射机包括多级射频放大器，每级都有自身的电源、调制器及其控制器，每级都必须足够稳定以满足MTI性能要求（参见第15章）。
振荡管与放大管
放大链发射系统很容易做到脉间全相参及其他脉冲振荡管系统（通常为磁控管）不能提供的特性：脉冲编码、频率捷变、合成及阵列化。代价是复杂的系统和高昂的价格。采用振荡型发射机还是放大型发射机是设计雷达系统时需首先进行的一个基本选择，下面介绍进行这种选择要考虑的一些因素。
载波频率的精度和稳定度
在振荡型发射机中，振荡频率由射频功率管决定，而不是由独立的小功率稳定振荡器提供。因此振荡频率可能受管子的预热漂移、温度漂移、频推、频牵、调谐器齿隙以及校准误差等因素的影响。在放大链发射机中，频率精度基本等于低电平稳定晶体（或其他）振荡器的精度。而且，放大链的工作频率可通过电子开关在几个振荡器中迅速切换，切换速度远快于任何机械调谐的速度。
相参性
放大链系统能够以高精度产生本振信号和相参（相参中频振荡器）信号，而振荡型发射机需要手动调谐或自频控系统把本振调谐至正确的频率。振荡型发射机在相对于相参和本振成任意起始相位的情况下起动每个脉冲，所以必须提供相参锁定。在放大链系统中，相参锁定存在于信号产生过程中。由于放大型发射机的脉冲序列能保持相位相参性，二次跨周期杂波是可以对消的；而振荡型系统中，这种杂波由振荡管随机起动相位进行噪声调制。放大链可以提供全相参性，在这种情况下脉冲重复频率、中频、射频全都锁定。为了使脉冲重复频率的谐波处在中频多普勒频带之外，有时需要这样做。
不稳定度
如4.6节和15.11节所讨论的，脉冲振荡器系统和脉冲放大链存在不同种类的不稳定度。对振荡型系统，脉间频率稳定度取决于高压电源的纹波，而脉内的频率变化则取决于调制波形的顶降和振铃。在表15.4中列出不稳定度允许的限度，如果在脉冲宽度内相参振荡器锁定基于发射频率的有效平均值，这些极限就可以放宽。对放大链系统，脉间相位稳定度由高压电源纹波决定，脉内的相位变化取决于调制器波形的顶降和振铃，允许的限度也列于表15.4。
实现一种有趣的折中也是可能的：如果放大链使用锁定相参，放大链脉间相位变化不明显（有二次跨周期杂波的除外）。在现有的脉冲振荡动目标指示雷达系统上加一个正交场功率放大器时，这种技术特别适用，只需简单改变一下射频取样点就可以锁定现有的相参振荡器，而不要求所加的正交场放大管有严格的脉间相位稳定度。
数字锁相相参电路也得到运用。发射机的相位在每个脉冲进行测试，并在信号处理系统中对接收信号提供适当的补偿。与锁相相参一样，这种技术对二次跨周期目标无效。
放大链：特殊的考虑
运用放大链通常是为了相参性和频率捷变，但这种方法增加了系统的复杂性。下面介绍
放大链引起的某些复杂问题。
定时
由于调制器上升时间不同，每个放大级的触发器必须分别调节以实现恰当的同步，而不致过多地浪费电子注能量。如4.4节所指出的那样，在正交场管放大链中，应考虑必需的射频激励重叠引起的脉宽压缩。
隔离
放大链的每个中间级必须有适当的负载匹配，即使下一级有大的电压驻波比（VSWR）输入，如典型的宽带速调管，或是下一级有大的反向功率反射，如在正交场放大管中那样。这种反向功率由正交场放大管输出端失配引起，并沿正交场放大管的低损耗结构返回。例如，具有1.5:1的电压驻波比的负载能反射 14dB的功率。在某些频率下，这种反射功率将同管内的反射功率复合，并回馈到正交场放大管输入端，其功率电平仅比满功率输出低8dB。即使正交场放大管仅有10dB的增益，反向功率也比到达那里的射频输入功率大2dB。虽然这不会干扰正交场放大管的正常运转，但是它要求在正交场放大管输入端放置一个16dB的隔离器，以便将前级所看到的电压驻波比降低到1.5:1。
匹配
放大链中使用的射频管比振荡管更需要考虑匹配。由于目前已能得到良好的隔离器，如果能保证管子得到良好的匹配（如1.1:1），就可以改进放大管的额定能力。另外，正交场放大管和行波管要求在比规定工作频带宽得多的范围内能控制匹配，以确保放大管保持稳定。
信噪比
单个放大管的噪声功率输出可能较大。当几个管子连接成链时，输出的信噪比不可能比其中最差的一级好。因此，特别是对输入级，必须仔细检查，看其是否具有足够小的噪声系数；否则，可能妨碍整个放大链达到满意的信噪比。例如，一只0.5mW射频信号输入、35dB 噪声系数的低电平行波管在1MHz带宽内限制放大链的信噪比在74dB以下。常规正交场管的噪声电平比线性注管大，在1MHz带宽时，它们的典型信噪比值只有55dB；低噪声正交场管则可达到70dB或更好（参见4.4节）。
电平
在多级线性注管放大链中，每一级管子的工作都部分地依赖于前级的工作状况。特别是，在前级可容许的不平坦度的条件下，功率平坦度指标（频段内不变的功率输出）需要精确地规定每级的平坦度。例如，管子的饱和增益在频段内可能是常数，但是，在恒定射频输入时，频段内的功率输出会发生相当大的变化。饱和增益是通过改变各个频点的激励，直到发现该频点的最大输出功率而测得。饱和增益是在该点输出射频功率与输入射频功率的比值。除非饱和功率输出在频段内为常数，否则在频段内恒定射频激励时，饱和增益与功率平坦度关系
很小。平坦的小信号增益也并不表示在大信号条件下的功率平坦度。一般最好规定，管子要经过测试确保在系统中正常工作，包括足够的射频激励容限。
像管子的容限一样，发射机的增益和电平规划必须包括级间组件所有的损耗和容限，以及管子的容限；还需要做的是，考虑无源频率形成网络以补偿已知的射频管特性所引起的平坦度偏差。
在正交场管放大链中，由于过大的激励功率是无害的（它仅仅馈通并加到输出端）[15]，所以电平问题十分简单，只需要保证总有足够的激励功率。
稳定度预分配
在多级放大链中，每级的稳定度都必须优于整个发射机的指标要求，这是因为所有级的影响是相加的。根据不稳定度的特性和来源，它们可能随机或直接相加，在某种特定条件下相减。通常有必要将发射机稳定度要求分解为几个较小的数值，并根据难易程度预先分配到各级。稳定度预分配通常是对脉间变化、脉内变化、有时是对相位线性度要求的。频率跳变主要来自于单级，故一般不在级间预分配。
射频泄漏
在屏蔽室和特定场所中，典型的放大链在发射频率具有90dB的增益。为防止放大链自激，从放大链输出端泄漏到输入端的信号必须有90dB以上的衰减。但是，更严格的要求是相对于该点信号电平，泄漏到放大链输入级的射频信号必须低于MTI纯度期望的水平，这是因为泄漏路径可能被风扇叶片、机柜振动等调制。泄漏反馈也会影响到脉冲压缩的副瓣电平。由于MTI或脉冲压缩期望的典型纯度电平为50dB，这将导致从放大链输出到输入端的隔离要求达到140dB。典型的波导铰链和同轴线连接件的泄漏电平为－60dB，所以达到140dB的隔离度是很困难的。其他影响放大链射频泄漏的问题有线性注管收集极密封和正交场管阴极管座。成功的放大链设计需要有意识地和仔细地控制射频泄漏。
可靠性
发射机放大链复杂的结构常常使其可靠性难以达到要求的指标。一般采用备份单级或备份整个放大链解决这个问题，因而必须使用开关转换组合。仔细分析和限制是必要的，否则故障监控和自动开关转换的复杂性和造价很快会超出限度。对于可接受的可靠性的合理设计，要求对各种序列和备份发射链及转换开关进行综合折中考虑，但这种系统可靠性的计算已超出本书讨论的范围。
射频放大器
成功的放大链发射机设计依赖于，是否有合适的射频放大器件，以及开发它们的可行性。由于固态发射机在第5章讨论，所以本节以后段落只限于讨论雷达系统中的射频真空管。
4.4 射频放大管
直到20世纪70年代中期，雷达发射机只采用这种或那种真空管产生微波功率。如前所述，早期的发射机都使用磁控管，而放大链系统的发展则不得不等待合适的大功率脉冲放大管的开发。尽管开发了各种管子，但成功的种类是速调管、行波管和正交场管，三极管和四极管[2]在低于600MHz的雷达中也得到应用。
速调管和行波管称为线性电子注管，这是因为加速电子注的直流电场与聚焦和约束电子注的磁场的轴线指向相同；与其相对，在交叉场放大管，如磁控管、正交场管中，电场与磁场互成直角。
由于有大量的参考资料描述射频放大管的原理与工作过程[2]～[4][16]～[18]，本节主要限于从系统角度讨论雷达发射机中微波放大管的选取和使用。
正交场放大器
高效率、小尺寸和低电压运用特性，使正交场放大管在UHF～K波段的车载或机载雷达发射机的应用中具有特别的吸引力。由于增益较低，正交场放大器只使用在放大链中功率最高的一级或两级中，提供优于线性电子注管的效率、工作电压、尺寸或重量。正交场管输出级的前级通常采用中功率行波管，它可以提供放大链的大部分增益。正交场放大管还可用于增强现有雷达系统的输出功率。
占支配地位的正交场放大器是重入式分布发射正交场管[4][16]～[18]。高增益正交场管[19]直到1987年才研制成功，但其低激励功率和由阴极射频激励带来的低噪声特性使其非常有吸引力。
首先得到开发和应用的是返波正交场放大器（泊管）[15]。在返波器件中，为得到给定峰值电流所需的电压与频率成正比，利用线性调制器固有的恒功率特性或工作在恒流范围的刚性管调制器可满足此要求。恒流开关管可帮助稳定正交场管电流，以对付高压电源（HVPS）电容器组压降。后期发展的前向波正交场放大器在其工作频段内为近乎常压工作，因此可以认为是直流工作，仅需用控制电极（如图4.6所示）取代全功率脉冲调制器。
某些正交场放大管具有冷阴极，并且依靠射频激励启动。射频激励功率必须及时加入，使管子在阴极电压脉冲越过合适的使用电压前就能开始吸取电流。如图4.6所示，尽管存在漂移区，当射频激励去除后，管子并不停止工作；重入的电子仍然有足够能量以维持阴极二次发射，管子就在通带边缘振荡或产生一个宽频带的噪声，直到阴极脉冲终止。此外，一旦射频激励启动管子，电子的回轰就加热阴极，在下一个脉冲，即使射频激励还未加入，热发射也能使阴极电流启动。这将产生噪声输出，所以通常使射频调制器电压脉冲套入激励脉冲内以避免这种效应。在有一个或多个正交场放大管的放大链中，必须对脉冲宽度减缩，留出足够的余量。如图4.7所示，由于具有较宽脉冲宽度的射频激励的直通，输出脉冲中会出现两个台阶。
控制极[20][21]通常包含在漂移区的阴极结构中，如图4.6所示。在射频激励脉冲的尾端，控制电极加上一个相对于阴极为正的脉冲电压以吸收通过漂移区的电子，这样，即使阳极上仍有高压，管子也将停止工作[22]。正交场放大管的关断控制电极使管子可以直流运用，从而取消了大功率调制器。在直流条件下，阴阳极间一直加有高压，电流由射频激励起动，由控
制极的脉冲熄灭。为了防止管子在没有射频激励时起动，阴极必须保持低温以防止热发射。控制极只需要一个短的、中功率脉冲，一般为阳极电压的1/3和阳极峰值电流的1/3。由于直流运用对调制器的要求大大降低，使得复杂的脉冲编码运用成为可能。但是，每次加入脉冲时，控制极有一定的能量损耗，又因为它是隔离的电极，所以对它冷却较为困难。因此，控制极的发热限制了该类管能使用的最大脉冲重复频率。
图4.6 重入式正交场放大器的漂移区和控制电极图4.7 正交场放大器射频输出脉冲的台阶
实际上直流工作方式很少使用[23]，这是因为需要一个大得多的电容器组以限制电压跌落（与在恒流模式使用开关管相反），并且需要消弧电路，防止直流工作的正交场放大管起弧的影响（参见4.9节），消弧电路使工作中断数秒钟，而不只是中断单个脉冲的时间，它并不能避免管子起弧。另外，邻近雷达发射的强射频信号通过天线回送到发射机，可能导致直流正交场管发射机误触发。
在未加调制电压时，正交场放大管从射频输入端到射频输出端之间的低插入损耗允许较方便地阶梯式地对正交场放大链的输出功率进行编程[24]。例如，包含两级正交场放大管和一级前置行波管的放大链发射机，选择哪个调制器加脉冲电压即可选择三种输出功率电平。功率编程，也称做馈通工作（Feedthrough operation）特别适合3D雷达应用，因为它允许在大扫描角下用减少峰值功率来保持相同的平均功率。
正交场放大管的低插入损耗还允许输出端反射功率通过管子回送到输入端。在许多情况下，输入端反射回的功率会超过激励功率，因此，必须在正交场放大管放大链各级间加上有适当额定值的隔离器[3][25]。
磁控管的某些常见问题在正交场管中也同样存在。详细情况可参见磁控管“常见问题”（参见4.2节）中所讨论的打火、跳模、噪声环、寄生射频输出、射频泄漏等。一个主要的差别在于，因为射频激励在电压上升期间出现，许多（而不是全部）阴极脉冲调制的正交场放大管允许有比磁控管快得多的电压上升速率。同样由于射频激励已经存在，在所希望的模式上没有起动时间的延迟；但π模振荡需要一个有限的起动时间，如果电压上升快速通过它的起动区间，则π模就不能建立。在直流运用的正交场放大管中，由于阴极电压一直保持满额定值，π模振荡无法建立。
速调管
多腔速调管以其高增益和大功率而闻名。但在20世纪50年代它的带宽只有1%或更低一些，只有对腔体进行机械调谐，才能得到宽频带，通常使用同调（用一个调谐旋钮或电动驱动机构同时调谐所有的腔体）。尽管在速调管增益与带宽间进行折中是可行的，但速调管的参差调谐比中频电路复杂得多。速调管的频率响应是中间增益的乘积以及其全部独立腔体响应的总乘积；某些调谐组合会产生过大的谐波输出，并且宽带的小信号增益不能确保宽带的饱和增益。由于强电子注给腔体提供大负载，速调管的带宽随功率电平的增大而增大[16]。
现代数字计算机的使用使得确定调谐各腔的最佳技术方案成为可能，速调管的带宽迅速增大。在固定腔体调谐下3dB带宽达8%，个别的可达11%（V arian V A—812C）。速调管带宽的展宽也部分地决定于电子注导流系数的改进，但更重要的是输出腔设计的改进。无论前面的增益或激励有多大，输出腔的功率-带宽特性决定了从通过这个腔的电子注里能吸取出
的能量。因此在宽带速调管里，用双重调谐或三重调谐的
腔体，有时称为长作用腔（Extended-interaction circuit）
[26][27]，取代单腔。长作用腔是在一个腔体内有多个作用缝
隙以从电子注中取能，如图4.8所示。这种组腔技术也推
广到了前面的腔体中。在发现组中各腔体不必相互耦合后，
聚腔速调管（Clustered-cavity klystron[28]）可达到20%的带
宽。尽管其复杂性与价格高于一般速调管，聚腔速调管仍
然较性能相似的行波管或行波速调管简单、便宜。
行波管
小功率螺线形行波管在带宽上仍占第一位。由于在所
有频率上其相速基本不变，螺线使行波管的带宽超过倍频图4.8 长作用腔
程。螺线形行波管没有用于大功率雷达，因为大功率要求
高压电子注，而电子速度太高，则难以与螺线上的低速射频波同步。螺线形行波管最高运用于10kV，峰值功率约几千瓦。为了得到大功率，需使用其他类型的有较高射频速度的慢波电路，而这些慢波结构的带通特性可能导致带边振荡。此外，在慢波线上会同时传播前向波和反向波，这可能引起返波振荡。根据不同线路，还可能产生其他振荡。由于这些原因，大功率行波管的研制落后于速调管，到目前仍然较贵。1963年，Varian公司用三叶草形线路研制出兆瓦级的脉冲行波管（如图4.9所示）[29]，这种三叶草形慢波结构既重又坚实，足以承受与速调管相当的功率。
大功率行波管的慢波结构包括螺线形结构（反绕螺线或环杆线路）和耦合腔电路（如三叶草线路）以及梯形网络（Ladder network）[30]。当功率在100kW以下，环杆线路的带宽比耦合腔电路宽，效率也高；在200kW以上或低于200kW但受平均功率限制，耦合腔线路则占优势[31]。
如果采用耦合腔电路的行波管是阴极脉冲调制的，则在脉冲电压上升或下降过程中的某一时刻，电子注速度和射频电路的截止频率（ 模）同步，这会引起振荡。在射频输出脉冲
前后沿所产生的特殊振荡形状称为“兔耳”（如图4.10所示）。很少能完全抑制这种振荡。由于这种特殊振荡决定于电子速度，而电子速度又取决于注电压，因此，采用脉冲调制阳极或栅极可以防止它的产生（在本节后面说明）。在这种情况下，只要保证不在加高压期间就加上阴极调制脉冲，而是等高压加到约60%～80%的满值时，即超过引起振荡的安全值时，再加上调制脉冲。
图4.9 三叶草形慢波结构
图4.10 阴极脉冲调制的行波管和射频输出包络上的“兔耳”振荡
为了防止由于输入端和输出端反射引起的振荡，在大功率行波管的慢波线中间，必须有不连续性，即切断（Sever）。虽然沿慢波线分布损耗也能防止振荡，但它会降低效率，对大功率管是不利的。一般达到15～30dB增益的每节管子都有一个切断。在每个切断处，已调制的电子注载运信号继续前进，而沿慢波线传播的功率被耗散在切断处的负载中，这样就消除了反向传输功率。切断处的负载可以放在管外，以减少射频结构内的功率耗散。
行波管的效率低于速调管，这是因为保持稳定需要负载，同时也因沿整个结构的大部分都存在有较高的功率。提高大功率行波管效率的一个重要手段是所谓“速度渐变”（Velocity tapering），运用这种方法时，对慢波线最后几节的长度进行渐变，以便能与换能后失速的电子注相适应。速度渐变允许从电子注中取出更多的能量，并显著改进管子的功率带宽特性[31]。但大功率行波管在带边的功率输出一般有显著下降，它的额定带宽在很大程度上取决于整个系统所能允许的功率跌落。
降压收集极[16][32]可以显著提高行波管（速调管）的效率。在中等电压下的多收集极节在近于最佳电压时吸收每个失能的电子。通信领域用到多于10个收集极节的行波管，3节大功率行波管（如图4.11所示）是现代雷达中典型的应用。降压收集极的各种不同电压需求使高压电源变得较为复杂，幸运的是收集极电压并不像电子注电压那样要求严格的稳压。
行波速调管
1963年Varian公司研制了一个复合管，前面几节都是速调管腔体，输出级用了三叶草行波结构。当时的目的是从腔体对电子注能更有效地群聚出发，企图提高S波段宽带行波管VA—125的效率。结果不仅效率略有提高，而且由于腔体调谐的灵活性加上后面的宽功率-带宽能力的行波输出腔，从而在带宽方面也有了显著的改进。为了补偿行波管输出级在边带的增益跌落，有意识地在边带频率处将前面几级速调管腔的增益调高。因为它部分属速调管，部分属行波管，故命名为行波速调管[33]。在VA—145中可达14%的3dB带宽，或12%的1dB带宽，在中心频率有41dB增益和48%的效率。虽然比大多数速调管复杂且昂贵，但与除了聚腔速调管之外的其他速调管相比，在同样的大功率下，行波速调管具有较宽的带宽。
图4.11 多降压收集极
射频管的选择
表4.1列出一些主流射频管的重要差别。影响选管的因素主要有价格、带宽、噪声、控制电极、增益、尺寸、电压及可用率（未在表中列出）等。线性注管噪声小，增益高，可以栅控；正交场管体积小，重量轻，可低电压工作、且价格低。有时某个参数特别重要，设计师不得不容忍其他所有次要不利参数。常见的是，系统可选几种技术方案，根据费用、时间以及性能特性方面折中解决。下面对表4.1作进一步的讨论。
电压
电压影响高压电源和调制器的尺寸、价格，以及X射线辐射是否严重。
增益
增益在很大程度上决定放大链所需的级数，即它的复杂性（部件数量、控制、故障监控、维护等）。
表4.1 大功率脉冲放大管（在相同的频率及峰值和平均功率下进行比较）
* 分布发射，重入式，环形。
** 在高成本下，聚腔速调管带宽可达10%～15%。
*** 在1 MHz带宽下。
带宽
这里指的是管子的瞬时带宽，即在不加调谐情况下的带宽。管子带宽必须和整机要求的带宽相适应；而整机带宽也必须根据已有的或假定的管子带宽来决定。
X射线辐射
它影响发射机重量，因为需用屏蔽来保护工作人员和敏感的半导体器件。
效率
它严重地影响发射机的重量、价格、冷却要求，以及输入功率。表中的数字不包括灯丝、螺线管线包和冷却系统消耗的功率，它们有可能是较大的。
离子泵
射频管中的剩余气体影响其真空度并导致射频或直流击穿，Vac-Ion（Varian Associates 公司的商标）泵可用来保持管子的真空度（甚至在处于存储状态时），并指示真空的质量。大多数正交场管不需要离子泵，因为它们工作时会自行消气。
重量与尺寸
表4.1中只比较了管子本身重量，但是大功率线性注管的螺线管及其高压使线性注管发射系统的重量和尺寸远大于正交场放大管发射系统。
价格
表中所列仅指管子的价格，参见下面“控制电极”部分，评论同样适用于研制成本和单元价格。
寄生噪声
雷达波段日益拥挤，不断提高的对接收机灵敏度以及对电磁兼容性的要求，使寄生噪声成为一个严重的问题。寄生噪声包含下列四方面。
（1）谐波。线性注管和正交场放大管所产生的二次谐波功率约为-25dB（相对于基波输出），三次谐波为-30dB，谐波频率越高功率就越小。尽管从一种管子的设计改为另一种管子的设计时，这种参数变化巨大，但在线性注管和正交场管之间一般没有太大的差别。如果谐波功率输出是一个问题的话，可使用性能优越的大功率微波滤波器。
（2）邻带的寄生噪声。在行波管和正交场放大管中都会产生邻带干扰，一般出现在通带上百分之几（前向波管）或在通带下百分之几（返波管）的邻通带内。阴极脉冲调制的管子中问题较严重，但在栅极脉冲调制和阳极脉冲调制行波管或直流运用的正交场放大管中，则可避免这种干扰。如果这种干扰存在，除非它离工作频带太近，一般可以用滤波器滤掉。
（3）带内寄生噪声。表4.1中列出的这一项，对整机影响最严重，而且一般无法过滤。带内噪声能干扰其他整机，或影响本机动目标指示系统的对消作用，以及影响脉冲压缩副瓣电平。带内噪声也限制了脉冲成形对频谱的改善（参见4.7节），它也可由射频激励源产生（参见4.3节）。
（4）脉间噪声。与上三项不同，脉间噪声来自一个在脉冲间认为是完全截止的管子。脉
间产生的噪声影响较大，因为几乎在所有的雷达系统中，这类噪声直接进入接收机并制造假目标或屏蔽真实目标。在阴极调制管内，脉冲之间管子上无高压，所以除非调制脉冲的后沿或反摆太大（引起噪声环，参见4.2节），否则对接收机是没有干扰的。工作于直流的正交场放大管或栅极、阳极调制的线性注管，在脉冲之间管子上仍有高压，即使只有很小的电流流过管子，也会产生严重的噪声。由于所有直流运用的正交场放大管都用冷阴极，除非加上射频激励，否则就没有电流。对于线性注管，电子注电流必须很好地截止，以保证噪声输出（和放大的输入信号）足够小。尽管峰值输出功率和接收机噪声电平间有200dB的差别，大多数射频管都能满足脉间噪声的要求。问题最严重的是老式截获栅型线性注管，因为即使阴极电流已截止，热栅极也能发射并产生残余的电子注流。
寄生模式
表中所列寄生模式是常见的。在设计良好的管内，这些模式可全部被抑制；但设计不好时，带边振荡和谐波振荡等其他模式也会出现。
可用动态范围
如4.7节中所讨论的，动态范围和线性度对脉冲成形十分重要。
控制电极
决定所需调制器型式，从而影响整机的尺寸、重量、价格和复杂程度。控制电极可免于使用全功率阴极脉冲调制器，调制阳极可用在任何线性注管，调制阳极如同一个μ值为1的控制栅，便宜、可靠；除极大功率的线性注管外，高μ栅是可行的，它能简化对调制器的要求，但会增加管子的成本和降低可靠性与寿命。
磁场
除少量静电聚焦速调管外[34][35]，所有的磁控管、正交场管、速调管、行波管都需要磁场控制电子注的路径。几乎所有正交场管使用恒磁铁。除大功率线性注管使用螺线管外，一般采用周期恒定磁场聚焦（Periodic permanent magnet focusing）。使用螺线管会影响发射机的尺寸、重量、效率、成本、维护和管子保护。
动态阻抗
它是指外加电压改变时，管子电流的变化率（见表4.2）。此参数的意义决定于所用的调制器类型；在脉内给定功率降低这个参数的条件下，这个指标影响高压电源电容器组的尺寸（参见4.8节）。
相位调制灵敏度
它指出发射机设计师该如何努力来保证满足整机的相位稳定度要求（参见4.6节）。虽然在线性注管和正交场管中这个因素差别较大，但它不是选择管子的关键因素。由于它对高压
电源滤波器的尺寸或调制器的复杂程度有影响，所以要考虑对整机的尺寸、重量和费用做出折中。
获得动目标指示系统所需的极低的波纹电平总是可能的，它只受固有噪声（包括抖动和起动时间噪声）的限制。对脉冲压缩系统，不论线性注管或正交场管，用刚管调制器比线性调制器容易在整个脉冲内避免环形振荡[36]。
寿命
线性注管和正交场管都具有长寿命（在某些情况下达40000 h）的可能性。但设计不佳，开发缺陷，错误使用或处理不当也可能造成很短的寿命。要达到长寿命如10 000 h 或更长些，就要求合理地选择功率定额，对阴极电流密度留有余地，仔细地考虑管子与发射机的配合。
射频管功率容量
因为射频管的峰值功率容量已大大提高，所以实际波导内的击穿成为其限制因素。甚至在波导内有20lb/in2的SF6时也能导致击穿。因此，自20世纪60年代初期以来，雷达系统发展趋势是运用适当波形（如脉冲压缩）提高占空系数，以求不需进一步增大峰值功率而得到较大的平均功率。尽管在许多情况下单个射频管能产生非常大的平均功率，以至于纯铜波导也需要进行水冷，但对系统平均功率的限制依然来自射频管。要求单管具有最大功率能力是有风险的，这样往往会导致开发失败，或即使研制成功但也只能得到不可靠的管子。从可靠性观点出发，宁可使用多个小功率管来代替一个大功率管。因此，正如4.5节所述，大功率雷达系统常常使用多个射频管。
4.5 合成使用与阵列使用
在许多情况下，需要使用多个射频管或固态器件以获得所期望的发射机射频功率输出。20世纪50年代中期以来，常使用两个或更多的微波管来获得大于单管所能达到的总功率输出。20世纪60年代后，人们对用一个以上的射频单元特别是固态器件以提高系统可靠性发生兴趣，因为多管组合的故障率相对于单管要低得多。虽然任何器件发生故障都会降低总功率输出，并且也会以其他方式降低工作性能（如输出在空间合成会增加阵列副瓣），但系统可设计成在适当数量的器件失效时仍可工作（称为故障软化）。有关这方面的计算和解决办法请参见有关可靠性的参考文献。
混合合成（或魔T合成）
在波导、同轴线、微带线、厚膜线（Slabline）中，混合合成都非常适用于取得两管的合成功率输出。多器件系统通常在每一级使用合适的混合合成或魔T合成结构，但是为了获得最小的合成损耗，也可考虑采用多支路威尔金森合成器（Multibranch Wilkinson combiner[36]）或者折反合成器（Replicated combiner[37]）。对于2:1合成器，选择T形合成还是混合合成，取决于功率电平和制造难易程度，两种合成方法的工作原理是一样的。如果两管的功率输出
相等，并且其输出以恰当的相位到达合成器，则全部功率（仅因少量插入损耗而略有减少）从合成器的输出臂输出。以上两个要求越得不到充分满足，合成器第四支路（假负载）上出现功率就越多，公式如下表示。
θcos 22121:P P P P +??
? ??+输出支路功率 （4.3） θcos 22121:P P P P -??
? ??+第四支路功率 （4.4） 式中，θ是两个信号到达合成器时的相对相位。若两管输出的相对相位有意改变90?，合成器可以将一半功率传到输出支路，一半功率传到第四支路；如两管输出信号的相位差为180?，输出支路和第四支路的作用互换，在这种情况下可在假负载上进行测试。与此相反，在频率范围内不调节两管能否有效地合成到所需要的输出支路中，取决于两管的“相位跟踪”。也就是说，虽然两管的相位延迟随频率变化，两管必须在与第四支路的可允许功率损耗有关的容差内一起变化。
为了更方便地规定可允许的容差，在图4.12中标示出第四支路功率（浪费的功率）。由曲线可知，相位差比振幅差要有意义得多。例如，到达合成器的两信号的相对相位在合成输出之前相差32?，输出功率将降低10%（0.5dB ）；振幅差则没有那么严格，到达合成器的两信号的功率电平比为2:1（3.0dB ），则合成器输出的总功率仅降低2.9%（0.13dB ）。
图4.12 第四支路功率与被组合的两管间的相位和振幅之差的关系
混合合成器或魔T 合成器也可以用做功率分配器，图4.13（a ）示出两个性能一致的管子