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pfc控制方案PFC控制方案是用于提高功率因数的一种方法，通过校正功率因数可以减少无功功率的损失，提高电能的利用效率。
以下是几种常见的PFC控制方案：1. 前级整流PFC控制方法：在电源输入端加入整流电路和滤波电路，使用电感、电容等元件来校正功率因数。
常见的前级整流PFC控制方法有整流桥式电路和整流PFC控制器。
2. 调制PFC控制方法：通过调制开关器件的开关频率和占空比来控制输入电流和输出电压的波形，从而实现功率因数校正。
常见的调制PFC控制方法有基于边沿调制的PFC控制和基于谐振变换的PFC控制。
3. 峰值电流法：在有源PFC的实际应用中，峰值电流法是非常常见的控制方式，其主要功能是检测峰值电流。
在应用中，通常采用恒定的开关电源工作频率，只有稳定的工作频率才能有效地、快速地检测出峰值电流，并将这一电流“削尖”、均化来控制开关管，并同时对PWM进行调节，使输入电流波形与输入电压保持同步，从而提高功率因数。
缺点是由于输入电流被“削尖”，在电路上对输入电流波形需要进行斜率补偿。
4. 滞环电流法：滞环电流控制法也同样是一种比较常见的有源PFC控制方式，其主要功能是检测APFC电路中电感上的电流。
当电感电流达到一定值时，则开关管开始导通，电感电流下降到一定值时，开关管将会陡然截止。
它的控制方式是利用工作频率改变来控制开关管的导通和截止。
一般设计输出滤波电路时，按最低工作频率考虑所以，开关电源的体积和重量是最小的，工作损耗最小。
5. 平均电流法：有源PFC的平均电流控制法，这种方法在开关电源和电子镇流器的产品设计中是应用的最多的一种方法，其特点是THD值小，对噪声不敏感，电感电流峰值与平均值之间的误差小，具有恒定的工作频率，可以任意拓扑各种控制电路，输入电压可以随便调节。
然而，这种方法的缺点是控制电路比较复杂，需要增添电流误差放大器。
以上信息仅供参考，如需了解更多信息，建议查阅相关书籍或咨询专业人士。
8引脚连续导通模式（CCM）PFC 控制器-毕业设计（论文）外文翻译译文:8引脚连续导通模式（CCM）PFC控制器xxxx摘要：本文介绍的是用于毕业设计中的硬件电路中前级部分PFC功率因数矫正的控制器介绍. 产品特点·8引脚解决方案减少了外部元件·宽范围通用AC输入电压·修正了65 kHz的工作频率·98％·最大占空比（典型值）。
·输出过/欠压保护·输入欠压保护·逐周期峰值电流限制·开环检测·低功耗用户控制待机模式应用·CCM升压功率因数校正电源在100瓦到2千瓦范围转换器·数字电视·家用电子产品·白色家电和工业电子·服务器和台式机电源说明该UCC28019A8引脚主动式功率因数校正（PFC）控制器采用升压拓扑结构在连续导通模式（CCM）工作。
该控制器适用于系统在100瓦至2千瓦范围宽范围的通用交流线路输入。
启动电流在欠压闭锁超过200毫安。
用户可以控制低功耗待机通过拉动VSENSE引脚低于0.77 V.模式.输入电流的低失真波形整形用平均电流模式控制来实现没有输入线电压检测，减少外部元件数量。
简单的外部网络允许电流和电压的柔性补偿控制回路。
开关频率在内部固定和修整，以优于5％的精度在25℃。
快1.5-A峰值栅极电流驱动外部开关。
许多系统级的保护功能包括峰值电流限制，软过电流，开环检测，输入欠压，输出过压/欠压。
软启动限制电流升压在启动过程中。
一个修剪内部参考提供准确的保护阈值和调节设定点。
一个内部钳位限制栅极驱动器电压12.5 V.典型应用图图1图1 UCC28019典型应用设备信息表1 终端功能NAME PIN I/O 功能GATE 8 O 栅极驱动器：集成推挽栅极驱动器为一个或多个外部功率MOSFET。
典型的2.0-A水槽和1.5-A源的能力。
临界导通型PFC控制电路及设计IEC1000-3-2规格通常称作功率因子校正(PFC)标准.它规定出了主干线路电流多次谐波畸变的最小总量的目标.实际上,从立法上需要电流接近正弦.并且相位要与AC电压相同.有源PFC的解决方案是满足立法的最有效的方法.将PFC的预调整器插在输入整流桥和Bulk 电容之间,这个中间级设计成输出恒定的电压,并从总线流过正弦电流.实际上,升压式电路拓朴在此是最合适的.作为这种类型的变换器很容易执行该种功能.要注意的是它会输出远高于输入的电压.这就是为什么要将输出电压设在400V的原因.基本的临界导通型临界导通型(或称边界线导通型)工作方式是小功率应用的共选模式.改变频率的控制方式其特性会有两倍以上平均值的电感电流斜波.然后下降到0,随后立即又向上斜增长,这种控制方法特点如下：●很简单的控制电路,且外部组件很少.●很容易稳定工作,不需斜率补偿.●零电流开启,这样功率MOSFET在升压二极管电流为0时导通.所以MOS无开启损耗,二极管无关断损耗.此外,其缺点也难免.●有大的峰值电流,高的di/dt及RMS电流通过PFC级.●有很大的开关频率变化,下面再评述.临界导通型的升压变换器有两个工作时段.●导通时段,此时功率MOS导通.电感电流线性上升,斜率为：Vin/L . 此处Vin为瞬时的输入电压,L为感量.●关断时段,此时功率MOS关断.电感电流线性下降,斜率为：(Vout-Vin)/L. 此处Vout为输出电压.当电感电流降到0时,这个时段结束. 接着三角形电流通过磁芯.PFC 级调节此三角波的幅度,这样平均下来,磁芯电流是一个整流的正弦波.EMI 的滤波功能.图3给出其作模式.总结如下：● 二极管桥的输出有一点轻轻的滤波,输入电压是整流过的正弦,PFC 控制器的一个Pin 接收此Vin 的比例信号.端子电压是一个建起电流包路的所必须的成形信息.● 误差放大器响应实际和所希望的输出电压电平之间的差异并用此评估所需的功率.误差放大器带宽设置得较低,输出要非常慢且能与AC 线路的周期相应.● 控制器乘法器由误差放大器输出电压成形,结果产生所需的电流包路.即正弦包络,在相位上与AC 线路相同并且幅度取决于传输的功率总量.● 控制器监视功率开关的电流,当其超过包络的水平时,PWM 锁存复位.即关断功率MOS 开关. ● 某些电路检测磁芯复位以此来设置PWM 锁存,及令MOSFET 在磁芯电流到零时重新导通. 接下来,功率开关导通.电流斜波又从零开始,向上到达包络线时.功率开关又关断,于是电流斜波又向下回到0 .(图2及4)为了简明, 图4仅画出8个电流周期.实际上它的频率非常高,输入滤波电容及EMI 滤波器将电感电流给滤波成三角形.此处Icoil(T)为一个三角形电流, Icoil-pk 为这个三角形电流的峰值.作为Icoil-pk 强制成正弦包络(K*Vin).此处,K 是由误差放大器恒定调制的.< Icoil>T 也即是正弦的.结果,线路电流成为正弦波形.还有一个要注意的,简单计算可展示导通时间为正弦,开关频率的调制由关断时间带来.ton=2*l*toff=2* 2 * L* *Sin(cot)]=ton*主要方程式* 开关频率如前所述,磁芯电流由两个阶段组成.● 功率开关导通,在此期间,输入电压加到磁芯线圈L.且电流线性增长.Icoil (T)= Icoil-pk2 Icoil (T) = =K*Vin 2 K* +Vac*SinwI 2 3 pin2pinVac*[V out- *Vac*Sin(cot)]2 *Vac*Sin(cot)V out- *Vac*Sin(cot)2 2 Vin LIcoil(t)= *t这个阶段终结时,电感电流达到峰值.Icoil pk .Icoil (pk)= *ton导通时间为：ton=● 功率开关关断.在此期间,磁芯电感电流流过输出二极管,送到输出电容及负载.二极管电压在导通时可不计及. 磁芯电感上电压变负等于(Vin-V out)电感电流线性下降.斜率为(V out-Vin)/L.起始点为Icoil-pk,终点为0.如下式：.Icoil (t)=Icoil-pk-( *t)此阶段结束时,Icoil 又回到0.关断时间由下式给出: t off =整个的周期,即一个开关周期ton 及toff 之和.T=ton+toff=L*Icoil-pk* 在下一幅图中,磁芯峰值电流可表示的输入功率及AC 线路均方根电压的函数：Iciol-pk=2 * SincotW 为AC 线路角频率代入（8）式得：T=2 * *Sinwt* 简化之后有：T= 开关频率是开关周期的倒数,有：.f= *(1- )该方程式显示,频率f 中有如下几个因素:● 一项仅随工作点变化,（负载及线路电压均方根）●调制因子（1- ）令频率随AC 正弦电压变化.最后,开关频率随AC 线路变化,并且是功率的函数.这就是临界导通型工作的主要的不便之处.这会令其常常越过EMI 滤波器.它还可以增加如下风险,产生干扰.扰动系统供电,甚至产生一些干扰在显示屏上.此外,频率变化高端可到500KHZ.还得设置专门的吸收网络,减少EMI 的噪声,反而产生附加损2 VinLL*Iciol-pkVinV out-VinL L*Iciol-pkV out-VinV outVin*(V out-Vin)PinVac2 V out *Vac*Sin(wt)*(V out-Vin) L*(Pin)2 2*L*<Pin>*V outVac 2*(V out-Vin) Vac 2 *Vac*Sin(wt)2 Vac 22*L*(pin)*Vac*Sin(wt)2耗.还要注意的即是输入电压增加,而功率减小时,频率大幅提高.在轻载条件下,开关周期甚至低于2uS(>500KHg).所有控制电路及功率开关都会成比例延迟.这时功率因数会下跌.开关频率大幅度变化是这种电路应用的主要不足.磁芯电感的峰值和均方根值电流* 峰值电流由于PFC 级要使AC 线路电流成为正弦,且相位与AC 线路电压相同.这样可以表示为：Iin(t)= Iac*Sinwt 此处,Iin(t)是瞬时的AC 线路电流.Iac 为其均方根值.提供给AC 线路电流从平均磁芯电流得来.可用下面公式：Iin(t)=Icoil(T)=这样,磁芯的峰值电流成为跟随正弦包络中的三角波.且等于： Icoil-pk=2* *Iac *Sinwt由于PFC 级形成的功率因数接近于1,可用已知的送到AC 线路的平均输入功率及用线路均方根电流及均方根电压求出：Icoil-pk=2* *Sinwt磁芯电流峰值最大位于正弦Sinwt=1时,这样：(Icoil-pk)*H=2* *从此式可以很容易求出峰值磁芯电流,它在最大AC 线路电压值时也最大：Icoit-max=2* *Pin(Max)为最大输入功率.Vac cc 为最低线路AC 电压.* 均方根电流电感的均方根值电流由此电流在0.1Ω电阻上的功耗折算出来. ● 首先计算一个开关周期内的rms 电流.可用在1.0Ω电阻上功耗求出.● 然后,开关周期比输入电压周期变短,而不论是瞬时的均方根电流还是平均的均方根电流,都要含盖整个正弦周期.才有整个磁芯的均方根电流. 通过以上叙述,给出表达公式：● I(M)(t)=Vin*t/L=I coil-pk*t/ton MOS 导通时0<t<t on . I(D)(t)=Icoil-pk-[(V out-Vin)*t/L]=Icoil-pk*(T-t)/(T-ton)此为二极管导通时间 ton<t<T因此,任何磁芯电流在整个开关周期内的三角波的均方根值可以由下面公式表述：2 Icoil-pk 22 2 PinVac2 Pin2 Pin(max)解此积分，并简化之，得：近似之后，有：计算根号内，可得如下表达式：用它取代峰值电流表达式,用AC线路的均方根电压, 由该式表示平均输入功率.有：这个公式给出了磁芯在整个开关周期的等效均方根表达式.这是在给定的Vac(in)之下给出的.将其平方值乘以磁芯线电阻,得到在给定电压下的损耗.现在为了得到整个AC线路周期整流,可不必集成(Icoil)但可以将其平方,扣除掉电阻的损耗后.有：如果再引入AC电压,最后简化为：开关损耗要准确地计算出开关损耗是非常困难的,它取决于功率MOSFET的类型.实际的栅充电状况,控制器的驱动能力及开关频率.面对临界导通型,频率是在变化中.但是,还是能在下面的假设之下估算一下.●输出电压恒定.输出电压纹波为正常输出值的5％,此假设是可达到的.●开关时间St和t按不变来考虑.图9展示出关断顺序,将其分为三个阶段：FR●栅电压密勒平稳段.大约第二段的一半.漏源电压线性增加直到到达输出电压值.●二极管正向恢复时间的短暂一段.MOSFET面临最大电压电流.●栅压降下到开启阈值之下,漏源电流回到零.St表示整个的三段时间, t FR为第二段间隔.有此可写成：此处,St及t fr为开关时间, T为开关周期.公式(8)给出磁芯峰值电流及考虑了电流周期的开关周期.公式(8)的分量代入公式(27).得出：此方程式显示:整个开关周期的开关损耗取决于瞬时输入电压.瞬时输入电压、输出电压之差,开关时间以及磁芯电感.用积分法算出. 半个AC线路周期的开关损耗.近似之后，有：V out考虑为恒定方式.如果一项为输入电压平均值,就可以容易就可以容易解出方程,有：应用此式,代入,有：再简化一下，有：磁芯电感量L是个重要因素.损耗与之成反比,因为开关频率f也与电感L成反比.此方程还展示出开关损耗还取决于功率水平.此结果为在功率减小时,开关频率增加,这里我们要给予注意.公式(32),还展示出小的V out/Vac时有小的MOSFET开关损耗.这是跟随式升压型的输入输出电压差较小,因而有较低的开关损耗.换句话说,这种技术在同样开关频率范围内,同样开关损耗之下可以用较小的磁芯电感.对该类IC工作在跟随升压式,即有较小开关损耗.如何得到St和t FR？●最好是测量.●也可以近似根据MOSFET的栅充电来估计.Q3不是很规范的,与电路驱动能力相关.此外,可以减小Q3关断时间.在首先应用时, t FR 可取二极管的正向恢复时间.必须注意的一点,即计算时不要认定：能量消耗由控制器驱动MOS 造成.QCC 为MOSFET 栅驱动必须达到的电压下的电荷量.Vcc 为栅压.而f 为开关频率,损耗为Qcc.Vcc.f .能耗由于PFC 级的寄生电容,因为每次开启都会给MOSFET 的漏源电容及体二极管,还有电感L,产生电压突变.这是使MOS 产生一些额外损耗(1/2*Lcoss*ΔV ?f).当然,公式(32)展示多数应用中,由两个损耗源造成的损耗的最近似的可用公式.除非寄生电容产生的损耗在轻载条件下可以忽略.但此时开关频率变得很高,但是,总还是验证才是关键.功率MOSFET 的导通损耗如图4显示的,磁芯电流为高频三角波.输入电容和输入RFI 滤波器合成磁芯电流纹波.结果AC 线电流是正弦的.在导通期间,通过功率开关的电流线性上升.表示如下：此处,Vin 为输入电压Vin= Vac.Sinwt , L 为磁芯感量,t 为时间. 在开关周期复位时,功率开关关断.导通损耗可计算如下：此处,Ron 为MOSFET 导通电阻,解此积分.有：由于磁芯电流达到其峰值时系导通时间结尾处.Icoil-pk=Vin.ton/L,公式可重写成：在Boost 及flyback 电路中MOS 导通损耗传统公式为1/3Ron*Ipk 2*d. Ipk 为峰值电流,d 为MOS 占空比.我们推荐可用传统方法计算.另一方法,计算占空比可以表示关断时间为导通时间的函数.或者考虑临界导通型为连续导通型的边缘.CCM 升压式的占空比表达式为：综合此两公式有:一个要注意的是磁芯的峰值电流要跟随正弦包络.这样可写成用正弦表达式代入Vin 及Icoil-pk,特别是2更简化的形式为：公式(40)给出了在给定Vin下的导通损耗,此式必须对AC线路积分.于是：如果Sin2wt的平均值已知为0.5, 则Sin3cot的计算需要一些三角学中的公式.合并上面两式有：代入上式有：解积分成为：再简化之，有：这个公式展示出较高的Vac/V out,会有较MOSFET损耗.这就是为什么Follew Boost会有较小损耗. 可用电流较小的MOSFET. 从而减少磁芯电感的体积. 减少功耗提高效率, 降低成本.用此方法,计算电流检测电阻的功耗PFC控制器监视功率开关的电流一最令其成形.二是你防止过流.所以此电阻位于功率MOSFET 的源极与公共端(地)之间.以检测功率开关的电流.该类PFC IC监视磁芯电流采用监视该电阻上电压降的方法.监测结果用于过流保护,及磁芯复位检测,该项技术带来两个作用：●不需另加辅助绕组即可检测磁芯复位,这对PFC级足够了.●检测功率开关冲击电流,及过载条件,防止功率开关过流应力.这对PFC级的安全运行很有意义.电流检测电阻及功耗由于同样的电流流过检测电阻和功率开关,计算起来相对容易.即必须算出功率开关电流的均方根值.此值可按前面叙述求出：通过升压二极管的平均电流和RMS电流二极管的平均电流很容易计算,要注意一点.即它是输出负载电流和输出电容电流之和.在平衡状态,输出电容的平均电流量是0.(除非电容上的电压是可变的)二极管的均方根电流计算起来更为困难,很象磁芯电感的均方根电流.这必须先计算出来在一个开关周期的水平,然后再积分得到整个AC线路下的结果.由图4,磁芯放电电流在关断时间,更明确一些.通过二极管的电流线性地衰减,从峰值减到0,此为关断时间的终点.从关断时间开始作为起始类.可以写出：很象计算磁芯的均方根电流,计算整个周期的二极管的均方根电流可用下式.解此积分式, 二极管整个开关周期的均方根电流为：取代(15)式,代入Icoil-pk.得：此外,还有一个公式可以很容易地表述t off.这样.该公式给出了二极管在一个完整周期的rms电流值.在给定的Vin之下,由于已建立了磁芯电感的峰值及RMS电流部分.这个表达式的平方必须对整个正弦周期积分,以得到二极管均方根电流的平方.很象功率MOSFET的导通损耗,将其用三角函数化简后.有：再次简化,去掉Cosine项.有：简化,并求平方根.得到：输出电容的均方根电流如图11所示,从二极管电流和负载电流绝对值之间的差即是电容电流.IC(t)=I1(t)-I2(t)整个AC线路周期的电容电流即是I1和I2之差的均方根值.接下面次序重新安排,(I1-I2)2.得到(见图11).一旦知道第一项,这就是先前计算出来的二极管的rms电流.第二项和第三项取决于负载.若不知负载特性时是无法计算的.不管怎样,第二项I2 (rms)2通常容易算出,只要知道负载就可以, 这就是变换器停机时吸收的rms电流.另一方面,第三项更为不同的是它取决于I1和I2电流相对出现时,作为PFC级负载(通常是开关电源)与之是不同步的.预计出这一项是可能的.一个简单的办法就是它可以减小电容的均方根电流.随之扣除后有：代入前面式子,并给出二极管均方根电流.有：如果负载是电阻性的, I2=V out/R.最后,有：你还可以找出更好的表达式,I2为负载电流.这是个近似式.注意此处没有计入开关频率的纹波电流,仅考虑了大电容上的低频纹波.最后的表达式则计入了高、低频两面的纹波.输出电压纹波输出电压(即大电解电容上)展示两种纹波.首先是传统开关电源的纹波,这个纹波系在开关频率处.由电流脉冲馈送到此输出端来.由大电容的等效串联电阻(ESR)展示,它不能被全部滤除.更进一步：●在导通时,PFC的功率MOS导通.无能量给输出,大电容供给负载所需,电流同大电容的ESR电阻一起形成负向电压.●在关断时,二极管传送过来磁芯电感电流给到输出并有跨过ESR的电流.这样来解释：假设由PFC级供来的能量与负载在每个开关周期内消耗的能量相匹配.这样大电容上有恒定电压,仅由ESR建立一些纹波.而实际上,总有一些附加的低频纹波出现在PFC级,输入电流和电压都是正弦的.由PFC级馈送的功率为正弦的平方.另一方面,负载拉下一个固定的功率,由PFC预调整器给出功率总量.它与负载的平均消耗相平衡.输出电容的贡献是输入功率与输出功率的平衡匹配.在这个计算中,有一个没有考虑的因素,即开关纹波.它通常比低频纹波要小.此外,开关频率纹波还取决于负载电流的波形,它一般无法预计.由于已经讨论过,整个周期的平均磁芯电感电流.它是：随之,整个开关周期的输入功率由输入电压产生出Iin.因而在整个开关周期平均后,大电容上收到的充电电流为η.Pin/V out,这里η为PFC级的效率.供给平均负载电流I2=η.Pin/V out,形成的电容电流为I=C*dv/dt.即：代入上式,有：重新安排各项,有：将其再化简,有：最后用S V out表示瞬时输出电压的纹波.考虑输出电压纹波比平均输出电压要小得多.后一项即可化简.最后,最大纹波在Sin zwt=-1时出现,峰峰纹波为：结论比较传统开关型电源.在试图预测PFC级电流和电压时,面临附加的困难：正弦调制.这就是临界导通型PFC的纹波为什么不可以忽略的原因.在本文里,可用下面方法克服之.●首先计算开关周期内的数值.●然后要考虑开关周期比AC线路周期小得多.要在整个正弦周期中积分.理论分析帮助我们预测PFC级组件的应力,升压电感、MOSFET、升压二极管.大电解电容计算出来做为设计参考.在实际试验中再选定.这就是临界导通型PFC的设计弱点.。
数字控制PFC（Power Factor Correction）电路是一种用于提高电源系统功率因数的技术。
在这篇文章中，我将深入探讨数字控制PFC电路的建模与环路设计，并共享我对这一主题的个人观点和理解。
一、数字控制PFC电路的重要性在现代电力系统中，高功率因数对于提高能源利用率和减少能源浪费至关重要。
数字控制PFC电路能够有效地改善电力系统中的功率因数，减少谐波失真，并提高系统的稳定性和效率。
对数字控制PFC电路的建模与环路设计是至关重要的。
二、数字控制PFC电路的建模1. 理想模型与实际模型在建模数字控制PFC电路时，我们首先需要区分理想模型和实际模型。
理想模型可以帮助我们更好地理解数字控制PFC电路的基本工作原理，而实际模型则需要考虑诸如元件损耗、非线性特性以及环境变化等因素的影响。
2. 建立数学模型建立数字控制PFC电路的数学模型是非常复杂的，需要考虑电压、电流、功率因数等多个因素的相互作用。
通过数学模型，我们可以对数字控制PFC电路的动态响应和稳定性进行分析，并进一步优化控制策略。
三、数字控制PFC电路的环路设计1. 电流环路设计电流环路是数字控制PFC电路中最关键的部分之一，它直接影响着输出电压的稳定性和谐波失真的程度。
在电流环路设计中，需要考虑电流控制技术、采样频率、滤波器设计等因素，以实现精确的电流控制和减小谐波失真。
2. 电压环路设计电压环路在数字控制PFC电路中起着监测和调节输出电压的作用。
通过合理的电压环路设计，可以实现快速的电压动态响应和稳定的输出电压。
四、个人观点和理解数字控制PFC电路的建模与环路设计是一项极具挑战性的工作，需要综合考虑电力电子、控制理论和数学建模等多个领域的知识。
对于我来说，深入研究数字控制PFC电路的建模与环路设计不仅可以拓展我的专业知识，还能够帮助我更好地理解和应用电力电子技术。
总结通过本文对数字控制PFC电路的建模与环路设计的探讨，我们可以清晰地了解数字控制PFC电路的重要性、建模方法、环路设计原则以及个人观点和理解。
pfc电流控制环路PFC电流控制环路PFC（Power Factor Correction，功率因数校正）电路是现代电子设备中常用的一种电路，其作用是校正设备输入电流的功率因数，使其接近于1，并且减少谐波电流的产生。
在本文中，将重点介绍PFC电路中的电流控制环路。
电流控制环路是PFC电路中的一个重要组成部分，它主要负责对输入电流进行实时监测和调节，以确保输出电流稳定和功率因数接近于1。
在PFC电路中，常用的电流控制环路有两种类型：电流模式控制和电压模式控制。
电流模式控制是一种基于电流反馈的控制方法，它通过对输入电流进行实时监测，并与参考电流进行比较，然后调整开关管的导通时间，以实现输出电流的稳定。
在电流模式控制中，通常采用电流反馈回路和PID控制器来实现对输入电流的控制。
电流反馈回路可以通过电流传感器来实现，它能够将输入电流转换为电压信号，并反馈给控制器进行处理。
PID控制器则根据电流反馈信号和参考电流之间的差异来调整开关管的导通时间，以达到输出电流稳定的目的。
电压模式控制是一种基于电压反馈的控制方法，它通过对输出电压进行实时监测，并与参考电压进行比较，然后调整开关管的导通时间，以实现输出电流的稳定。
在电压模式控制中，通常采用电压反馈回路和PID控制器来实现对输出电压的控制。
电压反馈回路可以通过电压传感器来实现，它能够将输出电压转换为电压信号，并反馈给控制器进行处理。
PID控制器则根据电压反馈信号和参考电压之间的差异来调整开关管的导通时间，以达到输出电流稳定的目的。
无论是电流模式控制还是电压模式控制，其核心原理都是通过实时监测和调节电流或电压，来实现对输出电流的稳定控制。
这种控制方式可以有效地提高PFC电路的功率因数，并减少谐波电流的产生。
同时，电流控制环路还可以提供过流保护和短路保护等功能，以确保设备的安全运行。
在设计PFC电路时，需要根据实际需求选择合适的电流控制环路类型，并进行参数调整和稳定性分析。
PFC电流环参数设计指南============本文档将详细介绍PFC（功率因子校正）电流环参数设计的主要方面，包括环路带宽、环路增益、相位裕度、采样电阻、滤波器、限流保护、零漂补偿以及交叉保护。
1. 环路带宽-------环路带宽是指电流环路能够响应的最大频率。
在设计环路带宽时，应考虑以下几个因素：* 开关频率：开关频率越高，环路带宽也应相应提高。
* 响应时间：为了在短时间内达到稳定状态，需要适当增加环路带宽。
* 噪声抑制：为了抑制高频噪声，可以适当增加环路带宽。
2. 环路增益-------环路增益是指电流环路对输入信号的放大倍数。
在设计环路增益时，应考虑以下几个因素：* 放大倍数：根据实际需要，选择合适的放大倍数。
* 线性范围：避免在放大倍数较大的情况下出现非线性失真。
* 稳定性：确保环路在各种条件下都能保持稳定。
3. 相位裕度-------相位裕度是指电流环路的相位差与90度之间的差值。
在设计相位裕度时，应考虑以下几个因素：* 稳定性：为了确保环路的稳定性，相位裕度应大于等于45度。
* 响应时间：适当减小相位裕度可以加快响应时间。
* 噪声抑制：适当增加相位裕度可以增强对高频噪声的抑制能力。
4. 采样电阻-------采样电阻用于将电流信号转换为电压信号。
在设计采样电阻时，应考虑以下几个因素：* 电阻值：根据实际需要选择合适的电阻值。
* 功率容量：考虑采样电阻上可能出现的最大功率损耗，并选择合适的电阻材质。
* 线性范围：选择线性范围较大的采样电阻，以减小非线性失真。
5. 滤波器-----滤波器用于消除电流信号中的高频噪声和干扰。
在设计滤波器时，应考虑以下几个因素：* 滤波器类型：根据实际情况选择合适的滤波器类型，如LC滤波器、RC滤波器等。
* 截止频率：根据需要选择合适的截止频率，以滤除高频噪声和干扰。
* 衰减率：考虑滤波器的衰减率，以确保达到预期的滤波效果。
6. 限流保护-------限流保护用于防止电流过大导致器件损坏或故障。
连续连续导通型导通型PFC 的控制环路设计ICE1PCS01控制IC 给出了一种全新的连续电流导通型(CCM)的控制方式，给出了全新的控制电路。
与传统连续导通型PFC 方式相比，它不用直接从AC 线路检测正弦信号作为参考信号，采用平均电流控制方式实现单位功率因数。
本文我们介绍和提供模型及工具以改善控制环路的特性, 我们的目标不仅要确保在窄的带宽下实现功率因数，还要给出足够的相移区域，以确保系统在整个工作范围内能稳定工作。
1,介绍传统的二极管整流放在电子设备前端，以从线路上取得决定于线路电压的脉冲电流。
产生的辐射及传导的电磁辐射导致供电系统变坏。
为此IEC61000-3-2的谐波调整采用有源功率因数较正电路的方法于近年流行。
对小功率的(200W)，断续导通型(DCM)的PFC 更适用。
其成本低廉，它仅有一个控制环, 即电压环。
在其控制方框电路中，设计容易也较简单, 但其固有的大电流纹波使得DCM 方式无法用于更大功率。
在大功率应用中, 连续电流型(CCM)的PFC 更为合适。
图1 DCM 和CCM 的工作原理图2 ICE1PCS01的应用电路在传统的CCM方式中，有两个控制环，称作电压环和电流环的传输函数。
因此，CCM的控制电路IC引脚很多，我们今天介绍的ICE1PCS01则仅有8个引脚, 而且各种保护特色都集成进去，成为新一代PFC控制器的典型作品。
其等效电路及应用电路如图2。
我们看到它不直接检测正弦波信号给IC, 在此控制环的补偿设计中仅有一个环路。
详细分析如下:2, 电压环补偿控制环路方框图如图3, 共有四个方框, 误差放大器G1(S)，IC的PWM调制器G2(S), 升压变换器的功率级G3(S)及反馈检测G4(S)。
图3 电压控制环的方框电路2.1反馈G4(S)反馈方框是一个简单的电阻分压器，用于监视大Bulk电容上的输出电压，电路如图4所示。
2.2误差放大器补偿G1(S)图4 G4的反馈电路图5 误差放大器的补偿回路误差放大器补偿电路示于图(5)，传输函数为：此处g OTA1为OTA1的跨导，典型为42uS 。
数字控制pfc电路的建模与环路设计在数字控制PFC电路的建模与环路设计方面，可以说是一个非常具有挑战性和复杂性的领域。
为了全面评估这个话题，首先我们需要从PFC（Power Factor Correction，功率因数校正）电路的基本概念和原理开始，了解其在电源管理中的重要性和应用，然后逐步深入到数字控制技术在PFC电路中的作用和优势，最后以环路设计为切入点，探讨数字控制PFC电路的建模与环路设计。
一、PFC电路的基本概念和原理PFC电路是用来提高电源的功率因数，即在交流电源和直流负载之间加入一个电路，使得输入电流与电压之间的相位差接近于零，从而减小交流电源对谐波干扰和EMI（Electromagnetic Interference，电磁干扰）的影响。
传统的PFC电路通常采用模拟控制技术，但其受到控制精度和系统稳定性的限制。
二、数字控制技术在PFC电路中的作用和优势数字控制技术的发展为PFC电路带来了新的机遇和挑战。
通过数字控制技术，可以实现对PFC电路的精确控制和灵活调节，提高系统的稳定性和可靠性。
与传统的模拟控制相比，数字控制技术还可以实现更高效的能量转换和更精确的功率因数校正。
三、数字控制PFC电路的建模在数字控制PFC电路的建模过程中，需要考虑到数字控制器的选型和参数设置、电源拓扑结构的特点以及各种外部环境因素的影响。
通过建立合理的数学模型，能够更好地理解PFC电路的工作原理和性能特点，为环路设计提供可靠的理论基础。
四、环路设计环路设计是数字控制PFC电路中的关键环节，它直接影响到系统的稳定性和动态性能。
在环路设计中，需要综合考虑控制策略、反馈路径、滤波器等因素，以达到良好的跟踪和稳定性能。
还需要考虑到数字控制器的采样频率和计算延迟对系统性能的影响，从而做出合理的调整和优化。
个人观点与理解在数字控制PFC电路的建模与环路设计过程中，需要根据具体的应用场景和要求来选择合适的数字控制技术和算法，以实现对PFC电路的精确控制和优化设计。
连续导通平均电流型PFC电路的设计程序连续导通平均电流型PFC电路适合中功率和大功率使用。
它的峰值电流相对较小，电感及功率MOSFET都比较好选择。
ONSEMI公司最新推出的NCP1653即是一款很优秀的控制IC。
NCP1653是一个CCM型的预升压调整器﹐它以PWM方式控制功率开关的导通时间，工作频率固定且，采用连续的升压电感电流的方式工作。
NCP1653采用DIP-8或SO-8封装﹐电路最大限度地减小了外围元件数﹐有效的执行PFC功能，它还集成了高度安全的保护特色﹐使的得这款IC能够驱动和控制一个有效输入功率箝制的PFC功能。
选用NCP1653是一个理想的方案﹐它使系统成本低廉，可靠且功率因数很高。
还具备了全部功率因数校正所必备的功能，建起有效的PFC级。
其特色有：1，高竞争力和可塑性。
2，微功耗和关断控制功能。
3，各种安全保护功能。
4，最大输出电流限制。
5，输出过压和欠压保护和关断。
6，输出过功率限制。
7，芯片过热关断功能。
图1 NCP1653组成的PFC前级电路当选定控制IC以后，首先决定其外围元件的数值，然后开始以下几个步骤。
第一步﹕功率元件的选择﹕１﹒磁芯选择通常采用限制电流纹波的方法﹐使其工作在预检值之下﹐纹波电流为最大电流的 15%。
输入电流在低线路时最大，其为﹕此处,Pout max 是最大输出功率，Vac min是最低输入电压，η是效率。
如果我们假设η＝92％﹐则I in(max)==5.1A。
磁芯纹波电流的峰-峰值由下式给出﹕I riple ==典型目标，电流纹波为AC电流幅度的10-50%，这样，所需的电感量为：对于100KHz的f和390V的V out(max) L = 557μH，取600μH。
最后忽略磁芯的纹波电流，则Ｉcoil rms = Pout / η*Vac(low)，其均方根值等于AC线路RMS电流，所以磁芯的均方根电流Icoil rms为：最后结果，L = 600uH，I coil max = 5.8A，I coil rms = 3.7A。
PFC电路设计2014.11.14duguqiubai1234@PFC意思是“功率因数校正”，功率因数表示有功功率与视在功率之间的关系，也就是有效功率除以视在功率的比值。
功率因数可以衡量电能被有效利用的程度，功率因数越大，表示电能利用率越高。
一、无功功率的产生如果负载是纯电阻性的，那么电流和电压的相位将始终保持一致，此时功率因数为1。
但电路中常常存在着电容和电感。
电容和电感是储能器件，这将使得电流和电压的相位不一致。
在图1中，对于某一负载，u(t ) , i(t ), P(t )分别是负载上的电压函数、电流函数和功率函数。
可以看出电流和电压相位不一致。
这将造成U * I > P。
(U、I、P分别是u(t ), i(t ), P(t )的有效值)图1电流和电压相位不一致，产生无功功率，无功功率对应的电流在电阻上产生热量，造成电能浪费。
同时无功功率造成电网电压波形畸变，影响其他用电设备的正常运行。
为提高功率因数，我们可以增加PFC电路。
二、PFC 电路设计2.1 PFC 电路基本原理如图2，G 表示0电势点。
U AG （t ）表示AG 两点间的电压函数，I （t ）表示流经AG 的环路电流函数（该电流既包括图2中的红色实线部分，也包括红色虚线部分）。
PFC 电路的作用是使电流函数的相位跟踪电压函数的相位，使得电流和电压同相位。
图2图2中的PFC 电路是一个Boost 电路。
通常Boost 功率电路的PFC 有三种工作模式：连续模式、临界模式和断续模式。
控制方式是输入电流跟踪输入电压。
其中连续模式指电感中的电流是连续的。
这种模式电流波动最小，效率最高。
FPC 电路可以采用MCU 编程控制，也可以采用专用芯片控制。
专用芯片方式电路简单可靠，不必花费时间编程，同时有供应商提供技术支持。
因此我们选择专用芯片方案。
2.2 确定输出电压U o输入电网电压一般都有一定的变化范围（U in ±Δ%），为了输入电流很好地跟踪输入电压，Boost 级的输出电压应当高于输入最高电压的峰值，输出电压一般是输入最高峰值电压的1.05~1.1倍。
飞兆推出交错式连续导通模式PFC控制器
大功率应用(如空调电源)设计者需要功率因数校正(PFC)来改善功率因数(PF)和谐波，避免恶化电网。
为了满足客户的需求，飞兆将功率器件、专业设计和制造经验完美结合，帮助客户为各种电子产品提供电源。
FAN9673是业内首款交错式连续导通模式(CCM)PFC控制器，可采用最小的电感和最低额定功率开关器件进行大功率PFC控制，从而延长电容使用寿命。
与其它仅能提供两个或更少通道且功能较少的解决方案不同，FAN9673 可轻松地在单、双和三通道之间切换并保持良好的相位管理。
该器件还具有简单的差模电流感测电阻和可配置输出电压控制。
这一特性实现了简便、紧凑和经济的设计，适合高达9kW的大功率PFC应用。
飞兆电源转换部副总裁DHCho表示：飞兆专注于了解客户的需求，帮助每位客户开发电源解决方案。
通过倾听客户的需求，我们开发了FAN9673，帮助设计者改进设计的稳定性和效率，同时降低成本、节省电路板空间。
主要功能：
-连续导通模式控制
-最多三通道PFC控制
-差模电流感测
-可编程工作频率范围：18kHz~40kHz或55kHz~75kHz
-可编程PFC输出电压
-两种限流功能
-TriFaultDetect™功能可防止反馈环路故障
应用。
ccm的pfc控制方式的资料！新型低成本CCM PFC控制器原理与测试摘要：一种新的连续导通模式(CCM)的功率因数校正(PFC)控制器，被命名为ICE1PCS01, 是基于一种新的控制方案开发出来的。
与传统的PFC解决方案比较，这种新的集成芯片(IC)无需直接来自交流电源的正弦波参考信号。
该芯片采用了电流平均值控制方法，使得功率因数可以达到1。
通过增强动态响应的方法使得负载突然波动时的动态特性得到改善。
独特的软启动方式防止了启动时过高的浪涌电流。
为了确保系统的安全运行，也提供了各种保护措施。
本文将介绍该芯片工作过程，同时提供了测试结果。
此芯片采用双列直插8管脚的封装形式，适用于低成本的PFC设计。
一、简介传统的用于电子设备前端的二极管整流器，因为导致电源线的脉冲电流，干扰电网线电压，产生向四周辐射和沿导线传播的电磁干扰，导致电源的利用效率下降。
近几年来，为了符合国际电工委员会61000-3-2的谐波准则，有源PFC电路正越来越引起人们的注意。
对于小于200瓦的小功率装置，不连续调制模式(DCM)因其低廉的价格受到普遍欢迎。
另外，它的控制电路块中只有一个电压控制环，因而采用DCM的PFC设计简单易行。
然而，由于它固有的电流纹波较大，DCM很少应用于大功率场合。
在大功率场合，CCM的PFC更具有吸引力。
在CCM的拓扑结构中，它的传输函数存在电压环和电流环两个控制环路。
因而CCM 的控制电路设计复杂，CCM PFC控制器的管脚数目也较多。
ICE1PCS01这种新的PFC控制器，是为了降低设计费用和难度而开发的。
它仅有8个管脚。
此外，根据故障模式影响分析(FMEA)，很多的保护电路被集成在这块芯片中。
本文将对此IC的功能进行详细地介绍，并通过测试结果验证了它的性能。
二、芯片功能1. 无直接参考正弦波传感信号的均值电流控制传统的CCM PFC结构电路如图1所示。
图1：传统的CCM有源PFC电路和它的波形可以看出，在传统的PFC电路存在两个控制环。
pfc平均电流控制电流环带宽一、概念PFC技术是为了提高电源的功率因数而采取的一种补偿措施。
在交流电源输入直流电源系统中，为了减小电源对电网的污染，提高电源利用率，需要对输入电流进行修正。
平均电流控制电流环是PFC 技术中的一个重要环节，通过控制电流环的带宽，可以实现对输入电流的精确控制。
二、作用平均电流控制电流环的主要作用是实现输入电流的精确控制，以达到功率因数校正的目的。
在PFC系统中，电流环的带宽直接影响着系统的响应速度和稳定性。
因此，合理设计电流环的带宽对于PFC 系统的性能至关重要。
三、设计要点1. 带宽选择：电流环的带宽需要根据具体的系统要求进行选择。
一般来说，带宽越大，系统的响应速度越快，但也容易引起系统的不稳定。
因此，在设计中需要综合考虑系统的响应速度和稳定性，选择合适的带宽。
2. 控制策略：平均电流控制电流环的控制策略可以采用PID控制、模糊控制等方法。
在选择控制策略时，需要考虑系统的要求、控制精度和实际应用情况。
3. 滤波设计：在电流环设计中，需要考虑滤波器的设计。
滤波器可以起到抑制干扰信号、减小噪声干扰的作用，提高系统的稳定性和抗干扰能力。
四、影响因素1. 系统负载变化：当系统负载发生变化时，平均电流控制电流环需要及时调整输出电流，以实现功率因数校正。
因此，系统负载的变化直接影响着电流环的带宽选择和控制策略的设计。
2. 电源电压波动：电源电压的波动会影响输入电流的稳定性和精确度，进而影响平均电流控制电流环的设计和控制效果。
3. 控制器性能：电流环的带宽和控制策略的选择也受到控制器性能的影响。
控制器的采样速度、计算能力和控制精度等因素，都会对电流环的设计和控制效果产生影响。
PFC平均电流控制电流环的带宽选择是PFC技术中的一个重要环节。
合理选择带宽、设计控制策略以及考虑影响因素，可以实现输入电流的精确控制，提高系统的功率因数，减小对电网的污染，提高电源利用率。
在实际应用中，需要根据具体的系统要求和实际情况进行设计和调整，以达到最佳的控制效果。
totem pfc环路设计有关直流/直流电源的科技发展情况已经有了巨大的进步，因为它能够有效地处理大量的能量，而且占用空间更少，成本更低。
因此，能够有效地控制这些电源的技术现在正在被实施。
在这方面，Totem PFC环路是一个非常重要的设计过程。
Totem PFC环路设计是一种将普通的钳位变压器和滤波器组装成一个较大的环路来达到高功率因数校正（PFC）的方法。
它把一个系统分割成多个单元，然后把它们组合成一个更大的系统。
Totem PFC环路具有很多优点。
首先，它具有电压跟踪和突发模式的功能，从而使系统具有更高的效率。
其次，该环路使用了普通的钳位变压器来达到PFC的功能，而且由于它的结构比较简单，可以节约许多材料成本。
再次，它可以以较低的价格提供非常高的PFC功能，而且可以让用户更灵活地控制系统的功率输出。
Totem PFC环路在技术上也有一些缺点，特别是在突发模式下，其瞬态响应性能较差，也可能会出现过载问题，因此，在设计过程中应该格外注意这些缺点。
在实际的Totem PFC环路设计中，应从三个方面对其进行设计，即滤波器设计，钳位变压器设计和系统控制设计。
首先是滤波器设计，这是Totem PFC环路设计的基础设计，必须采取合适的设计，以保证系统能满足PFC要求，并保证质量。
其次是钳位变压器设计，要考虑变压器的结构，包括其中的各个元件之间的连接分布，电流分布等，以及它们之间应有的物理结构，以此来满足电磁兼容要求，并使得变压器具有足够的功能。
最后，是系统控制设计，要实现Totem PFC环路的最佳性能，必须采取合理的控制策略，比如电压跟踪和瞬态模式等，以及控制接口设计，比如模拟量输入，数字I/O等，以此来保证系统能够可靠地工作。
总之，Totem PFC环路设计是将普通的钳位变压器和滤波器组装成一个较大的环路，从而实现高功率因数校正（PFC）的技术。
它具有较高的效率，较低的价格，可以节省材料成本，而且可以灵活地控制功率输出。
连续导通型PFC的控制环路设计
ICE1PCS01控制IC给出了一种全新的连续电流导通型(CCM)的控制方式，给出了全新的控制电路。
与传统连续导通型PFC方式相比，它不用直接从AC
线路检测正弦信号作为参考信号，采用平均电流控制方式实现单位功率因数。
本文我们介绍和提供模型及工具以改善控制环路的特性, 我们的目标不仅要确保
在窄的带宽下实现功率因数，还要给出足够的相移区域，以确保系统在整个工作范围内能稳定工作。
1,介绍
传统的二极管整流放在电子设备前端，以从线路上取得决定于线路电压的脉冲电流。
产生的辐射及传导的电磁辐射导致供电系统变坏。
为此IEC61000-3-2的谐波调整采用有源功率因数较正电路的方法于近年流行。
对小功率的(200W)，断续导通型(DCM)的PFC更适用。
其成本低廉，它仅有一个控制环, 即电压环。
在其控制方框电路中，设计容易也较简单, 但其固有的大电流纹波使得DCM方式无法用于更大功率。
在大功率应用中, 连续电流型(CCM)的PFC更为合适。
图1 DCM和CCM的工作原理
图2 ICE1PCS01的应用电路
在传统的CCM方式中，有两个控制环，称作电压环和电流环的传输函数。
因此，CCM的控制电路IC引脚很多，我们今天介绍的ICE1PCS01则仅有8个引脚, 而且各种保护特色都集成进去，成为新一代PFC控制器的典型作品。
其等效电路及应用电路如图2。
我们看到它不直接检测正弦波信号给IC, 在此控制环的补偿设计中仅有一个环路。
详细分析如下:
2, 电压环补偿
控制环路方框图如图3, 共有四个方框, 误差放大器G1(S)，IC的PWM调制器G2(S), 升压变换器的功率级G3(S)及反馈检测G4(S)。
图3 电压控制环的方框电路
2.1反馈G4(S)
反馈方框是一个简单的电阻分压器，用于监视大Bulk电容上的输出电压，电路如图4所示。
2.2误差放大器补偿G1(S)
图4 G4的反馈电路图5 误差放大器的补偿回路
误差放大器补偿电路示于图(5)，传输函数为：
此处g OTA1为OTA1的跨导，典型为42uS 。
极点和零点在整个环路的调整采用跨越整个100Hz以下的频率, 并为环路稳定建起足够的相移区域。
2.3 PWM调制G2(S)
由于CCM工作方式固有的, 在升压式变换中有:
正弦参考信号仅在Doff间隔内获得，控制电压Vcomp送到PWM方框中去控制平均升压电感电流，传输函数G2(S) 表述的细节如下:
2.4功率级G3(S)
功率级的传输函数G3(S)定义如下:
此处,V out为直流输出电压, Iout为直流输出电流,I A VE为电感电流的平均值。
2.4.1 V out/Iout
在上述假设之下, 功率级可以如图6建模。
可控电流源(并联电阻Re)去驱动输出Bulk电容Cout及负载电阻Rout (V out/Iout)，由于Cout的ESR远在跨越频率之外，可忽略不计。
几个代数操作就展示出并联电阻Re等于总直流负载电阻Rout。
于是，它的改变仅取决于系统的递出功率。
这里有两种负载在应用，两种情况将给出不同的结果，两种情况为电阻负载或恒功率负载。
对于纯电阻负载。
AC负载电阻为R，在恒功率负载如附加一个隔离的DC/DC变换器，则AC负载电阻即等于Ro。
如果DC总线减小，则PFC电流就加大，因此展示出负信号。
作为结果，与Re联合并趋于无穷，而两电阻取消，电流源仅驱动输出电容，结果总结如下：
在此文中，仅讨论恒功率负载状况。
图6 功率级建模图7 I OUT/I A VE的简化特性
2.4.2 Iout/I A VE
电流源Iout物性可用下图7表示。
低频元件，升压二极管电流，由平均放
电的电感电流在给定开关周期求出，低频电流平均盖过半个周期，成为直流输出负载Iout。
此处，D是开关周期，α是主电压瞬时相角，Vin是输入均方根电压，I AVE-PK 用I AVE取代，而Doff为关断期, 则：
在恒功率负载时传输函数G3(S)为:
2.5整个开环的传输函数
合并所有上面的方框, 整个电压环的开环增益为:
由于PF的需要，固有的PFC动态电压环补偿总是采用低带宽的来执行。
此为不使源于2*fL纹波。
例如对50Hz AC线路输入，PFC电压环带宽通常设置在20Hz以下。
补偿电路R4，C2及C3都选用使环路增益及相移区域达到最佳化。
3, 电流环调整率及传输函数G2(S)
用新概念的间接正弦波检测方法ICE1PCS01 集成了电流调整器环路，方框图如图8，函数为G2（S）。
图8 电流环的方框电路
3.1, 平均电流电路
平均电流方框的传输函数表示如下式:
此处，K1为设计的常数，为T。
Ccomp为Icomp端的电容，g OTA2为误差放大器OTA2的跨导。
对平均电流型控制, 典型为1.1ms。
M1为非线性增益的方框输出M1max = 0.9，根据此特性画出图9。
图9 非线性方框的特性
平均电路的传输函数是滤波器输出的开关电流纹波，所以平均电路的角频f A VE必须低于开关频率fsw，然后有:
由于跨过整个频率fv的电压环固有地远离于f A VE以下，K A VE(S)的表达式可以简化，以便于电压环的计算。
3.2, 电流环增益方框
传输函数Kc(S)和K Boost(S)
此处，K FQ为设计常数，等于9.183，L是升压电感，M1及M2是非线性增益方框输出，M1=0.9，M2=1.3在Vcomp=5.5V时，(AC为85V满载)M1=0.45，M2=0.3, Vcomp = 3.5V (AC为265V满载)。
电流调整器的开环增益为Gc(S)。
选择Ci comp必须满足电流环fc的跨越频率fsw的要求。
根据电流调整器环路方框有:
化简此，I A VE给电压环计标，用fv<<fA VE及fc<<fc，给出:
然后PWM调制的传输函数为：
此处，K2为设计常数，等于1.837.(Vcomp=5.5V时)及0.328(Vcomp=3.5V 时)。
4，设计实例
目标为300W, 通用AC电压输入。
恒功率负载，V out = 400V DC Cout = 330uf/450V fsw = 125KHz。
Rsense = 0.08Ω，升压电感L=1.2mH，Vsease驱动，R1 = 780KΩ，R2 = 10KΩ
4.1, 电流的平均值
用goTA2 = 1.1ms ，M1max = 0.9及fA VE = 24KHz有:
选C:comp=1nf
4.2, 电流环调整率
Gc(S)的幅度及相角示于图10，定义为电流环的稳定区,所需之fc少于开关频率。
整个跨越频率及相移区为2KHz及85°(85V AC)及15KHz及40°(对265V AC)
4.3, 电压环调整率.
从以上部分可以得出:
G1(S)用于提供足够的相移区域,还限制带宽在20Hz以下，R4，C2及C3可以按需选择。
fcz通常选为1Hz~10Hz,以增加相角，fop通常先在40~70Hz，为快速拉下增益幅度及抑制高频干扰, 在此例中，fcz = 5Hz，fcp = 50Hz。
C2及C3计算得到G2(S)跨越10Hz到20Hz整个频段，增益辐度G2,G3,G4在85V AC满载时如图11示。
它可在f =10Hz时看出，增益为-2db，所以G1将
提供+2db的增益于f = 10Hz处，考虑到C2>>C3，此为fcz<fcp，所以：
选C2 = 1uf 。
根据，，则：
选择R4=33KΩ
而
选择C3 = 100nf。
整个电压环的增益辐度及相移区域在85V AC及265V AC满载条件下示于图11及图12, 在85V AC跨越频率fv约11Hz，相移54O C。
在AC265V跨越频率fv 处为18Hz，相移56O C。
图10 电流环的一对极点和相角
图11 电压环在85V AC 时的一对极点和相角
图12 电压环在265V AC 时的一对极点和相角。
