ISSN 100020054CN 1122223 N
清华大学学报(自然科学版)J T singhua U niv (Sci &Tech ),2003年第43卷第3期
2003,V o l .43,N o .319 38
3572360
基于三电平中点箝位逆变器的高压变频调速器
刘文华, 宋 强, 严干贵, 陈远华, 于庆广
(清华大学电机工程与应用电子技术系,北京100084)
收稿日期:2002203208
作者简介:刘文华(19682),男(汉),湖南,副研究员。
E 2m ail :liuw enh @public .bta .net .cn
摘 要:针对目前工业应用中对高压大容量变频调速装置的迫切需求,设计并实现了一种基于集成门极换向晶闸管
(IGCT )器件的新型6kV 1800kVA 高压变频调速器。其中
交流输入侧采用移相变压器隔离的24脉冲整流电路以保证输入侧功率因数大于0.96;中间直流环节直流电压为
10kV ;逆变部分采用三电平中点箝位(N PC )电压型逆变
器,并采用2只4.5kV 的IGCT 器件串联运行,逆变器输出线电压为6kV 。N PC 逆变器采用变频特定消谐脉冲宽度调制(SH E 2P WM ),且输出采用L C 滤波器来减小d v d t 及谐波畸变率。装置采用IGCT 作为电子开关取代传统的快速熔断器进行快速的桥臂过电流保护。装置试验表明这种高压变频器具有很好的性能及可靠性。
关键词:高压变频器;集成门极换相晶闸管(IGCT );特定
谐波消除
中图分类号:TM 464
文献标识码:A
文章编号:100020054(2003)0320357204
M ed iu m voltage dr ives ba sed on three -level
neutra l po i n t clam ped i nverter
L I U W e nhua ,SONG Q ia ng ,Y AN Ga ngui ,
CHEN Yua nhua ,Y U Q inggua ng
(D epart men t of Electr ical Engi neer i ng ,Tsi nghua Un iversity ,Be ij i ng 100084,Chi na )
Abstract :A series of m edium vo ltage drives w ere developed using
th ree 2level neutral po int clamped (N PC )inverters w ith integrated gate comm utated thyristo rs (IGCT s ).A 242pulse rectifier w as used on the utility side to ensure an input pow er facto r above 0.96.T he vo ltage on DC side w as 10kV.T he N PC 2V S I output vo ltage can reach 6kV th rough two 4.5kV IGCT s connected in series .T he harmonics and d v d t of the output vo ltages are supp ressed by a L C filter .Selected harmonic eli m inated pulse w idth modulati on (SH E 2PWM )w as emp loyed fo r the inverter to ensure safe operati on of the L C filter .Fast over 2current p ro tecti on w as p rovided by the IGCT instead of a traditi onal fuse .V ari ous tests have p roved the h igh reliability and robustness of the m edium vo ltage drives .Key words :m edium vo ltage drives;
integrated gate comm utated
thyristo r (IGCT );selected harmonic eli m inati on pulse
w idth modulati on (SH E 2PWM )
大功率电力电子器件及大规模集成电路技术的
发展,使采用高高直接变换方式实现高压(6kV ,10kV )变频调速装置成为可能。高高方式的变频器具有体积小、重量轻、效率高、性能价格比更高等优点,因而得到越来越多的应用。目前,国内高压大容量变频器主要依靠进口。ROB I N CON 公司的产品主要采用单元串联单相桥式主电路结构[1];ABB 公司产品采用基于IGCT 的三电平中点箝位逆变器
(N PC 2V S I )[2,3]
,但最高输出电压为4.16kV ;S IE M EN S 公司产品采用IGB T 串联运行的三电平
N PC 逆变器[4]
。国内也有几家公司推出了采用基于
1.2～1.8kV IGB T 器件的单相桥串联式主电路结
构的高压变频器产品,这种结构采用数量较多的
IGB T 器件、
信号调制复杂使得整体可靠性较差,输出功率也因IGB T 单管容量的限制而受到限制。
本文介绍了一种基于集成门极换向晶闸管(IGCT )的三电平中点箝位(N PC )逆变器的6kV 1800kVA 高压变频调速装置的设计与实现。其中输入侧采用24脉冲整流技术使交流输入侧功率因数高达0.96,输入电流谐波总畸变率小于5%;逆变部分采用三电平N PC 逆变器,开关器件采用2只4.5kV 的IGCT 器件串联运行;输出采用L C 滤波器减小输出电压、电流谐波及输出电压d v d t 。该装置的实现技术可以应用于6kV 电压等级,容量为1～6M VA 的系列高压变频调速装置。
1 主电路结构
图1为采用IGCT 三电平N PC 逆变器的高压变频调速器的主电路图。
图1 基于IGCT
中点箝位三电平逆变器的高压变频调速器主电路图
1.1 24脉冲移相整流变压器
三相6kV 交流电压输入到24脉冲移相整流变压器T R 的原边。T R 副边输出四组三相绕组,原边输入线电压为6kV 时,副边每组绕组线电压为1.75kV ,且每组绕组输出电压相对于参考电压的相位依次为0°,15°,30°,45°。经过移相整流变压器,网侧电流谐波主要集中在23和25次,再通过对输入变压器漏抗的设计,可以保证50%以上负载时,输入功率因数达到0.96以上,输入电流总谐波畸变率(THD )小于5%。整流后直流电压达到9～10kV ,从而保证后级N PC 逆变器输出线电压有效
值能达6kV 。为了达到以上要求,变压器副边绕组
匝数比还应满足以下条件:
A 1=
B 1=
C 1, a 1=b 1=c 1, a 2=b 2=c 2,
a 3=
b 3=
c 3, a 4=b 4=c 4, a 5=b 5=c 5,
a 6=
b 6=
c 6;
A 1 a 1=3.43 1, A 1 a 2=7.26 1;A 1 a 3=19.88 1, A 1 a 4=5.94 1;A 1 a 5=7.26 1, A 1 a 6=19.88 1.
4个三相整流桥B 1,B 2,B 3,B 4的输出串联,并经电容C 1,C 2滤波后构成两组额定电压为5kV 的直流电压源。S A ,S B 均为9kV 耐压的IGCT 器件,分别由两个4.5kV 耐压的IGCT 器件串联而成。S A 与S B 分别构成正负母线快速动作的过电流保护电子开关,在逆变侧发生故障时快速关断(动作时间为Λ
s 级),将整流桥与逆变器断开,使得逆变器的运行更加安全。R STA 和R STB 起到在输入合闸时限制电容C 1和C 2的充电电流的作用。1.2 三电平NPC 逆变器
三电平N PC 逆变器所用功率器件S A 1—S A 4,B 1—B 4,C1—C4均为9耐压组件,分别
由两个4.5kV 耐压的IGCT 器件串联而成。D A +,
D A -,D A 12D C2为耐压9kV 的功率二极管组件,分别由两个4.5kV 耐压的二极管串联而成。IGCT 优异的特性使得其串联运行均压电路很简单。IGCT 和二极管串联运行的静态、动态均压电路见图2。
图2 串联IGCT 及二极管器件静态与动态均压电路
图1中L A +和L A -分别为正负母线阳极电抗,用于抑制IGCT 开通时电流上升速度d i d t 。R A +,
C A +,
D A +和R A -,C A -,D A -分别构成阳极电抗的
箝位电路。L A C A ,L B C B ,L C C C 分别构成A ,B ,C 相输出电压滤波电路,使得三相输出电压接近正弦波,以避免d v d t 对电机的危害,并抑制电机轴承电流问题[5]。1.3 LC 滤波器
L C 滤波器中电感L 和电容C 的参数选择受以
下条件的约束:
1)电感L 上基波电压降越小越好;2)电容C 中的基波电流越小越好;
3)L C 串联谐振频率与逆变器PWM 电压中的最低次谐波频率越远越好,也就是使L C 中的高次谐波电流尽可能小。L C 谐振频率为:
f C =1
2ΠL C
;
4)电容与电机之间发生的自激振荡电压幅值不能超过机端额定电压。
8
53清华大学学报(自然科学版)2003,43(3)
如果逆变器突然停止工作,由于惯性电机继续旋转,同时滤波电容为电机定子提供了容性电流,使电机处于自励发电状态,引起滤波电容与电机之间自激问题。发生自激后自激电流幅值不断增长,机端电压幅值也不断增长。随着自激电流的增长,电机磁路发生饱和,机端电压达到最高点,随后转速逐渐下降,机端电压也随之下降到零。自激过程中,如果自激电压过大,将会对功率开关器件和电机都造成损坏。避免自激振荡的条件是:
C <1
2Πf x m ,
其中X m
为电机激磁电抗,要考虑其饱和特性。
2 变频SHE -P WM 调制
为了更好的避免输出L C 滤波器的谐振问题,三电平逆变器的脉冲宽度调制(PWM )控制采用了变频的特定谐波消除PWM (SH E 2PWM )方法。SH E 2PWM 根据事先计算好的开关角度,控制各功
率器件的开关时间,使输出电压达到所期望的输出电压波形。开关角度的计算是基于在控制电压基波分量的同时能够消除某些特定次数的谐波。图3为逆变器A 相输出电压波形示意图,其中N 为1 2周期内的脉冲数,B 相和C 相输出电压波形只是在相位上相差
120°和-120°。考虑到IGCT 器件的开关特性,将每周期IGCT 的开关次数N 按输出电压频率分段设置,使得输出频率在3～50H z 范围变化时,IGCT 的开关频率在300～700H z 范围内变化。
图3 NPC P WM 逆变器的A 相输出相电压波形
SH E 2PWM 的开关角度是通过求解一组关于
脉冲触发角的非线性超越方程组得到[6],目的是消除特定的低次谐波。设M 为可以选择消除的最高次谐波。当N 为偶数时,M =3N -1;N 为奇数时,M =3N -2。需求解的非线性方程如下:
6N
k =1(-1)
k +1
co s (Αk )=
Π
4
m ,6
N
k =1
(-1)k +1co s (n Αk )=0, n =5,7,…,M .
其中m 为基波电压调制比。
3 控制与保护
图
4为装置的总体构成框图。控制与监测功能由一台工业计算机及若干采集卡完成。控制器采用
自适应V f 控制算法,根据电机转速、
逆变器直流电压及输出电流大小计算出当前所需V ,f 值,并将通过并口发给D S P 脉冲发生器,脉冲发生器将离线计算并存储好的六路S H E 2PW M 数据输出至脉冲分配与保护板,经处理后输出给24只逆变
IGCT 。
图4 装置的构成框图
脉冲分配与保护板将六路脉冲做反相、死区、脉冲互锁、最小开通时间与最小关断时间限制等处理,并通过IGCT 故障诊断、直流过压与欠压保护、输出过流保护、桥臂直通保护、滤波电容过流保护等保护措施来实现封锁脉冲与主开关跳闸等操作。
由于每只IGCT 均与另一只IGCT 串联运行,任一驱动电源故障都将危及两只IGCT 的安全,因此对其驱动电源的可靠性要求很高,且每个驱动电源(直流20V ±0.5V )应设置电压欠压和过压监视,一旦发生欠压和过压,应返回信号到保护电路,封锁逆变脉冲并调闸,保护串联运行的IGCT 。
当发生桥臂短路时,桥臂电流迅速上升并超过
IGCT 最大可关断电流,此时不能再发出IGCT 关
断脉冲,而应使逆变驱动脉冲保持为短路时状态,短
路的IGCT 依靠其浪涌能力承受短路电流,并且保护IGCT S A ,S B 的快速关断使逆变器与整流器断开。
4 试验结果
4.1 输出电压
图5a 和5b 为装置输出电压频率为25H z 时的输出线电压波形及谐波频谱图,输出电压总谐波畸变率(T H D )为4.15?;图6a 和6b 为装置输出电压频率为50H z 时的输出线电压波形及谐波频谱图,输出电压总谐波畸变率(T H D )为2.57?。装置
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53刘文华,等: 基于三电平中点箝位逆变器的高压变频调速器
输出电压谐波含量达到了设计要求
。
图5 25Hz 时的输出线电压
图6 50Hz 时的输出线电压
图7 逆变脉冲封锁后自激振荡电压波形
4.2 封锁时的自激振荡
图7为装置带6kV 320kW 电机在50H z 运行
时突然封锁逆变脉冲后滤波电容相电压自激振荡波
形。线电压峰值达到8kV 并使直流电容电压上升到8kV 。由前面的分析可知,当电机容量增大时,其激磁电感减小,振荡电压应下降,因而在带更大容量的电机运行时应是安全的。
5 结 论
IGCT 优异的开关特性及串联运行特性使得采
用三电平N PC 逆变器实现6kV 1800kV A 高压变频调速装置非常成功,装置达到了高输入功率因数、低输入电流谐波、正弦输出电压波形、高效率及高可靠性等性能。采用S H E 2PW M 调制及正确设计L C 滤波器是保证逆变器安全、稳定运行的关键。
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63清华大学学报(自然科学版)2003,43(3)
所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。 三电平逆变器的工作原理 以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2; 若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。
“1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流 从O点顺序流过箱位二极管D a1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0”状态，如图所示。
三电平逆变器的主电路结构及其工作原理 所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。 三电平逆变器的工作原理 以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2; 若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。
“1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流 从O点顺序流过箱位二极管D a1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0”状态，如图所示。 (3) 当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开 关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电，该相输出端电位等同于负极点电位，输出电压U=-V dc/2;若负载电流为负方向，则电源对电容C2充电，电流流过主开关管Sa3、Sa4注入负极点，该相输出端电位仍然等同于负极点电位，输出电压U=-V dc/2。通常标识为“-1”状态，如图所示。
[三电平逆变器的主电路结构及其工作原理]三电平逆变器 工作原理 三电平逆变器的主电路结构及其原理 所谓三电平是指逆变器侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱 位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT 开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。 三电平逆变器的工作原理 以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假 设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+Vdc/2;若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1
充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+Vdc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。 “1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从O点顺序流过箱位二极管Da1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管Da2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0”状态，如图所示。 (3) 当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电，该相输出端电位等同于负极点电位，输出电压U=-Vdc/2;若负载电流为负方向，则电源对电容C2充电，电流流过主开关管Sa3、Sa4注入负极点，该相输出端电位仍然等同于负极点电位，输出电压U=-Vdc/2。通常标识为“-1”状态，如图所示。 三电平逆变器工作状态间的转换
三电平逆变器的主电路结构 及其工作原理 -标准化文件发布号：（9556-EUATWK-MWUB-WUNN-INNUL-DDQTY-KII
三电平逆变器的主电路结构及其工作原理 所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压 (+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。 三电平逆变器的工作原理 以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压 U=+V dc/2;若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。
“1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流 从O点顺序流过箱位二极管D a1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0”状态，如图所示。 (3) 当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开 关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电，该相输出端电位等同于负极点电位，输出电压U=-V dc/2;若负载电流为负方向，则电源对电容C2充电，电流流过主开关管Sa3、Sa4注入负极点，该相输出端电位仍然等同于负极点电位，输出电压U=-V dc/2。通常标识为“-1”状态，如图所示。
收稿日期:2004-02-24 作者简介:陶生桂(1940-),男,江苏常熟人,教授,博士生导师.E 2mail :hb9139@https://www.doczj.com/doc/288236226.html, 三电平逆变器中点电位平衡 电路的设计与仿真 陶生桂,龚熙国,袁登科 (同济大学沪西校区电气工程系,上海 200331) 摘要:多电平逆变器在中高压大功率场合得到了广泛的研究和应用.二极管中点箝位三电平逆变器是一种简单实用的多电平逆变器,但是三电平逆变器直流侧中点电位偏移问题影响着逆变器及其电机调速系统的可靠性.为此提出了一种用于三电平逆变器中点电位平衡的硬件电路,详细介绍了其工作原理以及参数设定,并用Matlab/ Simulink 仿真工具对系统进行了研究,给出了较好的仿真结果. 关键词:三电平逆变器;中点电位平衡;二极管箝位 中图分类号:TM 464 文献标识码:A 文章编号:0253-374X (2005)03-0395-05 Design and Simulation of Novel Circuit for Neutral 2Point Voltage Balance in Three 2Level Inverter TA O S heng 2gui ,GON G Xi 2guo ,Y UA N Deng 2ke (Department of Electrical Engineering ,Tongji University West Campus ,Shanghai 200331,China ) Abstract :The multilevel inverter has been studied and used widely in high power applications for medium or high voltage.Diode 2clamped three 2level inverter is a simple and practical kind of inverter.But the deviation of neutral point voltage is one of the key aspects that affects the reliability of the three 2level inverter and its electric drive system.This paper presents a novel circuit for neutral 2point voltage balance in the three 2level inverter.The operation principle and parameters setting are analyzed in detail.Simulation results based on Matlab/Simulink are supplied to confirm the validity of the pro 2posed circuit. Key words :three 2level inverter ;neutral 2point voltage balancing ;diode 2clamped 近几年来,多电平逆变器成为人们研究的热点课题.三电平逆变器是多电平逆变器中最简单又最实用的一种电路.三电平逆变器与传统的两电平逆变器相比较,主要优点是:器件具有2倍的正向阻断电压能力,并能减少谐波和降低开关频率,从而使系统损耗减小,使低压开关器件可以应用于高压变换器中[1].但是三电平逆变器控制策略复杂,并要考 虑中点电位平衡的问题.若逆变器直流母线上串联的2个电容的中点电压出现偏移,将引起三电平逆变器输出电压波形发生畸变而增大谐波及损耗[2].抑制三电平逆变器中点电位偏移的方法有硬件和软件两类.从软件出发将会增加控制的复杂性.笔者提出了一种抑制三电平逆变器中点电位偏移的硬件电路的实现方法.详细介绍了其工作原理和电路设计, 第33卷第3期2005年3月 同济大学学报(自然科学版) JOURNAL OF TON G J I UN IVERSITY (NATURAL SCIENCE )Vol.33No.3 Mar.2005
摘要 三相三电平逆变器具有输出电压谐波小，/ dv dt小，EMI小等优点，是高压大功率逆变器应用领域的研究热点，三相二极管中点箝位型三电平逆变器是三相三电平逆变器的一种主要拓扑，已经得到了广泛的应用。三相T型三电平逆变器，是基于三相二极管中点箝位型三电平逆变器的一种改进拓扑。这种逆变器中，每个桥臂通过反向串联的开关管实现中点箝位功能，是逆变器输出电压有三种电平。该拓扑比三相二极管中点箝位型三电平拓扑结构每相减少了两个箝位二极管，可以降低损耗并且减少逆变器体积，是一种很有发展前景的拓扑。 本设计采用正弦脉宽调制（SPWM），本文介绍了三相T型三电平逆变器的设计，介绍其结构和基本工作原理，及SPWM控制法的原理，并利用SPWM控制的方法对三电平逆变器进行设计与仿真。本设计采用SIMULINK对T型三电平逆变电路建立模型，并进行仿真。 关键词： T型三电平逆变器、正弦脉宽调制、SIMULINK仿真
目录 第一章绪论 (6) 1.1研究背景及意义 .. 1.2三电平逆变器拓扑分类 第一章 T型三电平逆变器工作原理分析 (6) 1.1逆变器的结构 1.2本章小结 第二章正弦脉波调制（SPWM） (7) 3.1 PWM与SPWM的工作原理 3.2三电平逆变电路SPWM的实现 3.3本章小结 第三章电路仿真与参数计算 (10) 4.1逆变器的基本要求 4.2电路图 4.3调制电路 4.4L-C滤波电路 4.5结果分析 第四章课程设计小结 (14) 参考文献 (15)
第一章绪论 1.1 研究背景及意义 近年来，随着经济的飞速发展，人类对能源的需求也大幅度增加，而传统能源面临着枯竭的危机。在这种情况下，我们不得不加速开发新型能源。各国的专家致力于新能源的开发与利用，光伏发电、风力发电、生物发电等各种新型发电技术已经得到了一定的应用，并且正在蓬勃的发展，尤其是光伏发电，因其成本低、稳定性较好，控制简单等优点，在各国得到了广泛的应用。受地区气象条件的影响，太阳能光伏电池板输出的直流电压极不稳定，而且电压幅值低，容量小。为了高效利用太阳能，需要将不稳定的光伏电池串、并联组合，并且经过多级电力电子变换器组合输出恒频交流电压并网运行。而把这些初始能源转化为可用电能的桥梁就是逆变器。随着开关器件的不断发展，逆变器的拓扑、调制方式和控制策略也在不断发展，控制理论在逆变器的控制上得到了很好的应用，这一切都保证了优良的供电质量。在一些高电压、大功率的应用场合，传统的两电平逆变器由于开关器件耐压限制，无法满足需求。在这种情况下，如何将低耐压开关器件应用于高电压大功率场合成为各国专家研究的热点，由此，多电平逆变器技术应运而生。多电平的概念最早是由日本专家南波江章(A.Nabae)等人在 1980 年提出的[1]，通过改变主电路的拓扑结构、增加开关器件的方式，在开关器件关断的时候将直流电压分散到各个器件两端，实现了低耐压开关器件在大功率场合应用。 1.2三电平逆变器拓扑分类 常见的多电平的电路拓扑主要有三种：二极管箝位型逆变器、飞跨电容箝位型逆变器和具有独立直流电源的级联型逆变器。本文研究的 T 型三电平逆变器可以说是中点箝位型逆变器的改进拓扑，其优势主要体现在减少了电流通路中的开关器件数量，减少了传导损耗。而且与二极管箝位型三电平逆变器相比，T 型三电平逆变器的每个桥臂少用了两个箝位二极管，其控制方法和二极管箝位型三电平逆变器类似[2]。T 型三电平逆变器融合了两电平和三电平逆变器的优势，既有两电平逆变器传导损耗低，器件数目少的优点，又有三电平逆变器输出波形好，效率高的优点，是很有发展前景的一种三电平逆变器拓扑。
三电平逆变器基本介绍一、三电平逆变器的基本工作原理 + BUS + 1 2 V DC C 1 D 3 Q 1 Q 2 i L L C + u C D 1 GND + u 负 载 Q 3 + 1 2 V DC C 2 D 4 D 2 Q 4 ? BUS 图1三电平逆变器主电路
图2四个开关管的驱动信号波形
当u>0时，u=S* *1/ 2V DC，且S* =1表示Q1 通Q3 断，S* =0 表示 Q1断Q3通； 当u<0时，u=(S* ?1) *1/ 2V DC，且S* =1表示Q2 通Q4 断，S* =0 表示Q2断Q4通； 由以上可见，S1代表了Q1 通（输出电压的正半周）或Q2 通* = （输出电压的负半周），而由图2 可见，Q1 正半周与Q2 负半周的驱动波形组合起来与原两电平的上管驱动波形完全一致，因此可以直接在原两电平的控制器平台上进行一定的修改，即可得到适合于三电平的控制器。 u = V S *1/ 2V DC = DC 4V t (S1) *1/ 2V ?= DC *v m t V DC 4V 1 4 + V DC 1 ? *v V m DC 4 u u > < 时 时
图3三电平逆变器模型（包括调制部分）
图4三电平逆变器的控制框图二、三电平逆变器的缓冲电路 P1P2 + 1 2 V DC ? G2 G1C DC1 D R1 1 C 1 D 3 Q 1 Q 2 A L i L +u C + u C ? 负 载 + 1 2 V DC ?C DC2 C 2 D R2 2 D 4 Q 3 Q 4 N1N2 图 5 实验中所采用的NPC 缓冲电路
三电平逆变器基本介绍 一、三电平逆变器的基本工作原理 DC V 2 1DC V 21 图1 三电平逆变器主电路 图2 四个开关管的驱动信号波形
当u 时，u ，且表示Q1通Q3断，S 表示 Q1断Q3通； 0>DC V S 2/1**=1*=S 0*= 当u 时，u ，且表示Q2通Q4断，表示Q2断Q4通； 0
图4 三电平逆变器的控制框图 二、三电平逆变器的缓冲电路 DC V 21DC V 21 图5 实验中所采用的NPC 缓冲电路
实验中发现在突加RCD 负载时会在Q2、Q3上产生很大的电压尖峰，经仔细分析，主要有以下两个方面的原因： 第一：在突加RCD 负载时会产生很大的电流尖峰，由于控制板在设计时考虑的状况是当出现过流信号时同时封锁Q1、Q2、Q3、Q4的驱动信号，从而导致A 点电位在封锁Q1、Q2、Q3、Q4驱动瞬间的变化最大幅值可以达到V ，很类似于两电平逆变 器工作时的状态，容易导致开关管上出现电压尖峰。 DC 解决办法：当出现电流尖峰时仅仅封锁Q1、Q4的驱动信号，而Q2、Q3的驱动不封锁，仍然保持原状态不变，如此一来在封锁Q1、Q4驱动瞬间A 点电位的变化最大幅值仅仅为1，因此大大减小了开关管上的电压尖峰。 DC V 2/第二：在突加RCD 负载时输出电压的正负半周会出现误判的状况。 以一个实际的工作状况对此加以说明，假设当前处于桥臂输出电压的正半周，但是由于此时突加RCD 负载因此误判为是在电压的负半周，因此会做以下操作：将原来处于开关状态的Q1改为常断；将原来常通的开关管Q2改为开关状态；将原来处于开关状态的开关管Q3改为常通；将原来常断的开关管Q4改为开关状态，而在此转换过程当中，负载电流很大，很容易在开关管上产生电压尖峰。
242IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS,VOL.15,NO.2,MARCH2000 A Comprehensive Study of Neutral-Point V oltage Balancing Problem in Three-Level Neutral-Point-Clamped V oltage Source PWM Inverters Nikola Celanovic,Student Member,IEEE,and Dushan Boroyevich,Member,IEEE Abstract—This paper explores the fundamental limitations of neutral-point voltage balancing problem for different loading con-ditions of three-level voltage source inverters.A new model in DQ coordinate frame utilizing current switching functions is developed as a means to investigate theoretical limitations and to offer a more intuitive insight into the problem.The low-frequency ripple of the neutral point caused by certain loading conditions is reported and quantified. Index Terms—Neutral-point voltage balancing,space vector modulation,three-level converter. I.I NTRODUCTION S INCE it’s introduction in1981[1],the three-level neutral-point-clamped(NPC)voltage source inverter(VSI),Fig.1, has been shown to provide significant advantages over the con-ventional two-level VSI for high-power applications. The main advantages are as follows. 1)V oltage across the switches is only half the dc bus voltage. This feature effectively doubles the power rating of VSI’s for a given power semiconductor device.Moreover,this is achieved without additional,often cumbersome,hard-ware for voltage and current sharing. 2)The first group of voltage harmonics is centered around twice the switching frequency[1],[7].This feature en-ables further reduction in size,weight,and cost of passive components while at the same time improving the quality of output waveforms. On the other hand this topology also has its disadvantages. 1)Three-level VSI’s require a high number of devices. 2)The complexity of the controller is significantly in- creased. 3)The balance of the neutral-point has to be assured. The three-level VSI was first considered with respect to high-capacity high-performance ac drive applications[1].To this day, it remains the area where this topology is most widely used [2]–[4],[7]–[9],[15],and[16].Other interesting applications of Manuscript received March10,1999;revised September22,1999.Recom-mended by Associate Editor,F.Z.Peng. The authors are with the Department of Electrical and Computer Engi-neering,Virginia Polytechnic Institute and State University,Blacksburg,V A, 24061-0111USA. Publisher Item Identifier S 0885-8993(00)02327-9. Fig.1.Circuit schematic of a three-level VSI. this technology include static V AR compensation systems[11], [12],HVDC transmission systems[18],active filtering applica- tions,as well as applications in power conditioning systems for superconductive magnetic energy storage(SMES)[13]. The neutral-point(NP)voltage balancing problem of three-level NPC VSI’s has been widely recognized in litera- ture.Various strategies have been presented,and successful operation has been demonstrated with a dc-link voltage balance maintained.In addition,some of the proposed algorithms avoid the narrow pulse problem[5],[9],minimize losses by not switching the highest current[10],or share the balancing task with front-end converters as in[2]. NP control for the carrier-based PWM has been studied in[15]–[17].In[15],the switching frequency optimal PWM method is introduced.This method controls the NP by,essen- tially,adding the zero sequence voltage to the inverter output. This work was extended in[16],where the authors propose an analytical method for analysis of the NP potential variation, show some limitations of the NP control,and also deal with the dc-link capacitors design issues.In[17],the authors analyze the stability of the NP control based on an insightful dynamic model of the NP control they developed. This paper discusses the issues of NP control from the space vector modulation(SVM)point of view.In addition,the broader range of inverter operating conditions is addressed,and a new mathematical formulation of NP balancing problem is given. Furthermore,low-frequency NP voltage ripple,normalized with the output current and the size of the dc-link capacitors,is given for all operating conditions. 0885-8993/00$10.00?2000IEEE
三电平变频器原理 作者：中南大学信息科学与工程学院许文斌桂武鸣 摘要：论述了空间电压矢量调制（SVPWM）控制二极管钳位式三电平逆变器的原理与实现方法。提出了确定参考矢量的三个规则，并推导出工作矢量作用时间、输出顺序及描述了中点电位的控制规则。通过采用Matlab仿真，结果证明SVPWM控制三电平逆变器的可行性。 英文摘要：In this paper,the principle and implement method of space vector puls e width (SVPWM) controlling diode clamped three-level converter is discussed. Thre e judging rules of determining the location of the desired vector is proposed, and t he duty time of active vectors, output sequence are deduced, and the neutral point potential rule is described. The simulation results through Matlab verify the affectivit y of SVPWM controlling three-level converter. 关键词：SVPWM三电平逆变器仿真 1引言 工程实际中，待控制能量的规模越来越大，而在该过程中充当主角的功率 器件所能承受的关断电压和通态电流能力却受到现有功率半导体器件制作水平的
*实用文库汇编之三电平逆变器的主电路结构及其工作原理* 所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2 )、负端电压(- Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。 三电平逆变器的工作原理 以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2; 若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。
“1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从O点顺序流过箱位二极管D a1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0” 状态，如图所示。 (3) 当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电，该相输出端电位等同于负极点电位，输出电压U=-
三电平逆变器的设计 摘要：多电平逆变器是近年来电力电子领域中中高压大功率应用场合研究的一个热点，这种逆变器用小容量的器件输出高容量、高质量的电能，因此在中高压变频调速、交流柔性输电系统等场合得到广泛的关注。 本文从二极管箝位型三电平的拓扑电路出发，详细分析了三电平的SVPWM原理，介绍了三电平的电压空间矢量控制策略（SVPWM），用电压空间矢量方程求解了每个扇区内四个小三角形的电压空间矢量和三电平母线箝位电压空间矢量控制策略，在母线箝位SVPWM方法中由于存在每一个小扇区中有一个开关状态保持不变，从而使得开关频率最小化。最后仿真实验证实了这种空间矢量控制策略的特点，并将这种方法与一般的SPWM方法进行比较，发现其开关损耗小，电流畸变也小。关键词：三电平逆变器；中点箝位三电平逆变器；母线箝位SVPWM Clamp Diode-type Inverter Design Abstract: During recent years, multilevel inverter has been widely researched in high power level application with high voltage output. Power energy with characteristic of high capacity and high quality can be achieved by this type of inverter, in which relatively small capability and low voltage switches are adopted. So this technique has been widely concentrated in such application as medium-high voltage transducer and Flexible AC Transmission System In this paper, the principle of the three-level SVPWM is specified consequently based on the circuit topology of NPCTLI three-level inverter. And the three-level SVPWM is introduced, and then the voltage space vector of four small triangles in each sector is solved using the voltage space vector equation. Because a switch isn’t changed in the small triangle of each in bus clamped SVPWM, switching frequency of use makes minimum. At last, achievement of the SVPWM driving signal by using the tool of SIMULINK is discussed. The loss of switch and THD of current can be reduced compared with usual SPWM technique. Key words: Three-level Inverter; NPCTLI ，Bus Clamped Space Vector Pulse Width Modulation