“额定电流” --新型叠层功率电感选型的误区
1.叠层功率电感（铁氧体大电流电感）到底是应该按照叠层的惯例标准温升电流作为额定电流还是应该按照功率
电感惯例？（https://www.doczj.com/doc/2516700687.html,）
叠层功率电感（铁氧体大电流电感）作为功率电感的一种新发展起来的产品，其在电路中工作承受的实际工作电流比常规的叠层高频信号用滤波电感会大得多.这种大电流工作条件下工作,要求功率电感本身不会随着电流的增加或减少发生过早饱和从而导致电感量下降过大造成电感性能恶化。叠层功率电感作为功率电感应用DC-DC以及AC-DC等开关电源电路作为储能和滤波使用，其本身不仅要考量电感在电路中发热量随电流变化的情况，同时也要考量其动态电感量随电流变化的情况，从而确保功率电感在电路工作时不会因为在电路工作电流范围内出现饱和。基于如上原因新型叠层功率电感其额定电流应该按照传统绕线型功率电感的惯例标准定义其额定电流(即功率电感的额定电流取饱和电流Isat和温升电流Irms两者中较小的一个为标准)。
以下还是以2520系列中的4.7uH叠层功率电感为例对比说明业界目前对电感器额定电流Irat、饱和电流Isat以及温升电流Irms标识状况。
叠层功率电感（铁氧体大电流电感）参数比对表
2.现状会误导工程师选型，产生隐患；
目前有相当部分叠层功率电感生产厂家对其产品额定电流规格都是沿用传统信号滤波处理用叠层电感额定电流标准来定义，其根据电感的温升电流值来定义其额定工作电流。这种情况下产品设计工程师往往会按照传统功率电感选型经验并根据供应商电感规格书上定义的额定电流值来衡量其实际电路中的额定工作电流，这样一来很可能会导致因电感饱和电流低于电路的实际工作电流，会存在如下隐患：
A). 电感实际工作时因电流过大导致饱和，引起电感量下降幅度过大造成电流纹波超出后级电路最大允许规格范围造成电路干扰，从而无法正常工作甚至损坏；
B).电路中实际工作电流超过电感的饱和电流有可能会因电感饱和电感量下降产生机械或电子噪音；
C).电路中实际工作电流超过电感的饱和电流会导致因电感饱和，其电感量下降引起电源带负载时输出电压&电流不稳定，造成其它单元电路系统死机等不稳定异常情形;
D).电感额定电流（包括饱和和温升电流）选择余量不足会导致其工作时表面温度过高、整机效率降低、加速电感本身或整机老化使其寿命缩短. （https://www.doczj.com/doc/2516700687.html,）
SMD Type Power Inductors FPI Series FPI Series Unshielded Power Inductors. On-Board Type Coils / Chip Inductors Unit:mm Features 1.Excellent solderability and high heat resistance 2.Excellent terminal strength construction. 3.Packed in embossed carrier tape and can be used by automatic mounting machine. 4.The products contain no lead and also support lead-free soldering. Applications Power supply for VCR,OA equipment ,LCD television set notebook, DC to DC converters, DC to AC inverters etc. Dimensions 1. 2. 3. 4. VCR - - Lead Free Part Numbering A A : Series B : Dimension A x C C : Lead Free Code D : Inductance 1R0=1.0uH E : Inductance Tolerance K= 10%, M= 20% B C D E FPI 0302 F 1R0 M
深入剖析电感电流 DC/DC电路中电感的选择 原文：Fairchild Semic on ductor AB-12 : In sight into In ductor Curre nt 翻译：frm （注：只有充分理解电感在DC/DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC/DC 电路。本文还包括对同步DC/DC及异步DC/DC既念的解释。） 简介 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择 电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L （C是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中（Fairchild 典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND V JM A S悟怕1 DC Output Voltage * State 2 Figure 1. Basic Switching Action of a Converter 在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side ”）MOSFE连接到输入电压。在状态2过程中，电感连接到GND由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“ low-side ”）MOSFE接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus ）”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2 过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输 出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。
为DC/DC转换器选择正确的电感器与电容器 随着手机、PDA以及其它便携式电子产品在不断小型化，其复杂性同时也在相应提高，这使设计工程师面临的问题越来越多，如电池使用寿命、占板空间、散热或功耗等。 使用DC/DC转换器主要是为了提高效率。很多设计都要求将电池电压转换成较低的供电电压，尽管采用线性稳压器即可实现这一转换，但它并不能达到基于开关稳压器设计的高效率。本文将介绍设计工程师在权衡解决方案的占用空间、性能以及成本时必须要面对的常见问题。 大信号与小信号响应 开关转换器采用非常复杂的稳压方法保持重/轻负载时的高效率。现在的CPU内核电源要求稳压器提供快速而通畅的大信号响应。例如，当处理器从空闲模式切换至全速工作模式时，内核吸收的电流会从几十微安很快地上升到数百毫安。 随着负载条件变化，环路会迅速响应新的要求，以便将电压控制在稳压限制范围之内。负载变化幅度和速率决定环路响应是大信号响应还是小信号响应。我们可根据稳态工作点定义小信号参数。因此，我们一般将低于稳态工作点10％的变化称为小信号变化。 实际上，误差放大器处于压摆范围(slew limit)内，由于负载瞬态发生速度超过误差放大器的响应速度，放大器并不控制环路，所以，在电感器电流达到要求之前，由输出电容器满足瞬态电流要求。 大信号响应会暂时使环路停止工作。不过，在进入和退出大信号响应之前，环路必须提供良好的响应。环路带宽越高，负载瞬态响应速度就越快。 从小信号角度来看，尽管稳压环路可以提供足够的增益和相位裕度，但是开关转换器在线路或负载瞬态期间仍然可能出现不稳定状态和振铃现象。在选择外部元件时，电源设计工程师应意识到这些局限性，否则其设计就有可能遇到麻烦。 电感器选型 以图1所示的基本降压稳压器为例，说明电感器的选型。 对大多数TPS6220x应用而言，电感器的电感值范围为4.7uH～10uH。电感值的选择取决于期望的纹波电流。一般建议纹波电流应低于平均电感电流的20％。如等式1所示，较高的VIN或VOUT也会增加纹波电流。电感器当然必须能够在不造成磁芯饱和(意味着电感损失)情况下处理峰值开关电流。 以增加输出电压纹波为代价，使用低值电感器便可提高输出电流变化速度，从而改善转换器的负载瞬态响应。高值电感器则可以降低纹波电流和磁芯磁滞损耗。 可将线圈总损耗结合到损耗电阻(Rs)中，该电阻与理想电感(Ls)串联，组成了一个如图1所示的简化等效电路。 尽管Rs损耗与频率有关，但在产品说明书中仍对直流电阻(RDC)进行了定义。该电阻取决于所采用的材料或贴片电感器的构造类型，在室温条件下通过简单的电阻测量即可获得。RDC的大小直接影响线圈的温度上升。因此，应当避免长时间超过电流额定值。
绕线贴片功率电感—ASWPA 系列 Wire Wound SMD Power Inductors – ASWPA Series Operating temperature range: -40℃~+125℃ (Including self-heating) 特征 FEATURES ● 磁性胶水涂敷结构极大减少了蜂鸣声 ● 直接在磁芯上金属化电极，抗跌落冲击强，经 久耐用 ● 闭合磁路结构设计，漏磁少，抗EMI 能力强 ● 同等尺寸，额定电流特性较传统电感高出30% 以上 ● AEC-Q200D 认证 用途 APPLICATIONS ● 车载信息娱乐系统 ● LED 灯 ● 安全气囊 ● 除汽车电源系统以外的DC-DC 转换器 产品型号 PRODUCT IDENTIFICATION ASWPA 4035 S 1R0 N T □□□ ① ② ③ ④ ⑤ ⑥ ⑦ ● Magnetic-resin shielded construction reduces buzz noise to ultra-low levels ● Metallization on ferrite core results in excellent shock resistance and damage-free durability ● Closed magnetic circuit design reduces leakage flux and Electro Magnetic Interference (EMI) ● 30% higher current rating than conventional inductors of equal size ● AEC-Q200D verified ● Infotainment system ● LED Lighting ● Airbag ● DC-DC conversion except for vehicle power
DC_DC电感选型指南 一：电感主要参数意义 DC-DC外围电感选型需要考虑以下几个参数：电感量L，自谐频率f0,内阻DCR，饱和电流Isat，有效电流Irms。 电感量L：L越大，储能能力越强，纹波越小，所需的滤波电容也就小。但是L 越大，通常要求电感尺寸也会变大，DCR增加。导致DC-DC效率降低。相应的电感成本也会增加。 自谐频率f0：由于电感中存在寄生电容，使得电感存在一个自谐振频率。超过此F0是，电感表现为电容效应，低于此F0，电感才表现为电感效应（阻抗随频率增大而增加）。 内阻DCR：指电感的直流阻抗。该内阻造成I2R的能量损耗，一方面造成DC-DC 降低效率，同时也是导致电感发热的主要原因。 饱和电流Isat：通常指电感量下降30%时对应的DC电流值。 有效电流Irms：通常指是电感表面温度上升到40度时的等效电流值。 二：DC-DC电感选型步骤 1，根据DC-DC的输入输出特性计算所需的最小电感量。 对于Buck型DC-DC，计算公式如下 Lmin=【V out*（1-V out/Vinmax）】/Fsw*Irpp 其中：Vinmax = maximum input voltage Vout = output voltage fsw = switching frequency Irpp = inductor peak-to-peak ripple current 通常将Irpp控制在50%的输出额定电流Irate。则上述公式变化如下： Lmin=2*【V out*（1-V out/Vinmax）】/Fsw*Irate 对于Boost型DC—DC的Lmin电感计算公式如下： Lmin=2*【Vinmax*（1-Vinmax/V out）】/Fsw*Irate 2，根据电感的精度，计算出有一定裕量的电感值例如：对于20%精度的电感，考虑到5%的设计裕量。则Dc-DC所需的电感为 L=1.25*Lmin
电感 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注与解释：电感上的DC 电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC 滤波电路中的L（C 是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。在降压转换中（Fairchild 典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC 输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。 在状态1 过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET 连接到输入电压。在状态2 过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET 接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态 1 过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2 过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式： V=L(dI/dt) 因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2 所示： 通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为DC 电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式，我们可以计算出峰值电流： 其中，ton 是状态1 的时间，T 是开关周期（开关频率的倒数），DC 为状态1 的占空比。 警告：上面的计算是假设各元器件（MOSFET 上的导通压降，电感的导通压降或异步电路中肖特基二极管的正向压降）上的压降对比输入和输出电压是可以忽略的。 如果，器件的下降不可忽略，就要用下列公式作精确计算： 同步转换电路： 异步转换电路：
DC-DC升压型稳压器选型指南 概述 Sipex半导体公司的DC/DC升压稳压器可使用单片锂电池或2节干电池做为输入电源。升压稳压器可把输入电压升到期望的水平。高效开关模式电源方案能够提供更长的电池寿命、更少的热量和更小的尺寸。DC/DC升压稳压器普遍用于计算机相关产品、便携式产品。 DC/DC升压稳压器原理 DC/DC升压有三种基本工作方式： 一种是电感电流处于连续工作模式，即电感上电流一直有电流； 一种是电感电流处于断续工作模式，即在开关截止末期电感上电流发生断流； 还有一种是电感电流处于临界连续模式，即在开关截止期间电感电流刚好变为“0”时，开关又导通给电感储能。 特性 高效率 低静态电流：低至10μA 简单、低成本电路 应用场合 相机闪光 无线鼠标 MP3播放器 PDA（掌上电 脑） 手持GPRS 系统 便携式医疗 器械 便携式测量
仪器 手持通信器 典型器件 SP6641A/B特性 极低的静态电流：10μA 宽范围的输入电压：0.9V～4.5V 1.3V输入对应90mA的IOUT （SP6641A-3.3V） 2.6V输入对应500mA的IOUT （SP6641B- 3.3V） 2.0V输入对应100mA的IOUT （SP6641A-5.0V） 3.3V输入对应500mA的IOUT （SP6641B-5.0V） 固定的3.3V或5.0V的输出电压 高达87﹪的效率 0.3Ω的NFET RDSon 0.9V就可确保器件启动 0.33A的电感电流限制（SP6641A） 1A的电感电流限制（SP6641B） 逻辑关断控制 SOT-23-5封装 SP6648特性 极低的12uA的静态电流 2.6V的输入对应400mA的输出电流： 3.3VOUT 从2节电池到 3.3VOUT，效率可达到94﹪ 很宽的输入工作电压范围：0.85V～4.5V 3.3V的固定或可调输出 集成的同步整流器：0.3Ω 0.3Ω的开关 抗振铃开关技术 电感器峰值电流可编程
1.电感的认识 按结构可分积层结构和线圈结构，平常比较常见的有铁氧体磁珠（FERRITE BEAD），多层积层电感，绕线式电感，COMMON CHOKE，POWER DIVIDER，Transformer 2.电感器的规范叙述 例子： 1 FERRITE BEAD ①②③④ Ex. FERRITE BEAD 0201 240OHM100mA BLM03AG241SMD ①COMPONENT SIZE ②IMPEDANCE ③RATED CURRENT 額定電流 ④VENDOR PART NUMBER 2 INDUCTOR/CHOKE ①②③④⑤Ex. INDUCTOR 1uH15A 15% Mohm DIP Ex. CHOKE ①INDUCTANCE ②RATED CURRENT ③INDUCTANCE TOLANCE ④DC RESISTANCE 直流阻抗值 ⑤PACKAGE TYPE 3 INDUCTOR CHIP ①②③④⑤Ex. INDUCTOR CHIP 1.8uH 270mA 10% 1.2OHM 2016 ①INDUCTANCE ②RATED CURRENT ③INDUCTANCE TOLANCE ④DC RESISTANCE ⑤PACKAGE TYPE 4 CHOKE ①②③④⑤Ex. CHOKE 0.4uH 40A 10% 0.65mOHM RT ①INDUCTANCE ②RATED CURRENT ③INDUCTANCE TOLANCE ④DC RESISTANCE
⑤PACKAGE TYPE ST/RT 3.按参数选型 -电感量L 电感元件自感应能力的一种物理量 -允许偏差电感量的允许偏差 -感抗电感对交流电流阻碍作用的大小 -品质因数线圈质量的一个物理量，这个要看产品设计要求，线圈的Q值越高，回路损耗越小 -分布电容线圈的匝与匝，线圈与屏蔽罩间，线圈与底版间存在的电容称为分布电容，分布电容的存在使线圈的Q值减小，稳定性变差 -直流阻抗电感的直流阻抗 -额定电流允许长时间通过的电感元件的直流电感值 在这里介绍一下电感和磁珠的区别 电感是储能元件，而磁珠是能量转换（消耗）器件。电感多用于电源滤波回路， 侧重于抑止传导性干扰；磁珠多用于信号回路，主要用于EMI 方面。磁珠用来吸 收超高频信号，象一些RF 电路，PLL，振荡电路，含超高频存储器电路（DDR,SD RAM,RAMBUS 等）都需要在电源输入部分加磁珠，而电感是一种储能元件，用在L C 振荡电路、中低频的滤波电路等，其应用频率范围很少超过50MHz。 为便携式电源应用选择电感，需要考虑的最重要的三点是：尺寸大小、尺寸大小，第三还是尺寸大小。移动电话的电路板面积十分紧俏珍贵，随着MP3 播放器、电视和视频等各种功能被增加到电话中时，尤其如此。功能增加也将增加电池的电流消耗量。因此，以前一直由线性调节器供电或直接连接到电池上的模块需要效率更高的解决方案。实现更高效率解决方案的第一步是采用磁性降压转换器。正如其名称所暗示的，这时需要一个电感。 电感的主要规格除尺寸大小外，还有开关频率下的电感值、线圈的直流阻抗(DCR)、额定饱和电流、额定rms 电流、交流阻抗(ESR)以及Q 因子。根据应用的不同，电感类型的选择ˉˉ屏蔽式或非屏蔽式也是很重要的。类似于电容中的直流偏置，厂商A 的2.2ìH 电感可能与厂商B 的完全不同。在相关温度范围内电感值与直流电流的关系是一条非常重要的曲线，必需向厂商索取。在这条曲线上可以查到额定饱和电流(ISAT)。ISAT 一般定义为电感值降量为
DC-DC升压和降压电路电感参数选择 注：只有充分理解电感在DC-DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC-DC电路。本文还包括对同步DC-DC及异步DC-DC概念的解释。 DC-DC电路电感的选择简介 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L（C是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。 在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。在状态2过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式： V=L(dI/dt)
2 Scan the row until you find the desired current rating (bold number); parts from there to the right meet your requirement. 3 Read up to see the Coilcraft product series and dimensions. (A) (O h ms) Actual size C O N T I N U E D O N N E X T P A G E Actual size Actual size Actual size Actual size Actual size Actual size Actual size Actual size Actual size 0.740.220 1.50.111 2.60.032 1.3 0.144 2.2 0.040 0.550.450 2.2 0.040 1.2 0.083 1.20.177 1.80.060 2.0 0.070 0.490.520 1.10.110 1.9 0.060 2.10.072 0.450.620 0.900.145 0.950.215 1.50.087 2.00.048 1.80.062 1.7 0.080 2.30.060 1.600.068 1.8 0.0920.38 0.9700.76 0.200 1.2 0.153 1.2 0.189 1.350.086 1.4 0.110 1.50.125 1.60.085 1.8 0.072 1.80.071 1.30 0.141 1.3 0.134 1.40.120 1.6 0.086 1.30.1500.470.4100.780.2780.790.423 1.050.2020.950.175 1.10.175 1.40.220 1.30.195 1.30.137 0.66 0.4600.85 0.2720.88 0.2850.900.2200.990.490 0.370.6200.520.6650.570.6180.650.4290.670.2750.740.3500.770.3000.89 0.7600.800.278 0.500.750.700.4500.710.4000.410.920.570.5120.60 0.340 0.630.5000.640.4500.39 1.080.530.8270.580.6000.600.5000.37 1.27 0.470.9140.520.6500.550.5400.480.573 0.35 1.12 0.500.790 0.500.7000.29 2.02 0.440.9500.40 1.250.41 1.000.24 2.780.34 1.50 0.36 1.20 0.42 1.25 0.18 4.450.31 2.300.28 2.00 0.155 5.600.24 3.000.25 3.20 0.145 6.650.1358.500.20 4.750.22 3.50 0.1159.250.115 11.10 0.16 6.850.17 5.250.107.000.15 6.100.0928.000.149.150.0829.000.1310.10.07611.5 0.1212.5 0.066 18.00.115 18.5 PFL1005 PFL1609 XFL20xx PFL2010 EPL2010 PFL2015 LPS3008 LPS3010 PFL2510 EPL3010 Shielded Shielded Shielded Shielded Shielded Shielded Shielded Shielded Shielded Shielded 1.0 × 0.5 1.6 × 0.8 2.0 × 2.0 2.2 × 1.45 2.0 × 2.0 2.0 × 1.2 3.0 × 3.0 3.0 × 3.0 2.5 × 2.0 3.0 × 3.0 0.8 1.0 1.00.71 1.00.5 – 0.6 1.0 1.0 1.5 1.1 Base (mm)Height (mm) 0.27 μH 0.33 μH 0.42 μH 0.47 μH 0.56 μH 0.68 μH 0.78 μH 1.0 μH 1.2 μH 1.5 μH 1.8 μH 2.2 μH 2.7 μH 3.3 μH 3.9 μH 4.7 μH 5.6 μH 6.8 μH 8.2 μH 10 μH 12 μH 15 μH 18 μH 22 μH 27 μH 33 μH 39 μH 47 μH 56 μH 68 μH 82 μH 100 μH 120 μH 150 μH 180 μH 220 μH 270 μH 330 μH 390 μH 470 μH 560 μH 680 μH 820 μH 1000 μH 1500 μH 1800 μH 2200 μH 3300 μH 4700 μH 5600 μH 6800 μH Inductance
一：电感主要参数意义 DC-DC外围电感选型需要考虑以下几个参数：电感量L，自谐频率f0,内阻DCR，饱和电流Isat，有效电流Irms。 电感量L：L越大，储能能力越强，纹波越小，所需的滤波电容也就小。但是L越大，通常要求电感尺寸也会变大，DCR增加。导致DC-DC效率降低。相应的电感成本也会增加。 自谐频率f0：由于电感中存在寄生电容，使得电感存在一个自谐振频率。超过此F0是，电感表现为电容效应，低于此F0，电感才表现为电感效应（阻抗随频率增大而增加）。 内阻DCR：指电感的直流阻抗。该内阻造成I2R的能量损耗，一方面造成DC-DC降低效率，同时也是导致电感发热的主要原因。 饱和电流Isat：通常指电感量下降30%时对应的DC电流值。 有效电流Irms：通常指是电感表面温度上升到40度时的等效电流值。 二：DC-DC电感选型步骤 根据DC-DC的输入输出特性计算所需的最小电感量。。(对于电感量的计算，各DC-DC芯片手册上有明确的计算方法，请以手册为准，以下公式只是个举例说明) 对于Buck型DC-DC，计算公式如下 Lmin=【Vout*（1-Vout/Vinmax）】/Fsw*Irpp 其中：Vinmax = maximum input voltage Vout = output voltage fsw = switching frequency Irpp = inductor peak-to-peak ripple current 通常将Irpp控制在50%的输出额定电流Irate。则上述公式变化如下： Lmin=2*【Vout*（1-Vout/Vinmax）】/Fsw*Irate 对于Boost型DC—DC的Lmin电感计算公式如下： Lmin=2*【Vinmax*（1-Vinmax/Vout）】/Fsw*Irate
d c d c电感选型指南 This model paper was revised by the Standardization Office on December 10, 2020
一：电感主要参数意义 DC-DC外围电感选型需要考虑以下几个参数：电感量L，自谐频率f0,内阻DCR，饱和电流Isat，有效电流Irms。 电感量L：L越大，储能能力越强，纹波越小，所需的滤波电容也就小。但是L越大，通常要求电感尺寸也会变大，DCR增加。导致DC-DC效率降低。相应的电感成本也会增加。自谐频率f0：由于电感中存在寄生电容，使得电感存在一个自谐振频率。超过此F0是，电感表现为电容效应，低于此F0，电感才表现为电感效应（阻抗随频率增大而增加）。内阻DCR：指电感的直流阻抗。该内阻造成I2R的能量损耗，一方面造成DC-DC降低效率，同时也是导致电感发热的主要原因。 饱和电流Isat：通常指电感量下降30%时对应的DC电流值。 有效电流Irms：通常指是电感表面温度上升到40度时的等效电流值。 二：DC-DC电感选型步骤 根据DC-DC的输入输出特性计算所需的最小电感量。。(对于电感量的计算，各DC-DC芯片手册上有明确的计算方法，请以手册为准，以下公式只是个举例说明) 对于Buck型DC-DC，计算公式如下 Lmin=【Vout*（1-Vout/Vinmax）】/Fsw*Irpp 其中：Vinmax = maximum input voltageVout = output voltage
fsw = switching frequencyIrpp = inductor peak-to-peak ripple current 通常将Irpp控制在50%的输出额定电流Irate。则上述公式变化如下： Lmin=2*【Vout*（1-Vout/Vinmax）】/Fsw*Irate 对于Boost型DC—DC的Lmin电感计算公式如下： Lmin=2*【Vinmax*（1-Vinmax/Vout）】/Fsw*Irate 根据电感的精度，计算出有一定裕量的电感值例如：对于20%精度的电感，考虑到5%的设计裕量。则Dc-DC所需的电感为L=*Lmin 确定我们所需的电感为比计算出的电感L稍大的标称电感 例如：有一手机使用Buck型DC-DC，其输入为电池Vinmax= =，开关频率Fsw=，输出电流Irate=500mA，输出电源Vout= 则其DC-DC所需的电感Lmin= [2**（）]/*uH= L=*=. 距离最近的一个标称电感为，所以DC-DC外部电感选用 电感。
DC-DC电容 一、通常来说，DC-DC的功率选择范围并不大，一般只留出30%左右的富余量，不会让它富余很多。例如电路功耗是10W，DC-DC一般选择12-15W。既然DC-DC接近满负荷运转，而电容的容量又是根据电路的电流（功率）来计算的，那么你就不必格外计算了，DC-DC模块的出厂说明书里，对输出级的电容，会有明确要求的（毕竟厂家里的检测设备全面，而且可以从DC-DC的内部来检测，因为不同的输出电流、不同的电容，对DC-DC的影响是多方面的，这不仅是电压问题，还有纹波系数、转换效率等等），所以厂家会告诉你输出电容所允许的最大容量（一般是几百uF），这是一个在各方面指标都能得到权衡的一个最佳值。因此，输出级电容的选择，按照厂家给你的最大容量使用即可。这么用如果出了问题，你可以找厂家、或者换厂家，因为绝不是你设计的问题。 DC-DC输入级的电容可不能这么用，因为DC-DC启动的电流很大。在电源内阻较大的时候，过小的电容会导致DC-DC无法启动或反复启动，严重时会损坏DC-DC模块，因此输入级的电容应越大越好，这要取决你的电源内阻和DC-DC的启动瞬间电流，需要通过实际测试来选择电容容量，这个计算不来的。需要注意的是电容材质的选择，对于输入及的电容，如果用电解电容，要考虑到DC-DC模块自身的发热问题，长期发热会把电解液烤‘干’，容量会大幅减少，所以输入级电解电容要在测试成功的基础上，再选择更大容量的。而输出级的电容由于有最大容量要求，所以不要用电解，建议用钽电容。 二、对电容的常识知之甚少.平时司空见惯的电容.在做一DC-DC电路时出现偏差.输出电压很不稳定,忽高忽低,有时甚至烧IC.最后工程师说我这电路不能用电解电容来做滤波,只能用陶瓷电容(问他也不告诉我为什么.郁闷).不然就会这样.实验结果也是这样.但不是搞不明白为什么. 降压IC的开关频率是,6V输入.输出.希望高手指点迷津.在此先谢过. 对了,我输入输出端加的都是一个跟一个100uF的电容做滤波. 感谢同仁们的关注.电解电容的极性没接反. 2.不是DC-DC不能用电解电容滤波，而是你上M的频率，用电解电容等效阻抗太大，基本起不到滤波效果吧你这个老师太小气，为什么不告诉你为什么呢怕你抢他饭碗 3.电解电容适用低频或叫音频。当用于高频时相当于高频短路。 而且漏电烧芯片。 4.高频时候一般选用MLSS-陶瓷电容 电解适用与低频，容值可以做的很大 时，电解电容很可能已经变成了电感了！ 的频率，无须使用大电容的！用独石电容就行了，例如X7R!
技术大牛教你电感如何选型 器件选型是硬件工程师的基本工作，本文主要从电感的工艺和应用出发，介绍电感如何选型。一、电感的基本原理电感，和电容、电阻一起，是电子学三大基本无源器件；电感的功能就是以磁场能的形式储存电能量。以圆柱型线圈为例，简单介绍下电感的基本原理如上图所示，当恒定电流流过线圈时，根据右手螺旋定则，会形成一个图示方向的静磁场。而电感中流过交变电流，产生的磁场就是交变磁场，变化的磁场产生电场，线圈上就有感应电动势，产生感应电流：电流变大时，磁场变强，磁场变化的方向与原磁场方向相同，根据左手螺旋定则，产生的感应电流与原电流方向相反，电感电流减小；电流变小时，磁场变弱，磁场变化的方向与原磁场方向相反，根据左手螺旋定则，产生的感应电流与原电流方向相同，电感电流变大。以上就是楞次定律，最终效果就是电感会阻碍流过的电流产生变化，就是电感对交变电流呈高阻抗。同样的电感，电流变化率越高，产生的感应电流越大，那么电感呈现的阻抗就越高；如果同样的电流变化率，不同的电感，如果产生的感应电流越大，那么电感呈现的阻抗就越高。所以，电感的阻抗于两个因素有关：一是频率；二是电感的固有属性，也就电感的值，也称为电感。根据理论推导，圆柱形线圈的电感公式如下：可以看出电感的大小
与线圈的大小及内芯的材料有关。实际电感的特性不仅仅有电感的作用，还有其他因素，如：·绕制线圈的导线不是理想导体，存在一定的电阻；·电感的磁芯存在一定的热损耗；·电感内部的导体之间存在着分布电容。因此，需要用一个较为复杂的模型来表示实际电感，常用的等效模型如下：等效模型形式可能不同，但要能体现损耗和分布电容。根据等效模型，可以定义实际电感的两个重要参数。自谐振频率(Self-Resonance Frequency)由于Cp的存在，与L一起构成了一个谐振电路，其谐振频率便是电感的自谐振频率。在自谐振频率前，电感的阻抗随着频率增加而变大；在自谐振频率后，电感的阻抗随着频率增加而变小，就呈现容性。品质因素(Quality Factor)也就是电感的Q值，电感储存功率与损耗功率的比，Q值越高，电感的损耗越低，和电感的直流阻抗直接相关的参数。自谐振频率和Q值是高频电感的关键参数二、电感的工艺结构电感的工艺大致可以分为3种：2.1 绕线电感(Wire Wound Type)顾名思义就是把铜线绕在一个磁芯上形成一个线圈，绕线的方式有两种：圆柱形绕法(Round Wound)圆柱形绕法很常见，应用也很广，例如：图片来自Bing，彩虹圈，应该是出彩中国人平面形绕法(Flat Wound)平面形绕法也很常见，大家一定见过一掰就断的蚊香平面形绕法优点很明显，就是减小了器件的高度。由前文的公式可知，磁芯的磁导率越大，电感值越大，磁芯可以是·非磁
电感选型 电感选型 日本TDK品牌电感： 1、SLF系列等功率电感，绕线贴片型产品；型号如：SLF7032T-220MR96-PF 2、NLV系列信号用电感，绕线贴片型产品，规格1008，1210等；型号如：NLV32T-100J-PF 3、MLF系列积层电感，0805，0603规格。型号如：MLF1608A100KT 4、MLK系列积层电感，应用于高频环境之0402、0201规格。型号如：MLK1005S3N9S 5、平衡、非平衡变压器,型号如：HHM1517,HHM1520。 6、贴片磁珠。型号如：MMZ1608S121A TDK共模电感 TDK电感器分积层结构和线圈结构两种
表1 电感元件的主要参数 国半专家谈如何为便携式系统选择电感元件 设计人员在考虑无源器件时，他们想到的是电感电容的生产容限，一般为± 20% 或±10%。这在理论上是对的，但在实际应用中却不然。本文介绍电容电感易受影响的一些参数以及系统设计人员必须了解的知识，并讨论如何为最小但最高效的便携式电源系统解决方案选择外部元件。 选择电感 为便携式电源应用选择电感，需要考虑的最重要的三点是：尺寸大小、尺寸大小，第三还是尺寸大小。移动电话的电路板面积十分紧俏珍贵，随着MP3 播放器、电视和视频等各种功能被增加到电话中时，尤其如此。功能增加也将增加电池的电流消耗量。因此，以前一直由线性调节器供电或直接连接到电池上的模块需要效率更高的解决方案。实现更高效率解决方案的第一步是采用磁性降压转换器。正如其名称所暗示的，这时需要一个电感。 电感的主要规格除尺寸大小外，还有开关频率下的电感值、线圈的直流阻抗(DCR)、额定饱和电流、额定rms电流、交流阻抗(ESR)以及Q因子。根据应用的不同，电感类型的选择――屏蔽式或非屏蔽式――也是很重要的。 类似于电容中的直流偏置，厂商A的2.2μH电感可能与厂商B的完全不同。在相关温度范围内电感值与直流电流的关系是一条非常重要的曲线，必需向厂商索取。在这条曲线上可以查到额定饱和电流(ISAT)。ISAT一般定义为电感值降量为额定值的30%时的直流电流。某些电感生产商没有规定ISAT。他们可能之给出了温度高于环境温度40 ?C时的直流电流。
DC-DC升压和降压电路电感参数选择详解 注：只有充分理解电感在DC-DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC-DC电路。本文还包括对同步DC-DC及异步DC-DC概念的解释。DC-DC电路电感参数选择详解 DC-DC电路电感的选择简介 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L（C是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。 在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。在状态2过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。DC-DC电路电感参数选择详解 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式：DC-DC电路电感参数选择详解 V=L(dI/dt) 因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2所示：
深入剖析电感电流 ――DC/DC 电路中电感的选择 原文：Fairchild Semiconductor AB-12： Insight into Inductor Current 翻译：frm （注：只有充分理解电感在DC/DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC/DC 电路。本文还包括对同步DC/DC及异步DC/DC概念的解释。） 简介 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 - 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L（C是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。 在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。在状态2过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2
过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式： V=L(dI/dt) 因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2所示： 通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为DC电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式，我们可以计算出峰值电流： 、 是状态1的时间，T是开关周期（开关频率的倒数），DC为状态1的其中，t on 占空比。 警告：上面的计算是假设各元器件（MOSFET上的导通压降，电感的导通压降或异步电路中肖特基二极管的正向压降）上的压降对比输入和输出电压是可以忽略的。 如果，器件的下降不可忽略，就要用下列公式作精确计算： 同步转换电路：
下式是简单的电路学公式: 当电流流经一电感时，会产生电压，由于该电压不为无限大，而电感也不为无限大，因此di也不为无限大，换言之，流经电感的电流不会瞬间剧烈变化，故相较于电容可稳定电压，电感可用来稳定电流。因此我们在许多电子产品，随处可见功率电感的应用[6]。
由上图可知，截止时，由于电感内的电流不能突变，所以该功率电感会将之前导通时，电流流经时所储存的磁能，转成电流，供给整个电路运作，若没有功率电感，则当导通结束后，其输出电流会瞬间降为零[1-3]。 而输出电流之最大与最小值差异，即所谓的涟波，理论上当然希望越小越好，即输出电流越稳定，这样可以有较高的转换效率，以及较低的EMI干扰。同时由下式可知[4-5] : 电感值越大，则涟波越小。但是，若电感值过大，会使负载端的瞬时响应变慢，则输出电流无法实时随着交换周期同步变化，因此需选取适当电感值，而非一味加大[1-3]。
另外，电感的高频等效模型与频率响应如下[1-3]: 由于线圈间会有寄生电容，与其电感产生并联谐振，因此会有SRF，而SRF与EPC有关，因此EPC越小越好，即可确保电感性的频率范围越广。而SRF需至少为DC-DC Converter切换频率的十倍，例如若切换频率为 1.2MHz，则SRF至少需12MHZ。因此Layout 时，其功率电感下方要挖空，不要有金属，避免产生额外的EPC，导致电感性的频率范围缩减[1-3]。
而由上图可知，电感会有其内阻DCR，则根据P= I2R，会消耗许多电流( 都转换成热能)，导致转换效率下降，因此DCR 越小越好[1-3]。而电感值过大，除了会使负载端的瞬时响应变慢，也会因绕线圈数变多， 导致DCR变大，因此需选取适当电感值。而有加Shielding 的功率电感，DCR 较小，且可以防止EMI，同时也可避免与邻近金属耦合[1-3]。