一.引言
在微机系统中，接口与其它设备之间的连接要通过一定长度的电缆来实现，在计算机内部，印制电路板之间需要通过焊接线来连接。在一些其它的脉冲数字电路中也存在这类事的问题。脉冲信号包含着很多的高频成分，即使脉冲信号本身的重复频率并不十分高，但如果前沿陡峭，在经过传输通道时，将可能发生信号的畸变，严重时将形成振荡，破坏信号的正常传输和电路的正常工作。脉冲信号的频率越高，传输线的长度越长，即便问题越严重。
二.传输线的反射干扰及其造成的危害
任何信号的传输线，对一定频率的信号来说，都存在着一定的非纯电阻性的波阻抗，其数值与集成电路的输出阻抗和输入阻抗的数值各不相同，在他们相互连接时，势必存在着一些阻抗的不连续点。当信号通过这些不连续点时便发生“反射”现象，造成波形畸变，产生反射噪声。另外，较长的传输线必然存在着较大的分布电容和杂散电感，信号传输时将有一个延迟，信号频率越高，延迟越明显，造成的反射越严重，信号波形产生的畸变也就越厉害。这就是所谓的“长线传输的反射干扰”。图1是为了演示这种“长线反射”的实验电路，图2是该电路的各点输出波形。图2(a)是脉冲信号发生器的输出波形，图2(b)是“与非门1”的输出再不连接电缆时的波形，可以看到，该波形同a的输入信号一样，是没有任何畸变的1MHz反向方波。图2(c)是在接入场传输线后门1点波形，可见该波形出现了“振荡”和“台阶”；在传输线的终端，信号不仅有“振荡”，还出现了幅度高达-6V左右的“过冲”图2(d)。实验进一步证明，传输线越长，信号的畸变越严重，当传输线达到10m时，信号波形已面目全非了。
对于TTL器件来说，“过冲”超过6V时，对器件输入端的P-N结就有造成损坏的可能。同时从+3V～-6V的大幅度下降，将会对邻近的平行信号产生严重的串扰，且台阶将造成不必要的延时，给工作电路造成不良的后果。一旦形成震荡，危害就更严重，这种振荡信号将在信号的始端和终端同时直接构成信号噪声，从而形成有效的干扰。
三.信号传输线的主要特性及阻抗匹配
1.信号传输线的特征阻抗
对于计算机及数字系统来说，经常使用的信号传输线主要有单线（含接连线和印制线等）、双绞线、带状平行电缆、同轴电缆和双绞屏蔽电缆等。传输线的特性参数很多，与传输线的反射干扰有关的参数主要有延迟时间和波阻抗。一般说来，反显得信号延迟时间最短，同轴电缆较长，双绞线居中，约为6ns/m。波阻抗为单线最高，约为数百欧，双绞线的波阻抗，双绞线的波阻抗一般在100Ω-200Ω之间，且绞花越短，波阻抗越低。从抗干扰的角度讲，同轴电缆最好，双绞线次之，而带状电缆和单线最差。
2.阻抗的匹配
当传输线终端不匹配时，信号被反射，反射波达到始端时，如始端不匹配，同样产生反射，这就发生了信号在传输线上多次往返反射的情况，产生严重的反射干扰。因此要尽可能做到始端和终端的阻抗匹配，是抑制反射干扰的有效途径。为此，确定“长线”的最佳长度是至关重要的。
在实际实践中，一般以公式的经验来决定实际电路信号传输线的最大允许不匹配长度（也即“长线”界限）。其中，为电路转换边沿的平均宽度，对于常用的中速TTL电路，取15ns，为传输线
的延迟时间。可以计算出，其最大允许匹配长度分别为1m，0.6m和0.4m，否则应考虑阻抗匹配。对于高速运行的ECL器件，由于其传输时间只有4ns-5ns，故传输长度一般超过20cm时，就应考虑匹配问题。
阻抗匹配的方法可以分为始端阻抗匹配和终端阻抗匹配。
始端阻抗匹配的方法是在电路的输出端，即传输线的输入端串接一个电阻R，使电路的输出电阻（对TTL而言分别为14R和135R）与所用传输线的波阻抗（如双绞线典型波阻抗为130R）相近似，如图3所示。这种方法简单易行，波形畸变也较小。但由于电流流经，使在线低压电平上升，从而降低信号低电平的噪声容限。一般规定低电平的升高要小于0.2V,为此应考虑减少负载们的个数来减小电阻R上的电压降。
无源终端匹配可以在接收端的逻辑门的输入端，即传输线的终端并联一个电阻，其阻值应近似等于传输线的波阻抗，如图4所示。这种方法一般仅限于发送端采用功率驱动门的场合，如用普通逻辑门输出时，并联这样小的电阻负载，会使其输出高电平下降，从而一般各项电路的高电平噪声容限。
有源终端并联匹配，如图5，可以克服无源终端并联匹配时所造成的高电平噪声容限下降。在图中交流状态下，电源可视为短路，与的并联值等于传输阻抗的波阻抗。
4 振铃现象的产生及抑制
由于任何传输线都不可避免地存在着引线电阻、引线电感和杂散电容，因此，一个标准的脉冲信号在经过较长的传输线后，极易产生上冲和振铃现象。大量的实验表明，阴线电阻可使脉冲的平均振幅减小；而杂散电容和引线电感的存在，则是产生上冲和振铃的根本原因。在脉冲前沿上升时间相同的条件下，阴线电感越大，上冲及振铃现象就越严重；杂散电容越大，则是波形的上升时间越长；而引线电阻的增加，将使脉冲振幅减小。
在实际电路中，采用下列几种方法来来减小和抑制上冲及振铃。
(1)串联电阻。利用具有较大电阻的传输线或是人为地串入适当的阻尼电阻，可以减小脉冲的振幅，从而达到减小上冲和振铃程度的目的。但当传入电阻的数值过大时，不禁脉冲幅度减小过多，而且使脉冲的前沿产生延迟。因此，串入的阻尼电阻值应适当，并且应选用无感电阻，电阻的连接为值应靠近接收端。
(2)减小引线电感。设法减小线路及传输线的引线电感是最基本的方法，总的原则是：尽量缩短引线长度；加醋到线和印制铜箔的宽度；减小信号的传输距离，采用引线电感小的元器件等，尤其是传输前沿很陡的脉冲信号时更应注意这些问题。
(3)由于负载电路的等效电感和等效电容同样可以影响发送端，使之脉冲波形产生上冲和振铃，因此，应尽量减小负载电路的等效电感和电容。尤其是负载电路的接地线过长时，形成的地线电感和杂散电容相当可观，其影响不容忽视。
(4)逻辑数字电路中的信号线可增加上拉电阻和交流终端负载，如图6所示。上拉电阻（可取）的接入，可将信号的逻辑高电平上拉到5V。交流终端负载电路的接入不影响支流驱动能力，也不会增加信号线的负载，而高频振铃现象却可得到有效的抑制。
上述振铃除了与电路条件有关外，还与脉冲前沿的上升时间密切相关。即使电路条件相同，当脉
冲前沿上升时间很短时，上冲的峰值将大大增加。一般对于前沿上升时间在1以下的脉冲，均考虑产生上冲及振铃的可能。因此，在脉冲信号频率的选择问题上，应考虑在满足系统速度要求的前提下，能选用较低频率的信号绝不选用高频信号；如无必要，也不应过分要求脉冲的前沿非常陡峭。这对从根本上消除上冲和振铃视听有利的。
五.结束语
理想的匹配状态实际上是不存在的，而且逻辑电路的输入和输出阻抗都具有非线性，且传输线的引线电感和线路的杂散电容的存在也是不可避免的。因此，即使是最好的匹配，也只能是在不同程度上对反射干扰进行了抑制，使其不致影响系统的正常工作。因而在实际电路中尽量缩短传输线的长度，则是至关重要和最根本的方法。
任何信号的传输线，对一定频率的信号来说，都存在着一定的非纯电阻性的波阻抗，其数值与集成电路的输出阻抗和输入阻抗的数值各不相同，在他们相互连接时，势必存在着一些阻抗的不连续点。当信号通过这些不连续点时便发生“反射”现象，造成波形畸变，产生反射噪声。另外，较长的传输线必然存在着较大的分布电容和杂散电感，信号传输时将有一个延迟，信号频率越高，延迟越明显，造成的反射越严重，信号波形产生的畸变也就越厉害。这就是所谓的“长线传输的反射干扰”。
目錄 第一章傳輸線理論 一傳輸線原理 二微帶傳輸線 三微帶傳輸線之不連續分析第二章被動元件之電感設計與分析一電感原理 二電感結構與分析 三電感設計與模擬 四電感分析與量測
第一章 傳輸線理論 傳輸線理論與傳統電路學之最大不同，主要在於元件之尺寸與傳導電波之波長的比值。當元件尺寸遠小於傳輸線之電波波長時，傳統的電路學理論才可以使用，一般以傳輸波長（Guide wavelength ）的二十分之ㄧ（λ/20）為最大尺寸，稱為集總元件（Lumped elements ）；反之，若元件的尺寸接近傳輸波長，由於元件上不同位置之電壓或電流的大小與相位均可能不相同，因而稱為散佈式元件（Distributed elements ）。 由於通訊應用的頻率越來越高，相對的傳輸波長也越來越小，要使電路之設計完全由集總元件所構成變得越來越難以實現，因此，運用散佈式元件設計電路也成為無法避免的選擇。 當然，科技的進步已經使得集總元件的製作變得越來越小，例如運用半導體製程、高介電材質之低溫共燒陶瓷（LTCC ）、微機電（MicroElectroMechanical Systems, MEMS ）等技術製作集總元件，然而，其中電路之分析與設計能不乏運用到散佈式傳輸線的理論，如微帶線（Microstrip Lines ）、夾心帶線（Strip Lines ）等的理論。 因此，本章以討論散佈式傳輸線的理論開始，進而以微帶傳輸線為例介紹其理論與公式，並討論微帶傳輸線之各種不連續之電路，以作為後續章節之被動元 1.1(a)。其中的集總元件電路模型描述，其中 (a) (b) i (z, t ) v z, t ) z
传输线反射以及终端电阻 传输线反射(reflection) 就是在传输线上的回波。信号功率(电压和电流)的一部分传输到线上并达到负载处，但是有一部分被反射了。如果源端与负载端具有相同的阻抗，反射就不会发生了。源端与负载端阻抗不匹配会引起线上反射，负载将一部分电压反射回源端。如果负载阻抗小于源阻抗，反射电压为负，反之，如果负载阻抗大于源阻抗，反射电压为正。布线的几何形状、不正确的线端接、经过连接器的传输及电源平面的不连续等因素的变化均会导致此类反射。 反射(reflection) 就是在传输线上的回波。信号功率(电压和电流)的一部分传输到线上并达到负载处，但是有一部分被反射了。如果源端与负载端具有相同的阻抗，反射就不会发生了。源端与负载端阻抗不匹配会引起线上反射，负载将一部分电压反射回源端。如果负载阻抗小于源阻抗，反射电压为负，反之，如果负载阻抗大于源阻抗，反射电压为正。布线的几何形状、不正确的线端接、经过连接器的传输及电源平面的不连续等因素的变化均会导致此类反射。 按照传输线理论，当负载与输出不匹配时，信号的传输为非理想行波状态（驻波或反射），会出现波形失真或衰减。阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，当它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。对于普通的宽频放大器 ，输出阻抗50 Q，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度，即电缆长度可以忽略的话，就无须考惠阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时，要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等，此时的传输不会产生反射，这表明所有能量都被负载吸收了；反之则在传输中有能量损失。在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号质量的优劣。阻抗匹配的技术可以说丰富多样，但是在具体的系统中怎样才能比较合理地应用，需要衡量多个方面的因素。例如，在系统设计中，很多采用的都是源端的串联匹配。对于什么情况下需要匹配，采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式，以下逐一分析。例如，差分的匹配多数采用串联终端的匹配；时钟采用并联终端匹配。1)串联终端匹配串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻 R，使源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射。串联终端匹配后的信号传输具有以下特点：(1)由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50%向负载端传播。(2)信号在负载端的反射系数接近十1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50%。(3)反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接收到的信号与原始信号的幅度近似相同。(4)负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收。(5)反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电源电压为+4.5 V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37 Q，在高电平时典型的输出阻抗为45 Q；TTL驵动器和CMOS驱动器一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL或CMOS电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考虑。2)并联终端匹配并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很小的情况下，通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，达到消除负载端反射的目的。实现形式分为单电阻和双电阻两种形式。并联终端匹配后的信
传输线的基本知识 传输射频信号的线缆泛称传输线，常用的有两种:双线与同轴线。频率更高则会用到微带线与波导，虽然结构不同，用途各异，但其基本传输特性都由传输线公式所表征。 不妨先让我们作一个实验，在一台PNA3620上测一段同轴线的输入阻抗。我们会发现在某个频率上同轴线末端开路时其输入阻抗却呈现短路，而末端短路时入端反而呈现开路。通过这个实验可以得到几个结论或想法：首先，这个现象按低频常规电路经验看是想不通的，因此一段线或一个网络必须在使用频率上用射频仪器进行测试才能反映其真实情况。其二，出现这种现象时同轴线的长度为测试频率下的λ/ 4或其奇数倍；因此传输线的特性通常是与长度的波长数有关，让我们习惯用波长数来描述传输线长度，而不是绝对长度，这样作就更通用更广泛一些。最后，这种现象必须通过传输线公式来计算（或阻抗圆图来查出），熟悉传输线公式或圆图是射频、天馈线工作者的基本功。 传输线公式是由著名的电报方程导出的，在这里不作推导而直接引用其公式。对于一般工程技术人员，只需会利用公式或圆图即可。 这里主要讲无耗传输线，有耗的用得较少，就不多提了。 射频器件（包括天线）的性能是与传输线（也称馈线）有关的，射频器件的匹配过程是在传输线上完成的，可以说射频器件是离不开传输线的。先熟悉传输线是合理的，而电路的东西是比较具体的。即使是天线，作者也尽量将其看成是个射频器件来处理，这种作法符合一般基层工作者的实际水平。 1.1 传输线基本公式 1.电报方程 对于一段均匀传输线，在有关书上可 查到，等效电路如图1-1所示。根据线的 微分参数可列出经典的电报方程，解出的 结果为： V 1= 2 1（V 2+I 2Z 0）e гx + 2 1 (V 2-I 2Z 0)e -гx （1-1） I 1= 21Z （V 2+I 2Z 0）e г x - 21Z (V 2-I 2Z 0)e -г x (1-2) 2 x 为距离或长度，由负载端起算,即负载端的x 为0 2г= α+j β, г为传播系数，α为衰减系数, β为相移系数。无耗时г = j β. 一般情况下常用无耗线来进行分析，这样公式简单一些,也明确一些，或者说理想化一些。而这样作实际上是可行的，真要计算衰减时，再把衰减常数加上。 2 Z 0为传输线的特性阻抗。 2 Z i 为源的输出阻抗(或源内阻)，通常假定亦为Z 0；若不是Z 0，其数值仅影响线上电压的幅度大小，并不影响其分布曲线形状。
微波技术与天线实验报
（1）负载开路，负载短路，与负载匹配 负载开路与短路即为令终端负载L Z 为∞或0，而对于功率输出，当负载匹配时会得到最大的功率输出；对于电源电压输出，指电源内阻越小在内阻上的压降越小，会得到最大的电压输出，就是说电源的效率最大，当内阻r=0,电源的效率等于1（100%）。 （1）传输线的工作状态 传输线的工作状态取决于传输线终端所接的负载，有三种状态。其中负载开路与短路即为令终端负载L Z 为∞或0导致传输线工作于驻波状态，Z L =Z 0时传输线工作于行波状态。 行波状态：传输线上无反射波出现，只有入射波的工作状态。 当传输线终端负载阻抗等于传输线的特性阻抗，即Z L =Z 0时，线上只有入射波（反射系数为零)。此时 z z e U e Z I U z U '' =+= 'γγ20222 )( z z e I e Z Z I U z I ' +'=+= 'γγ20 0222)( 对于无损耗线=γj β,则
本实验用微带传输线模块模拟测量线。利用驻波测量技术测量传输线上的波，可以粗略地观察波腹、波节和波长，进而测量反射系数|Γ|和驻波比ρ。若条件允许可以使用反射测量电桥以较精确地测量反射损耗。 （1）实验仪器 RZ9908综合实验箱频率合成信号发生器电场探头频谱分析仪反射测量电桥终端负载（2）实验思路 用驻波分布法测量微带传输线上电磁波的波长。观测微带传输线上驻波分布，测量驻波的波腹、波节、反射系数和驻波比。 （3）实验过程 实验装置大致如下，应用实验箱固定模块可简化操作。 原理如下： 实验连接图如下：
微带传输线模块测量端开路（不接负载)。 把频率合成信号发生器设置成为：CENTER FREQUENCY=1000MHz，SPAN=1MHz，参考电平-30dBm，在保证信号不超出屏幕顶端的情况下，参考电平越小越好，尽量使信号谱线的峰值显示在屏幕的第一格和第二格之间。 频率合成信号发生器设置为输出频率1000MHz和最小衰减量。 如图1连接，逐次移动探头。记录探头位置刻度读数和频谱分析仪读数，必要时可调节信号发生器的输出功率或频谱分析仪的参考电平。 改变频率合成信号发生器的输出频率为800MHz，再重复进行驻波分布测试。 用反射测量电桥来测量驻波损耗，按图2连接好实验装置
馈线（传输线）的基本概念 a) 传输线（天馈线）的基本概念 连接天线和基站输出（或输入）端的导线称为传输线或馈线。传输线的主要任务是有效地传输信号能量。因此它应能将天线接收的信号以最小的损耗传送到接收机输入端，或将发射机发出的信号以最小的损耗传送到发射天线的输入端，同时它本身不应拾取或产生杂散干扰信号。这样，就要求传输线必须屏蔽或平衡。当传输线的几何长度等于或大于所传送信号的波长时就叫做长传输线，简称长线。 b) 传输线的种类、阻抗和馈线衰减常数 超短波段的传输线一般有两种：平行线传输线和同轴电缆传输线（微波传输线有波导和微带等）。平行线传输线通常由两根平行的导线组成。它是对称式或平衡式的传输线。这种馈线损耗大，不能用于UHF频段。同轴电缆传输线的两根导线为芯线和屏蔽铜网，因铜网接地，两根导体对地不对称，因此叫做不对称式或不平衡式传输线。同轴电缆工作频率范围宽，损耗小，对静电耦合有一定的屏蔽作用，但对磁场的干扰却无能为力。使用时切忌与有强电流的线路并行走向，也不能靠近低频信号线路。GSM系统所用天馈为同轴电缆。无限长传输线上各点电压与电流的比值等于特性阻抗，用符号Ｚ。表示。同轴电缆的特 性阻抗Ｚ。＝〔138/√εr〕×log(D/d)欧姆。 通常Ｚ。=50欧姆/或75欧姆； D为同轴电缆外导体铜网内径；d为其芯线外径；εr为导体间绝缘介质的相对介电常数。 由上式不难看出，馈线特性阻抗与导体直径、导体间距和导体间介质的介电常数有关，与馈线长短、工作频率以及馈线终端所接负载阻抗大小无关。一般GSM 工程上采用的馈线为口径为7/8 inch；在Alcatl系统的双频小区中DCS1800使用13/8 inch口径的馈线。 信号在馈线里传输，除有导体的电阻损耗外，还有绝缘材料的介质损耗。这两种
怎样理解阻抗匹配 阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。 我们先从直流电压源驱动一个负载入手。由于实际的电压源，总是有内阻的（请参看输出阻抗一问），我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R越小，则输出电流越大。负载R上的电压为：Uo=IR=U/[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R 越大，则输出电压Uo越高。再来计算一下电阻R消耗的功率为：P=I2×R=[U/(R+r)]2×R=U2×R/(R2+2×R×r+r2) =U2×R/[(R-r)2+4×R×r] =U2/{[(R-r)2/R]+4×r} 对于一个给定的信号源，其内阻r是固定的，而负载电阻R则是由我们来选择的。注意式中[(R-r)2/R]，当R=r时，[(R-r)2/R]可取得最小值0，这时负载电阻R上可获得最大输出功率Pmax=U2/(4×r)。即，当负载电阻跟信号源内阻相等时，负载可获得最大输出功率，这就是我们常说的阻抗匹配之一。对于纯电阻电路，此结论同样适用于低频电路及高频电路。当交流电路中含有容性或感性阻抗时，结论有所改变，就是需要信号源与负载阻抗的的实部相等，虚部互为相反数，这叫做共扼匹配。在低频电路中，我们一般不考虑传输线的
匹配问题，只考虑信号源跟负载之间的情况，因为低频信号的波长相对于传输线来说很长，传输线可以看成是"短线"，反射可以不考虑（可以这么理解：因为线短，即使反射回来，跟原信号还是一样的）。从以上分析我们可以得出结论：如果我们需要输出电流大，则选择小的负载R；如果我们需要输出电压大，则选择大的负载R；如果我们需要输出功率最大，则选择跟信号源内阻匹配的电阻R。有时阻抗不匹配还有另外一层意思，例如一些仪器输出端是在特定的负载条件下设计的，如果负载条件改变了，则可能达不到原来的性能，这时我们也会叫做阻抗失配。 在高频电路中，我们还必须考虑反射的问题。当信号的频率很高时，则信号的波长就很短，当波长短得跟传输线长度可以比拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不相等（即不匹配）时，在负载端就会产生反射。为什么阻抗不匹配时会产生反射以及特征阻抗的求解方法，牵涉到二阶偏微分方程的求解，在这里我们不细说了，有兴趣的可参看电磁场与微波方面书籍中的传输线理论。传输线的特征阻抗（也叫做特性阻抗）是由传输线的结构以及材料决定的，而与传输线的长度，以及信号的幅度、频率等均无关。 例如，常用的闭路电视同轴电缆特性阻抗为75Ω，而一些射频设备上则常用特征阻抗为50Ω的同轴电缆。另外还有一种常见的传输线是特性阻抗为300Ω的扁平平行线，这在农村使用的电视天线架上
传输线的反射干扰分析 一.引言 在微机系统中，接口与其它设备之间的连接要通过一定长度的电缆来实现，在计算机内部，印制电路板之间需要通过焊接线来连接。在一些其它的脉冲数字电路中也存在这类事的问题。脉冲信号包含着很多的高频成分，即使脉冲信号本身的重复频率并不十分高，但如果前沿陡峭，在经过传输通道时，将可能发生信号的畸变，严重时将形成振荡，破坏信号的正常传输和电路的正常工作。脉冲信号的频率越高，传输线的长度越长，即便问题越严重。 二.传输线的反射干扰及其造成的危害 任何信号的传输线，对一定频率的信号来说，都存在着一定的非纯电阻性的波阻抗，其数值与集成电路的输出阻抗和输入阻抗的数值各不相同，在他们相互连接时，势必存在着一些阻抗的不连续点。当信号通过这些不连续点时便发生“反射”现象，造成波形畸变，产生反射噪声。另外，较长的传输线必然存在着较大的分布电容和杂散电感，信号传输时将有一个延迟，信号频率越高，延迟越明显，造成的反射越严重，信号波形产生的畸变也就越厉害。这就是所谓的“长线传输的反射干扰”。对于TTL器件来说，“过冲”超过6V时，对器件输入端的P-N结就有造成损坏的可能。同时从3V～-6V的大幅度下降，将会对邻近的平行信号产生严重的串扰，且台阶将造成不必要的延时，给工作电路造成不良的后果。一旦形成震荡，危害就更严重，这种振荡信号将在信号的始端和终端同时直接构成信号噪声，从而形成有效的干扰。 三.信号传输线的主要特性及阻抗匹配 1.信号传输线的特征阻抗 对于计算机及数字系统来说，经常使用的信号传输线主要有单线(含接连线和印制线等)、双绞线、带状平行电缆、同轴电缆和双绞屏蔽电缆等。传输线的特性参数很多，与传输线的反射干扰有关的参数主要有延迟时间和波阻抗。一般说来，反显得信号延迟时间最短，同轴电缆较长，双绞线居中，约为6ns/m。波阻抗为单线最高，约为数百欧，双绞线的波阻抗，双绞线的波阻抗一般在100Ω-200Ω之间，且绞花越短，波阻抗越低。从抗干扰的角度讲，同轴电缆最好，双绞线次之，而带状电缆和单线最差。 2.阻抗的匹配 当传输线终端不匹配时，信号被反射，反射波达到始端时，如始端不匹配，同样产生反射，这就发生了信号在传输线上多次往返反射的情况，产生严重的反射干扰。因此要尽可能做到始端和终端的阻抗匹配，是抑制反射干扰的有效途径。为此，确定“长线”的最佳长度是至关重要的。 在实际实践中，一般以公式的经验来决定实际电路信号传输线的最大允许不匹配长度(也即“长线”界限)。其中，为电路转换边沿的平均宽度，对于常用的中速TTL电路，取15ns，为传输线的延迟时间。可以计算出，其最大允许匹配长度分别为1m，0.6m和0.4m，否则应考虑阻抗匹配。对于高速运行的ECL器件，由于其传输时间只有4ns-5ns，故传输长度一般超过20cm时，就应考虑匹配问题。 阻抗匹配的方法可以分为始端阻抗匹配和终端阻抗匹配。 始端阻抗匹配的方法是在电路的输出端，即传输线的输入端串接一个电阻R，使电路的输出电阻(对TTL而言分别为14R和135R)与所用传输线的波阻抗(如双绞线典型波阻抗为130R)相近似，。这种方法简单易行，波形畸变也较小。但由于电流流经，使在线低压电平上升，从而降低信号低电平的噪声容限。一般规定低电平的升高要小于0.2V,为此应考虑减少负载们的个数来减小电阻R上的电压降。 无源终端匹配可以在接收端的逻辑门的输入端，即传输线的终端并联一个电阻，其阻值应近似等于传输线的波阻抗，。这种方法一般仅限于发送端采用功率驱动门的场合，如用普通
第三章传输线理论 本章的目的是概述由集总电路向分布电路表示法过度的物理前提。在此过程中，推导出一个最有用的公式：一般的射频传输线结构的空间相关阻抗表示公式。正如我们知道的，频率的提高意味着波长的减小，该结论用于射频电路，就是当波长可与分立的电路元件的几何尺寸相比拟时，电压和电流不再保持空间不变，必须把它们看做是传输的波。因为基尔霍夫电压和电流定律都没有考虑到这些空间的变化，我们必须对普通的集总电路分析进行重大的修改。本章重点介绍传输线理论，首先介绍传输线理论的实质，再介绍常用的几种传输线，其中重点介绍微带传输线，以及一般的传输线方程及阻抗的一般定义公式。 3.1传输线的基本知识 传输微波能量和信号的线路称为微波传输线。本节主要介绍传输线理论的实质以及理论基础 3.1.1传输线理论的实质 传输线理论是分布参数电路理论，它在场分析和基本电路理论之间架起了桥梁。随着工作频率的升高，波长不断减小，当波长可以与电路的几何尺寸相比拟时，传输线上的电压和电流将随着空间位置而变化，使电压和电流呈现波动性，这一点与低频电路完全不同。传输线理论用来分析传输线上电压和电流的分布，以及传输线上阻抗的变化规律。在射频阶段，基尔霍夫定律不再成立，因而必须使用传输线理论取代低频电路理论。 现在举例说明：分析一个简单的电路，该电路由内阻为R1的正弦电压源V1通过1.6cm的铜导线与负载电阻R2组成。电路图如下： 图3.1 简单电路
并且我们假设导线的方向与z轴方向一致，且它们的电阻可以忽略。我们假设振荡器的频率是1MHz，由公式 (3.1) 10m/s, rε=10, rμ=1 因此可以得到波长其中是相速度，=9.49×7 λ=94.86m.连接源和负载的1.6cm长的导线，在如此小的尺度内感受的电压空间变化是不明显的。 但是当频率提高到10GHz时情况就明显的不同了，此时波长降低到λ=p v/10 10=0.949cm，近似为导线长度的2/3，如果沿着1.6cm的导线测量电压，确定信号的相位参考点所在的位置是十分重要的。经过测量得知电压随着相位参考点的不同而发生很大的不同。 现在我们面临着不同的选择，在上图所示的电路中，假设导线的电阻可以忽略，当连接源和负载的导线不存在电压的空间变化时，如低频电路情况，才能有基尔霍夫电压定律进行分析。但是当频率高到必须考虑电压和电流的空间特性时，基尔霍夫电路定律将不能直接用。但是这种情况可以补救，假如该线能再细分为小的线元，在数学上称为无限小长度在该小线元上假定电压和电流保持恒定值。对于每一段小的长度的等效电路为： 图3.2 微带线的等效电路 但是具体到什么时候导线或者分立元件作为传输线处理，这个问题不能用简单的数字还给以确切的回答。从满足基尔霍夫要求的集总电路分析到包含有电压和电流的分布电路理论的过度与波长有关。此过度是在波长变得越来越与电路的平均尺寸可比拟的过程中，逐渐发生。根据一般的科研经验，当分立的电路元件平均尺寸长度大于波长的1/10时，就应该用传输线理论。例如在本例中1.6cm的导线我们能估算出频率为：
PCB中的传输线理论 PCB板上的信号传输速率越来越高，PCB走线已经表现出传输线的性质.在集总电路中视为短路线的连线上，在同一时刻的不同位置的电流电压已经不同，所以集总参数在这时已经不起作用了，必须采用分布参数传输线理论来处理(注：如果线长度大于信号传输有效长度的1/6(1/4)，那么我们就看做是一个分布式系统）。传输线的模型可以用图1表示： 单根传输线模型 如果是理想的无损传输线，这没有G 和 R。当然这也在现实中不存在的理想状况。所以，我们以下的考虑都是有损传输线。 对于图传输线的性质可以用电报方程来表达,电报方程如下： dU/dz = ( R + jwL) I dI/dz = ( G +jwC) U 电报方程的解为： 通解中的 由于R, G 远小于 jwL、jwC，所以通常所说的阻抗是指： 从通解中可以看到传输线上的任意一点的电压和电流都是入射波和反射波的叠加，传输因此传输线上任意一点的输入阻抗值都是时间、位置、终端匹配的函数，再使用输入阻抗来研究传输线已经失去意义了，所以引入了特征阻抗、行波系数、反射系数的概念描述传输线。 特征阻抗的物理意义就是：入射波的电压和入射波的电流的比值，或反射波的电压和反射波电流的比值。 电磁波在介质的中的传输速度只与介质的介电常数或等效介电常数有关。 根据经验：FR4内层带状线的传输速度为180ps/inch，表层微带线的传输速度为 140~180ps/inch。 PCB常见的传输线主要有以下几种： 1.1.1 微带线（Microstrip)
式中: w－－导线宽度 t －－导线厚度 h－－介质厚度适用范围： w/h 的比值在0.1~1.0之间； 相对介电常数在1~15之间； 地线宽度大于信号线宽度7倍以上。 1.1.2 嵌入式微带线（Embedded Microstrip) 式中： w－－导线宽度 t－－导线厚度 h－－介质厚度适用范围： w/h 的比值在0.1~1.0之间； 相对介电常数在1~15之间； 地线宽度大于信号线宽度7倍以上。 1.1.3 差分线(Differential Pair)
传输线阻抗匹配方法 匹配阻抗的端接有多种方式，包括并联终端匹配、串联终端匹配、戴维南终端匹配、AC终端匹配、肖特基二极管终端匹配。 1.并联终端匹配 并联终端匹配是最简单的终端匹配技术，通过一个电阻R将传输线的末端接到地或者接到V CC上。电阻R的值必须同传输线的特征阻抗Z0匹配，以消除信号的反射。终端匹配到V CC可以提高驱动器的源的驱动能力，而终端匹配到地则可以提高电流的吸收能力。 并联终端匹配技术突出的优点就是这种类型终端匹配技术的设计和应用简便易行，在这种终端匹配技术中仅需要一个额外的元器件；这种技术的缺点在于终端匹配电阻会带来直流功率消耗。另外并联终端匹配技术也会使信号的逻辑高输出电平的情况退化。将TTL输出终端匹配到地会降低V OH的电平值，从而降低了接收器输入端对噪声的免疫能力。 对长走线进行并联终端匹配后仿真，波形如下： 2.串联终端匹配 串联终端匹配技术是在驱动器输出端和信号线之间串联一个电阻，是一种源
端的终端匹配技术。驱动器输出阻抗R0以及电阻R值的和必须同信号线的特征阻抗Z0匹配。对于这种类型的终端匹配技术，由于信号会在传输线、串联匹配电阻以及驱动器的阻抗之间实现信号电压的分配，因而加在信号线上的电压实际只有一半的信号电压。 而在接收端，由于信号线阻抗和接收器阻抗的不匹配，通常情况下，接收器的输入阻抗更高，因而会导致大约同样幅度值信号的反射，称之为附加的信号波形。因而接收器会马上看到全部的信号电压（附加信号和反射信号之和），而附加的信号电压会向驱动端传递。然而不会出现进一步的信号反射，这是因为串联的匹配电阻在接收器端实现了反射信号的终端匹配。 串联终端匹配技术的优点是这种匹配技术仅仅为系统中的每一个驱动器增加一个电阻元件，而且相对于其它的电阻类型终端匹配技术来说，串联终端匹配技术中匹配电阻的功耗是最小的，而且串联终端匹配技术不会给驱动器增加任何额外的直流负载，也不会在信号线与地之间引入额外的阻抗。 由于许多的驱动器都是非线性的驱动器，驱动器的输出阻抗随着器件逻辑状态的变化而变化，从而导致串联匹配电阻的合理选择更加复杂。所以，很难应用某一个简单的设计公式为串联匹配电阻来选择一个最合适的值。 对长走线进行串联终端匹配后仿真，波形如下： 3.戴维南终端匹配
一、50ohm特征阻抗 终端电阻的应用场合：时钟，数据，地址线的终端串联，差分数据线终端并联等。 终端电阻示图 B.终端电阻的作用： 1、阻抗匹配，匹配信号源和传输线之间的阻抗，极少反射，避免振荡。 2、减少噪声，降低辐射，防止过冲。在串联应用情况下，串联的终端电阻和信号线的分布电容以及后级电路的输入电容组成RC滤波器，消弱信号边沿的陡峭程度，防止过冲。 C.终端电阻取决于电缆的特性阻抗。 D.如果使用0805封装、1/10W的贴片电阻,但要防止尖峰脉冲的大电流对电阻的影响，加30PF的电容. E.有高频电路经验的人都知道阻抗匹配的重要性。在数字电路中时钟、信号的数据传送速度快时，更需注意配线、电缆上的阻抗匹配。 高频电路、图像电路一般都用同轴电缆进行信号的传送，使用特性阻抗为Zo＝150Ω、75Ω的同轴电缆。 同轴电缆的特性阻抗Zo，由电缆的内部导体和外部屏蔽内径D及绝缘体的导电率er 决定：
另外，处理分布常数电路时，用相当于单位长的电感L和静电容量C的比率也能计算，如忽略损耗电阻，则 图1是用于测定同轴电缆RG58A/U、长度5m的输入阻抗ZIN时的电路构成。这里研究随着终端电阻RT的值，传送线路的阻抗如何变化。 图1 同轴传送线路的终端电阻构成 只有当同轴电缆的特性阻抗Zo和终端阻抗RT的值相等时，即ZIN＝Zo＝RT称为阻抗匹配。 Zo≠RT时随着频率f，ZIN变化。作为一个极端的例子，当RT＝0、RT＝∞时可理解其性质(阻抗以，λ/4为周期起伏波动)。 图2是RT＝50Ω(稍微波动的曲线)、75Ω、dOΩ时的输人阻抗特性。当Zo≠RT时由于随着频率，特性阻抗会变化，所以传送的电缆的频率特上产生弯曲.
传输线基本概念实验 当频率高到射频以后，电路元器件的性能发生了变化。甚至于一段线也要用传输线公式来表示，比如说λ/ 4线末端短路时始端等于开路，而末端开路时始端等于短路。这种概念一开始是很难接受的，但是有了PNA362X就可以进行实验验证了。 一实验目的 通过无耗短线的输入阻抗测试，加深对传输线公式与史密斯圆图的理解。 二仪器准备 PNA3620～3623的任一款及其成套附件，另加配保护接头一只。 仪器开机时所显示的主菜单第一项应为《频域》，若为《时域》，则按〖↓〗键使光标移到《时域》下，然后按〖→〗键选择想要的《频域》。 ? ?⑴? 扫频方案设置 ????1.选最小频距， 按〖↓〗键使光标移到《频域》旁边的数值下，按〖→〗在两种最小频距间作出选择（0.1MHz或0.025MHz,通常选0.1 MHz，有特殊要求时才用0.025MHz）； 2.BF=30MHz, 按〖↓〗键, 使光标移到《BF》下面, 可按〖→〗〖←〗键对始频进行改动到所需数值为止, 仪器最低频与型号有关； 3.⊿F =30MHz, 按〖↓〗键, 使光标移到《⊿F》下面, 按〖→〗〖←〗键可对频距进行改动, 时域中⊿F不受控； 4.EF =1590MHz。 按〖↓〗键, 使光标移到《EF》下面, 按〖→〗〖←〗键可改变终止频率, 改EF时, 点数N随着变动, 点数N最小为1, 最大为81; EF = BF+(N - 1)⊿F。 注：一次性扫频方案可在主菜单下设置，若常用并需要保留的扫频方案，应按菜单键在扫频方案菜单下设置，应用时选定即可。 M：模式分为《常规》和《精
测》，应选《常规》,《精测》太费时间。 ⑵连接 1.按上图连接, 此时电桥测试端口应接上保护接头，保护接头末端开路作为新的测试端口（注）； ??? 2.在主菜单下按〖↓〗键将光标移到《测:A B》下, 按〖→〗或〖←〗键使A下空白,B下为《回损》。 双通道仪器，A口与B口可以互换，连接应与选择相符。单通道机只有A口，所有测试皆由A口完成。 此时屏幕显示如下： 频域0.1 BF：0030.0 MHz ⊿F: 0030.0 MHz EF: 1590.0 MHz N: 053 M：常规 测：A B 回损 ?＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊
传输线阻抗匹配的方法 传输线简介传输线（transmission line）输送电磁能的线状结构的设备。它是电信系统的重要组成部分，用来把载有信息的电磁波，沿着传输线规定的路由自一点输送到另一点。 以横电磁（TEM）模的方式传送电能和（或）电信号的导波结构。传输线的特点是其横向尺寸远小于工作波长。主要结构型式有平行双导线、平行多导线、同轴线、带状线，以及工作于准TEM模的微带线等，它们都可借助简单的双导线模型进行电路分析。各种传输TE模、TM模，或其混合模的波导都可认为是广义的传输线。波导中电磁场沿传播方向的分布规律与传输线上的电压、电流情形相似，可用等效传输线的观点分析。 传输线的特性传输线的均匀性 传输导体横截面的形状、使用的材料、导体间的间隔和导体周围的介质，在线路的全部长度上都保持均匀不变的，称为均匀传输线。否则便叫做不均匀传输线。均匀传输线的一次参数均匀地分布于整个传输线上，其数值不随考察点的位置而变化。 传输线在制造和建筑过程中可能出现的偏差，都规定有必要的允许范围。如果出现的不均匀性偏差不超过这些规定，都可以看作是均匀传输线。 性能参数 通常用衰减系数、相移系数、特性阻抗，或与之相对应的其它参数来描述。其数值仅与传输线的结构、几何尺寸、制造传输线使用的材料、工作波长（或工作频率）有关，见表。 传输线阻抗匹配的方法匹配阻抗的端接有多种方式，包括并联终端匹配、串联终端匹配、戴维南终端匹配、AC终端匹配、肖特基二极管终端匹配。 1、并联终端匹配 并联终端匹配是最简单的终端匹配技术，通过一个电阻R将传输线的末端接到地或者接到VCC上。电阻R的值必须同传输线的特征阻抗Z0匹配，以消除信号的反射。终端匹配到VCC可以提高驱动器的源的驱动能力，而终端匹配到地则可以提高电流的吸收能力。
实验一：传输线理论 * （Transmission Line Theory ） 一. 实验目的： 1. 了解基本传输线、微带线的特性。 2. 利用实验模组实际测量以了解微带线的特性。 3. 利用MICROWA VE 软件进行基本传输线和微带线的电路设计和仿真。 二、预习内容： 1．熟悉微波课程有关传输线的理论知识。 2．熟悉微波课程有关微带线的理论知识。 四、理论分析： （一）基本传输线理论 在传输线上传输波的电压、电流信号会是时间及传输距离的函数。一条单位长度传输线的等效电路可由R 、L 、G 、C 等四个元件来组成，如图1-1所示。 假设波的传播方向为＋Z 轴的方向，则由基尔霍夫电压及电流定律可得下列 二个传输线方程式： 此两个方程式的解可写成： 0)()()()() (22 2=+---z V LG RC j z V LC RG dz z V d ωω0)()()()()(2 2 2=+---z I LG RC j z I LC RG dz z I d ωω 图1-1单位长度传输线的等效电路
z z e V e V z V γγ--++=)( (1-1) ，z z e I e I z I γγ--+-=)((1-2) 其中V +,V -,I +,I - 分别是信号的电压及电流振幅常数，而+、-则分别表示+Z ，-Z 的传输方向。γ则是传输系数（propagation coefficient ），其定义如下： ))((C j G L j R ωωγ++= (1-3) 而波在z 上任一点的总电压及电流的关系则可由下列方程式表示： I L j R dz dV ?+-=)(ω V C j G dz dI ?+-=)(ω (1-4) 式（1-1）、（1-2）代入式（1-3）可得： C j G I V ωγ+=++ 一般将上式定义为传输线的特性阻抗（Characteristic Impedance ）——Z O ： C j G L j R C j G I V I V Z O ωωωγ++=+===--++ 当R=G=0时，传输线没有损耗（Lossless or Loss-free ）。因此，一般无耗传 输线的传输系数γ及特性阻抗Z O 分别为： LC j j ωβγ== ， C L Z O = 此时传输系数为纯虚数。大多数的射频传输线损耗都很小；亦即R <<ωL 且G <<ωC 。所以R 、G 可以忽略不计，此时传输线的传输系数可写成下列公式： βαωγj C G L R LC LC j +=?? ? ??++≈2 （1-5） 式（1-5）中与在无耗传输线中是一样的，而α定义为传输线的衰减常数（Attenuation Constant ）,其公式分别为： LC j ωβ=， )(2 1 2o o GZ RY C G L R LC +=??? ??+= α 其中Y 0定义为传输线的特性导纳(Characteristic Adimttance), 其公式为： L C Z Y O O ==1 （二）负载传输线（Terminated Transmission Line ） （A ）无损耗负载传输线（Terminated Lossless Line ） 考虑一段特性阻抗为Zo 的传输线，一端接信号源，另一端则接上负载，如
传输线的反射干扰解析 一.引言 在微机系统中，接口与其它设备之间的连接要通过一定长度的电缆来实现，在计算机内部，印制电路板之间需要通过焊接线来连接。在一些其它的脉冲数字电路中也存在这类事的问题。脉冲信号包含着很多的高频成分，即使脉冲信号本身的重复频率并不十分高，但如果前沿陡峭，在经过传输通道时，将可能发生信号的畸变，严重时将形成振荡，破坏信号的正常传输和电路的正常工作。脉冲信号的频率越高，传输线的长度越长，即便问题越严重。 二.传输线的反射干扰及其造成的危害 任何信号的传输线，对一定频率的信号来说，都存在着一定的非纯电阻性的波阻抗，其数值与集成电路的输出阻抗和输入阻抗的数值各不相同，在他们相互连接时，势必存在着一些阻抗的不连续点。当信号通过这些不连续点时便发生“反射”现象，造成波形畸变，产生反射噪声。另外，较长的传输线必然存在着较大的分布电容和杂散电感，信号传输时将有一个延迟，信号频率越高，延迟越明显，造成的反射越严重，信号波形产生的畸变也就越厉害。这就是所谓的“长线传输的反射干扰”。对于TTL器件来说，“过冲”超过6V时，对器件输入端的P-N结就有造成损坏的可能。同时从+3V～-6V的大幅度下降，将会对邻近的平行信号产生严重的串扰，且台阶将造成不必要的延时，给工作电路造成不良的后果。一旦形成震荡，危害就更严重，这种振荡信号将在信号的始端和终端同时直接构成信号噪声，从而形成有效的干扰。 三.信号传输线的主要特性及阻抗匹配 1.信号传输线的特征阻抗 对于计算机及数字系统来说，经常使用的信号传输线主要有单线(含接连线和印制线等)、双绞线、带状平行电缆、同轴电缆和双绞屏蔽电缆等。传输线的特性参数很多，与传输线的反射干扰有关的参数主要有延迟时间和波阻抗。一般说来，反显得信号延迟时间最短，同轴电缆较长，双绞线居中，约为6ns/m。波阻抗为单线最高，约为数百欧，双绞线的波阻抗，双绞线的波阻抗一般在100Ω-200Ω之间，且绞花越短，波阻抗越低。从抗干扰的角度讲，同轴电缆最好，双绞线次之，而带状电缆和单线最差。 2.阻抗的匹配 当传输线终端不匹配时，信号被反射，反射波达到始端时，如始端不匹配，同样产生反射，这就发生了信号在传输线上多次往返反射的情况，产生严重的反 射干扰。因此要尽可能做到始端和终端的阻抗匹配， 为此，确定“长线”的最佳长度是至关重要的。
产品名称Product name 密级Confidentiality level 技术资料内部公开产品版本Product version 1.0 Total 9pages 共9页HSPICE中传输线模型的结构及参量控制 (仅供内部使用） For internal use only 拟制: Prepared by 王晓东 日期： Date 2003-08-30 审核: Reviewed by 日期： Date yyyy-mm-dd 审核: Reviewed by 日期： Date yyyy-mm-dd 批准: Granted by 日期： Date yyyy-mm-dd 华为技术有限公司 Huawei Technologies Co., Ltd. 版权所有侵权必究 All rights reserved
修订记录Revision record 日期Date 修订版本 Revision version 修改描述 change Description 作者 Author 2003-08-30 1.01 初稿完成王晓东
目录Table of Contents HSPICE中传输线模型的结构及参量控制 (4) 1内容概述 (4) 2传输线HSPICE模型的结构 (4) 3传输线模型的提取 (6) 3.1传输线模型的提出过程 (6) 3.2传输线模型的提取网表 (7) 3.3传输线提取网表中的参数控制 (8) 3.3.1参数conductivity (8) 3.3.2参数computeX (8) 4参数控制在实际仿真中应用 (8)
及参量控制 中传输线模型的结构及参量控制 HSPICE中传输线模型的结构 HSPICE 传输线 传输线 模型 关键词：HSPICE 传输线 摘要：重点讲述了在HSPICE仿真中，传输线模型的引用方法及传输线模型的结构，同时对于传输线提取过程中的参量进行了分析，对于不同仿真过程中参数的提取提供了依据。 1内容概述 在我们HSPICE仿真的传输线模型的引用中，我们一般的作法都是在手册提供的DEMO的基础上，进行了层结构的改动，并没有理会其他的一些控制参量是否有意义，我们所提供的参量是否完备等问题，所以所有的传输线模型都是千篇一律，对于AC、DC、瞬态分析，不管频率为多少，都使用了同样的模型，在一定的程度上浪费了系统的资源，同时也因为对于参数没有准确的控制，增加了仿真的误差。 此文就是将传输线模型提取中的各个参量进行描述，以便根据具体的仿真情况进行参量的控制，简化模型，达到合理利用资源的目的，同时根据在仿真中的摸索，给出了手册DEMO中没有的控制参量及其对传输线模型的影响，最后，对传输线模型的提取步骤及方法进行了描述，同过此描述可以理解HSPICE在传输线仿真中的使用场合和其仿真的局限性。 2传输线HSPICE模型的结构 在HSPICE中，传输线模型的结构如下所示： *SYSTEM_NAME : h26twodif * * ------------------------------------ Z = 0.00066548 * //// Top Ground Plane ////////////// * ------------------------------------ Z = 0.0006477 * die H = 0.00019304 * ------------------------------------ Z = 0.00045466 * die H = 0.00024384 * ------------------------------------ Z = 0.00021082 * die H = 0.00019304 * ------------------------------------ Z = 1.778e-05 * //// Bottom Ground Plane ///////////
信号完整性分析---信号反射及阻抗匹配 信号反射产生的原因，当信号从阻抗为Z0 进入阻抗为ZL 的线路时，由于阻抗不匹配的原因，有部分信号会被反射回来，也可以用“传输线上的回波来概括”。如果源端、负载端和传输线具有相同的阻抗，反射就不会发生了。 反射的影响:如果负载阻抗小于传输线阻抗，反射电压为负，反之，如果负载阻抗大于传输线阻抗，反射电压为正。实际问题中，PCB上传输线不规则的几何形状，不正确的信号匹配，经过连接器的传输及电源平面不连续等因素均会导致反射情况发生，而表现出诸如过冲/下冲以及振荡等信号失真的现象。 过冲，当信号的第一个波峰超过原来设定的最大值，信号的第一个波谷超过原来设定的最大值时，为过冲，也就是冲过头了。下冲，当信号的第二个波峰波谷超过设定值时，称为下冲。过大的过冲会导致元件保护二极管损坏，而下冲严重时会产生假时钟，导致系统误读写操作。 如果过冲过大我们可以采用阻抗匹配的方式消除过冲，方法很简单 如下所示： 效果如下：
震荡：信号的反射也会引起信号震荡，而震荡的本质跟过冲/下冲是一样的，在一个周期内，信号反复的过冲下冲我们称之为信号震荡。震荡是消除电路多余能量的一种方式。通过震荡的信号，可以将反射而产生的多余能量给消耗掉。欠阻尼（振铃）是指终端的阻尼小，过阻尼（环绕）是指终端的阻尼大了。(PS:不只是分布式电路才会产生振荡，集总电路由于LC振荡也会产生振荡，其振荡的大小和电路的品质因素Q有关，Q值代表了电路中信号的衰减速度，Q值越高衰减越慢。可以通过单位时间电路储存的能量与丢失的能量比值来衡量) Q<1/2的时候就不存在过冲或者振荡。 Q值的计算方法为： L是导线的平均电感，C是接收端的负载电容，Rs 是驱动端的输出电阻。 阻抗匹配，由于源端与负载端的阻抗不匹配才引起信号的反射，因此要进行阻抗匹配，从而降低反射系数，可以在源端串接阻抗，或者负载端并行接阻抗。反射系数公式：P=(Z1-Z0)/(Z1+Z0) 阻抗匹配端接技术汇总 单电阻端接 经总结：串联电阻匹配一般适用于单个负载的情况。 一串行端接串行匹配：（不太适用太高的高速） 二并行端接并行匹配：（更适用于高速） 1单电阻并行端接