用频谱分析仪测量通信信号
一、GSM信号的测量
现代高度发达的通信技术可以让人们在地球的任意地点控制频谱分析仪，因此就更要懂得不同参数设置和不同信号条件对显示结果的影响。
典型的全球移动通信系统(GSM)的信号测量如图1所示，它清楚地标明了重要的控制参数设置和测量结果。IFR2399型频谱分析仪利用彩色游标来加亮测量区域，此例中，被加亮的测量区域是占用信道和上下两个相邻信道的中心50kHz频带。
显示的水平轴(频率轴)中心频率为900MHz，扫频频宽为1MHz，而每一小格代表l00kHz。顶部水平线表示0dBm，垂直方向每一格代表10dB。信号已经被衰减了10dB，测量显示的功率电平已考虑了此衰减。
图1 GSM信道带宽显示和功率测量
GSM是以两个25MHz带宽来传送的：从移动发射机到基站采用890MHz到915MHz，从基站到移动接收机采用935MHz到960MHz。这个频带被细分为多个200kHz信道，而第50个移动发送信道的中心频率为900MHz，如图1所示。该信号很明显是未调制载波，因为它的频谱很窄。实际运用中，一个GSM脉冲串只占用200kHz稍多一点的信道带宽。
按照GSM标准，在发送单个信道脉冲串时，时隙持续0.58ms，而信道频率以每秒217次的变化速率进行慢跳变，再加上扫频仪1.3s的扫描时间，根据这些条件可以判定这是一个没有时间和频率跳变的静态测试，没有迹象表明900阳z的信号是间断信号。
为了保证良好的清晰度，选用1kHz的分辨带宽(RBW)滤波器。较新的频谱分析仪中的模拟滤波器的形状系数(3dB：60dB)为11，意思是60dB时滤波器带宽(从峰值衰减60dB)是3dB时滤波器带宽(从峰值衰减3dB)的11倍，即11kHz比1kHz。
与此相比，数字滤波器的形状系数还不到5。例如一个3dB带宽为50kHz的带通滤波器，其60dB带宽只有60kHz，这几乎是矩形通带。它保证在计算平均功率时只含有50kHz以外区域很小一点的功率。作为对比，如果分辨带宽RBW50kHz，使用前面提及的模拟滤波器而不是数字滤波器，其60dB带宽将为550kHz。
标记1处的信号电平是4.97dBm。为了使噪声背景出现在屏幕上，显示轨迹线已向上偏移了10dB(在图中不易察觉)，这是由于信号峰值被预先衰减10dB使其不超过顶部水平线，这也是信号峰值读数比参考电平高的原因。
图中，主信道功率(CHP)读数为7.55dBm，与峰值(标记1处)的读数4.978m不一致，其原因就是主信道功率是在50kHz测量带宽内计算的，而标记1的读数是峰值。公式1定义了在整个带宽内计算主信道功率的方法。
其中，
CHPwr：信道功率，单位dBm
CHBW：信道带宽
Kn：噪声带宽与分辨带宽之比
N：信道内象素的数目
Pi：以1mW为基准的电平分贝数(dBm)
图1中，分辨带宽为1kHz，信道带宽为50kHz。据式(1)，先将在红色游标之间的每个像素功率电平(dBm)的对数值转化成线性功率电平毫瓦(mW)并求其平均值，然后按照测量带宽与分辨带宽之比来修正该值，以求得信道功率电平。
对于带有VGA显示的频谱分析仪来说，500个像素对应水平轴的10个刻度。因此，在红色游标之间有25个像素，每个像素表
示2kHz。(1)式的第二表示50kHz测量带宽内线性功率电平的平均值。假设900MHz处的峰值只有一个像素宽，其峰值功率3.14mW除以25(像素数)，可得到功率平均值为0.126mW。
对于具有高斯响应的有4或5个极点的安捷伦滤波器而言，噪声功率带宽与分辨带宽之比为1.06，即Kn为1.06。假设IFRRBW 滤波器与安捷伦RBW滤波器一样，那么(1)式第一部分变为50/1.06=47.2。最后结果为7.73dBm。
上述计算结果接近7.55dBm。在假设峰值只占有一个像素宽时，为什么刚才计算的功率比显示的功率大?这是因为峰值可能小于2kHz，即小于一个像素的宽度。一些频谱分析仪可将像素细分以得到更大的测量精度。这种情况下，很容易判断出连续波占用的宽度小于1个像素所示的2kHz，比如1.8kHz。
如果像素被细分为10等份，则平均功率为3.14×1.8/2/25=0.113mW。此时，主信道功率(CHP)等于7.27dBm。当然50kHz以外区域的测量带宽可提供一些功率，但是其单个像素宽的峰值被摊薄后，可下降达25dB，意思是该区域内两个或多个像素宽信号的功率将小于峰值功率1/300，所以不用加入总数里。
在数字系统里，很窄的连续波(单音信号)的显示和相关测量是有问题的，根据定义，一条线不能小于1个像素的宽度，可是，实际信号可能很窄。
最后一个影响显示的参数是视频带宽(VBW)，设为1kHz。它与RBW不同，RBW决定到达检测器的信号能量，而VBW则处理被检测电平的显示。如果RBW比较大，那么就有更多的噪声到达检测器。选择一个比RBW、窄的VBW可以使显示平滑，但却增加了扫描时间。对于某些信号的测量，快速扫描、宽的RBW、窄的VBW的组合是最适宜的。
选用比RBWW值小的VBW，则显示的频谱不能跟踪检测到的快速峰值，因而产生失真。而当VBW值等于RBW时，可看到平滑噪声的功能降低，但减少的不是很多。图1中，有意地减小了背景噪声，这对所做的测量来说不是很重要。
二、频谱分析仪指标对测量的影响：
最好的频谱分析仪，也不是完美无缺的。诸如因为输入到混频器的电平太大引起的信号压缩、仪器内部产生的热噪声、内部振荡器的相位噪声、二次谐波失真以及三次、四次交调失真等，都会产生误差。
例如，如果两个功率相同，但频率分别为f1和f2的信号，驱动一个完美的理想的线性放大器，那么就只有两个原始频率输出。而现实的放大器是非线性的，会产生两个频率的多种组合，包括
2f1—f2，2f2—f1，3f1—2f2，3f2—2f1...
频谱分析仪有点象非线性放大器，它的响应可以用一个幕级数表示，
V0=a1Vi十a2Vi2+a3Vi3+…+anVin，
其中电压为rms(有效值)，Vi对应混频器输入的电压，V0对应检测电压。
除了简单放大增益项a1以外，将产生多个高次项。若要增大频谱分析仪的动态范围，处理好第三、第四阶交调失真(IMD)项尤为重要。
对于相对简单的测试，现代频谱分析仪提供了多种控制设置的组合，它们对测量精度的影响是不同的。例如，安捷伦E4440A
型的自动组合模式，包括RBW滤波器，VBW滤波器(不采用VBW=RBW)，扫频宽度及扫描时间，且根据输入衰减设定了参考电平。
某文献中建议的测量步骤，保证频谱分析仪产生的交调失真(IMD)至少低于被测信号(DUT)本身18dB，意味着频谱分析仪引起的失真对测量(DUT)失真的影响少于1dB。
图2 CDMA信号偏移885kHz的动态范围图
相邻信道功率比(ACPR)或低电平IMD的测量要更困难，更需要注意频谱分析仪的能力。图2显示了频谱分析仪的热噪声、相位
噪声和第三、第五阶交调失真与混频器电平的关系。由于精确测量ACPR所需的动态范围接近或超出了很多频谱分析仪的性能极限，所以必须全面考虑之后才有把握进行正确测量。
三、CDMA信号的测量：
CDMA信号类似噪声。重要的是类噪声的信号在理论上只选择均值或有效值型的显示检测器。正负峰值读数检测器会使在测量范围内的每个像素值发生偏差，而采样检测器只接收由像素表示的扫频范围内相应一组幅度的最后一个值。
均值和有效值型检测器的工作与信号统计特性无关，它能给出有良好重复性的结果。因为要在测量范围里把所有像素的功率电平进行平均得出平均功率，所以如果有足够的像素的话，也可以用采样检测器，若要测量重复性达到队1dB，则需要1000个像素。
由采样或均值检测器产生的像素值的平均值不那么简单明了，因为数A、B、C的对数的平均不等于这些数的平均的对数。而有效值检测器是比较常用的，因为它提供的线性值可以被简单地平均。
避免采用小数量值的VBW可能很重要。这里用“可能”，因为某些品牌如安捷伦PSAE4440A频谱仪，VBW设置不影响有效值功率平均测量，对显示线也没有影响。小数值的VBW意味着显示的频谱不能正确跟踪峰值。如果滤掉实际的随机噪声，则小值VBW 就可以达到预想的平滑显示。CDMA信号类似噪声，但与噪声的统计结构不同，所以它们不能被小值VBW平滑掉。
视频平均的方法能对显示的频谱成功地进行平均，是减小噪声的另一种方法。可惜的是显示的频谱通常是对数刻度，我们还得回过头处理对数的平均。
分辨带宽(RBW)等于30kHz，信道带宽(CHBW)等于1.23MHz，Kn假设为1.06。因为相邻信道功率比(ACPR)有严格限制，要求选择具有1%至P4%信道带宽的RBW滤波器，以使得信道有很陡的下降沿，此处30kHz/1.23MHz=2.4%。
因为调制信号功率散布于整个的测量带宽，可根据公式1来计算发射信道功率，可以认为在Co游标之间每个30kHzRBW频带内存在同样的功率。
CDMA是一种宽带技术，并且在整个频带里同时存在全部功率。在这里使用CHBW/RBW的比值作为修正因子，似乎比在图1中对窄带信号的修正更加确切。
若CHBW等于1.23MHz，RBW等于30kHz，那么(1)式括号里的第一部分为38.70。第二部分是显示功率的平均值，大约为18dBm 或0.0158mW，刚好是目测到的脉冲顶部的平均值。
该值乘以38.7并转化为dBm，所计算出的发射信道功率等于2.12dBm，这非常接近于发送信道功率1.65dBm，证明了上述观点。作为验证，假设平均功率为17dBm，计算值对应为1.12dBm，所以最好还是用18dBm。
当R/R公司的FSU型频谱分析仪用户进行ACPR测量时，游标和控制参数自动设置。例如，相邻信道和第一对备用信道的测量带宽只有30kHz，而不是发射信道和第二对备用信道的1.23MHz的测量带宽。从发射信道的中心到相邻信道的边缘的距离为885kHz，它等于保护带宽270kHz与发射信道带宽1.23MHz的一半相加的和。
一般说来，各个CDMA电话可以同时工作，这意味着在基站中可以出现发射频谱的峰值，它是由各个用户编码信号的随机叠加引起的。峰值与均值的比值可以大到12至14dB。尽管其平均功率仍在线性区域内，而峰值可以使混频器进入压缩区。
因为在CDMA信号中有很多频率出现，所以对第三、第五阶失真要特别关注。最后，还必须考虑相位噪声，它对于IS95CDMA 来说是个限制因素，但对于宽带CDMA(WCDMA)来说，因测量ACPR给予了很大偏移量，就没有那么重要。
四、结束语
当选用频谱分析仪时，要根据测量项目来选择型号。例如具有特殊的时域测量能力的零频宽操作适合于测量GSM和时分多址(TDMA)信号，还能进行时间门限和组合的上升/下降沿脉冲串测量。
频谱分析仪是复杂仪器，为了保证频谱纯度，用了几种中频放大器，但每一个都会产生误差、非线性和噪声。部分避免这些问题的一种方法是使用实时采集宽带数据、并用FFT(快速傅立叶变换)计算频谱的频谱分析仪。这种频谱分析仪的信号路径短，而且比许多扫描滤波频谱分析仪有较大的动态范围。
测量ACPR可用时域方法，得出结果要比扫描频谱分析仪快。曾有一篇文献提出了一种速度，快20倍的方法，并可在信道中测量开关暂态晌应，这是扫描频谱分析仪不能做到的。
在没采取其它方法前，应该相信频谱分析仪的测量，只有完全理解了信号类型及电平和控制参数设置的影响，才能使测量更准确。
频谱分析仪和矢量信号分析仪
在实验室和车间最常用的信号测试仪器是电子示波器。人的思维对时间概念比较敏感，每时每刻都与时域事件发生联系，但是信号往往以频率形式出现，用示波器观察最简单的调幅载波信号也不方便，往往显示载波时看不清调制仪，屏幕上获得的是三条谱线，即载频和在载频左右的调制频。调制方式越复杂，电子示波器越难显示，频谱分析器的表达能力强，频谱分析仪是名副其实的频域仪器的代表。沟通时间一频率的数字表达方法就是傅里叶变换，它把时间信号分解成正弦和余弦曲线的叠加，完成信号由时间域转换到频率域的过程。
早期的频谱分析仪实质上是一台扫频接收机，输入信号与本地振荡信号在混频器变频后，经过一组并联的不同中心频率的带通滤波器，使输入信号显示在一组带通滤波器限定的频率轴上。显然，由于带通滤波器由无源元件构成，频谱分析器整体上显得很笨重，而且频率分辨率不高。既然傅里叶变换可把输入信号分解成分立的频率分量，同样可起着滤波器类似的作用，借助快速傅里叶变换电路代替低通滤波器，使频谱分析仪的构成简化，分辨率增高，测量时间缩短，扫频范围扩大，这就是现代频谱分析仪的优点了。
矢量信号分析仪是在预定，频率范围内自动测量电路增益与相应的仪器，它有内部的扫频频率源或可控制的外部信号源。其功能是测量对输入该扫频信号的被测电路的增益与相位，因而它的电路结构与频谱分析仪相似。频谱分析仪需要测量未知的和任意的输入频率，矢量信号分析仪则只测量自身的或受控的已知频率;频谱分析仪只测量输入信号的幅度(标量仪器)，矢量信号分析仪则测量输入信号的幅度和相位(矢量仪器)。由此可见，矢量信号分析仪的电路结构比频谱分析仪复杂，价位也较高。现代的矢量信号分析仪也采用快速傅里叶变换，以下介绍它们的异同。
一、频谱分析议和FFT颁谱分析议
传统的频谱分析仪的电路是在一定带宽内可调谐的接收机，输入信号经下变频后由低通滤器输出，滤波输出作为垂直分量，频率作为水平分量，在示波器屏幕上绘出坐标图，就是输入信号的频谱图。由于变频器可以达到很宽的频率，例如30Hz-30GHz，与外部混频器配合，可扩展到100GHz以上，频谱分析仪是频率覆盖最宽的测量仪器之一。无论测量连续信号或调制信号，频谱分析仪都是很理想的测量工具。
但是，传统的频谱分析仪也有明显的缺点，首先，它只适于测量稳态信号，不适宜测量瞬态事件;第二，它只能测量频率的幅度，缺少相位信息，因此属于标量仪器而不是矢量仪器;第三，它需要多种低频带通滤波器，获得的测量结果要花费较长的时间，因此被视为非实时仪器。
既然通过傅里叶运算可以将被测信号分解成分立的频率分量，达到与传统频谱分析仪同样的结果，出现基于快速傅里叶变换(F 盯)的频谱分析仪。这种新型的频谱分析仪采用数字方法直接由模拟/数字转换器(ADC)对输入信号取样，再经FFT处理后获得频谱分布图。据此可知，这种频谱分析仪亦称为实时频谱分析仪，它的频率范围受到ADC采集速率和FFT运算速度的限制。
为获得良好的仪器线，性度和高分辨率，对信号进行数据采集的ADC需要12位-16位的分辨率，按取样原理可知，ADC的取样率最少等于输入信号最高频率的两倍，亦即频率上限是100MHz的实时频谱分析仪需要ADC有200MS/S的取样率。
目前半导体工艺水平可制成分辨率8位和取样率4GS/S的ADC或者分辨率12位和取样率800MS/S的ADC，亦即，原理上仪器可达到2GHz的带宽，此时垂直分辨率只有8位(256级)，显然8位分辨率过低，因此，实时频谱分析仪适用于制MHz带宽以下的频段，此时具有12位(物96级)以上的分辨率。为了扩展频率上限，可在ADC前端增加下变频器，本振采用直接数字事成的振荡器，这种混合式的频谱分析仪适合在几GHz以下的频段使用。
FFT的性能用取样点数和取样率来表征，例如用100KS/S的取样率对输入信号取样1024点，则最高输入频率是50KHz和分辨率是50Hz。如果取样点数为2048点，则分辨率提高到25Hz。由此可知，最高输人频率取决于取样率，分辨率取决于取样点数。FFT 运算时间与取样，点数成对数关系，频谱分析仪需要高频率、高分辨率和高速运算时，要选用高速的FFT硬件，或者相应的数字信号处理器(DSP)芯片。例如，10MHz输入频率的1024点的运算时间80μs，而10KHz的1024点的运算时间变为64ms，1KHz的1024点的运算时间增加至640ms。当运算时间超过200ms时，屏幕的反应变慢，不适于眼睛的观察，补救办法是减少取样点数，使运算时间降低至200ms以下。
二、矢量网络分析仪
对于频谱分析和电磁干扰测量来说，频谱分析仪是通信测量仪器中常用的设备，由于具有大于1∞dB的动态范围、低于-110dBc/Hz 的噪声、1Hz-100Hz的带宽、50GHz以上的频率范围，能够接收到极微弱的信号和分辨出两个幅度相差很大的信号。频谱分析仪的缺点是只能显示频率分量的幅值，而不能获得信号的相位。对于某些通信元器件和通信链路，幅值和相位必须能够同时测量出来，前者如放大器和振荡器，后者是第一代至第三代的移动通信。
前面曾提及，为了扩大基于FFT的频谱分析仪的频率范围，可在前端增加下变频器。同样原理可用于矢量信号分析仪，它是传统频谱分析仪与F阿分析仪的结合，从而获得在高频和射频频率下的FFT分析能力，同时显示幅度和相位信息。对于现代通信的数字调制分析，以及调幅/调频/调相的解调都是非常有效的手段。
频谱分析仪的变频前端扩展仪器到GHz的频段，经变频后的输入信号频率变成适于FFr处理的频段，电路中的滤波器与频谱分析仪的滤波器不同，这里的滤波器不是选择性的，而防止ADC变换过程产生的信号混叠，即变换过程中出现的虚假信号。ADC的输出分成两路，获得同相和正交信号，经DSP作时间一频率的F町运算后由显示屏获得频谱的幅度和相位。
目前仪器公司供应的矢量信号分析器的频率范围可达3GHz，测量对象是复杂的移动通信常用频段的调制信号，如GSM、CDMA 的基带特性和载波特性。矢量信号分析仪的测量模式有：标量、矢量、数字解调和门控测量。触发可由基带输人信号或由中频信号调节，包括触发电平和相位。扫频方式有单次和连续，对测量数据可多次平均，并用有效值(RMS)、峰值保持和指数坐标指示。
一种新型的矢量信号分析器的重要特性是：频率范围—DC~2.7GHz;基带带宽—40MHz;中频带宽—36MHz;率分辨率—0.001Hz 时基准确度—0.2ppm/年;相位噪声—97dBc/Hz(载波偏移100Hz)，-122dBc/Hz(载波偏移1khz)幅度范
围45~+20dBm；幅度准确度—±2dB;三阶互调失真—70dB。应用领域是卫星通信、扩频跳频通信、点到点通信、以及频率监控和搜索。以移动通信的码分多址(CDMA)来说，利用配套的分析软件，可以获得：
·发射机的平均载波功率
·功率随时间的变化
·相位和频率误差
·邻近信道功率比
·伪随机噪声序列的调制精度
·近距离寄发生发射频率
·频谱测量和波形测量
在无线基站或移动电话的产品开发和产品检验中，矢量信号分析仪可按多种工业标准，对GSM、CDMA等的发射机和手机进行严格的精度和动态范围测量。在CDMA等通信产品生产中，只利用连续测量是不够的，利用数字调制信号可方便地测出输出功率和失真等重要参数。
矢量信号分析仪采用Windows平台，容易通过外接微机进行数据处理和交换，Windows平台便于性能升级和利用其他工程设计工具，熟识的图形界面可缩短学习时间，留出更多的时间进行测量和应用各种设计及测试工具。
三、数字存储示波器的频谱测量
数字存储示波器(DSO)的前端就是ADC变换，因而同样具有频谱分析能力，通过标准或选购的FFT模块获得频谱分析特性。应该指出，DSO主要特点是时域测量，带宽100MHz的产品具有10位以上的垂直分辨率，带宽500MHz的产品只有8位的分辨率，亦即在分辨率上低于频谱分析仪的12位-16位。DSO的前置放大器和衰减器引人瞬态失真，容易在频谱图上表现为低电平的谱波噪声。
特别是高频数字在存储示波器，它采用交叠的ADC来提高取样率，例如每块ADC的取样率是1Gs/s，两块叠加起来获得2Gs/s 的取样率。这是简便的提高有效带宽的办法，但用于频谱显示时，各ADC的线性度、增益、频率响应和取样定时稍有差别，都会在取样时钟脉冲交叠取样过程中引人频谱失真，相当多了一组Fs/N的取样脉冲，这里且是基本取样频率，N是交叠的ADC数。这种电路自身产生的混叠信号不容易用滤波器消除，用DS0测量高频信号时要非常小心在频谱图上出现的混叠信息。例如，利用上述两块取样率1Gs/sADC构成的DSO来观察l00MHz正弦波时，会在900、1100MHz附近出现虚假信号。由此可见，DSO观察时域信号是最好的仪器，由于频域变换后往往出现虚假信号，测量频谱特性时一定要注意“去伪存真”。
四、小结
频谱分析仪的频率范围最宽，灵敏度高，非常适于通信设备和链路的频率分布测量，缺点是只能获得输入信号的幅值。矢量信号分析仪频率范围较低，利用FFT的特点能够同时获得幅度和相位，特别地第一、二、三代移动通信，包括蜂窝、GSM和CDMA 设备的测量。
如何选用滤波电容?
滤波电容在开关电源中起着非常重要的作用，如何正确选择滤波电容，尤其是输出滤波电容的选择则是每个工程技术人员都十分关心的问题。
50Hz工频电路中使用的普通电解电容器，其脉动电压频率仅为100Hz，充放电时间是毫秒数量级。为获得更小的脉动系数，所需的电容量高达数十万μF，因此普通低频铝电解电容器的目标是以提高电容量为主，电容器的电容量、损耗角正切值以及漏电流是鉴别其优劣的主要参数。而开关电源中的输出滤波电解电容器，其锯齿波电压频率高达数十kHz，甚至是数十MHz，这时电容量并不是其主要指标，衡量高频铝电解电容优劣的标准是“阻抗-频率”特性，要求在开关电源的工作频率内要有较低的等效阻抗，同时对于半导体器件工作时产生的高频尖峰信号具有良好的滤波作用。
普通的低频电解电容器在10kHz左右便开始呈现感性，无法满足开关电源的使用要求。而开关电源专用的高频铝电解电容器有四个端子，正极铝片的两端分别引出作为电容器的正极，负极铝片的两端也分别引出作为负极。电流从四端电容的一个正端流入，经过电容内部，再从另一个正端流向负载；从负载返回的电流也从电容的一个负端流入，再从另一个负端流向电源负端。
由于四端电容具有良好的高频特性，为减小电压的脉动分量以及抑制开关尖峰噪声提供了极为有利的手段。高频铝电解电容器还有多芯的形式，即将铝箔分成较短的若干段，用多引出片并联连接以减小容抗中的阻抗成份。并且采用低电阻率的材料作为引出端子，提高了电容器承受大电流的能力。
利用选择性改善接收机的截止点
接收机的交调杂散响应衰减用于衡量在有两个干扰连续波（CW）存在的情况下、接收机接收其指定信道输入调制RF信号的能力。这些干扰信号的频率与有用输入信号的频率不同，可能是接收机非线性元件产生的两个干扰信号的n阶混频信号，最终在有用信号的频带内产生第三个信号。接收机防止杂散响应干扰的保护功能用于衡量接收机区分指定频率输入信号和其他接收机能够产生响应、但不是所希望信号的能力。
接收机的二阶和三阶截止点是表示特定射频电路或系统的两个非常重要的线性指标。通过这两个指标能够预测接收机的交调(IM)特性，而交调特性描述了射频装置对相邻信道或邻近信道的抗干扰性。本文分别介绍了三阶和二阶交调情况下传统接收机截止点(IP)级联方程的改进形式。二阶截止点(IP2)和三阶截止点(IP3)级联方程的数学推导过程引入了给接收级之间增加选择性带来的影响，以改善所有的二阶和三阶输入截止点IIP2与IIP3。
注意：文中所有大写字母变量表示dB或dBm单位，小写字母变量表示线性单位。
在与移动基站所推荐的最低性能标准有关的无线规范中，接收机的交调(IM)特性在技术上被纳入两个主题：接收机的交调杂散响应衰减和接收机对杂散响应干扰采取的保护。接收机的交调杂散响应衰减是在有两个干扰连续波（CW）存在的情况下接收机接收其指定信道输入调制RF信号的能力。这些干扰信号的频率与有用输入信号的频率不同，可能是接收机非线性元件产生的两个干扰信号的n阶混频信号，最终在有用信号的频带内产生第三个信号。接收机防止杂散响应干扰的保护功能用于衡量接收机区分指定频率输入信号和其他接收机能够产生响应、但不是所希望的信号的能力。
三阶交调产生的干扰
作为接收机前端三阶混频的结果，频率为f1和f2的两个信道外的连续波引入一个三阶交调成分，频率等于(2f1 - f2)，它将落入开启信道的有用信号频带内(图1a)。这一带内三阶交调(IM3)产物降低了输入到接收机解调器的载干比(C/I)。按照斜率为3:1的直线(如图1b)，输入IM3产物的电平(IIM3，dBm)可以用下面的等式计算，其中包括接收机的总输入IP3(IIP3，dBm)和两个信道外CW信号的输入功率(P I,dBm)[1]。
图 1. 由两个信道外CW信号产生的IM3产物对带内信号造成干扰(a)。三阶截止点(IP)的定义(b)。
图2为一个传统的两级变频超外差接收机的结构图。在这种接收机的结构中，信道外CW干扰带来的IM3产物产生于低噪声放大器(LNA)，第一级混频器，IF放大器，第二级混频器以及IF限幅放大器中。所有的IM3产物在解调器的输入端累加，相当于在接收机的输入端出现了一个等效的带内IM3产物(IIM3)。使IF放大器、第二级混频器和IF限幅放大器的3阶IM分量达到最小可以减小这个成为带内干扰的IM3产物，而这一目标可以通过在第一级混频器后面的IF滤波器(IF滤波器#1)中提高对那些信道外干扰的IF选择性(S)实现。注意，滤波器的选择性(S)代表IF滤波器＃1在阻带内对信道外干扰的衰减，它相对于滤波器通带插入损耗(IL)。所以，IF滤波器阻带内对信道外CW信号的总抑制(R，dB)可以定义为R = -(IL + S)。IF滤波器的选择性降低了后续接受电路对三阶失真和动态范围的要求，因此，为降低等效的带内IIM3可以对接收机总的IIP3进行优化，以满足接收机基带载干比(C/I)的要求。
图2. 传统的两级变频超外差接收机.
改进的三阶输入截止点(IIP3)级联方程
在图3中，图2所示的两级变频接收机被分成3个部分：RF模块、IF滤波器＃1和IF模块。RF模块，也就是模块＃1，包括在第一个IF滤波器之前的接收RF部分。IF模块，即模块＃2，包括在第一个IF滤波器之后的接收机IF部分。模块1具有G1 的RF增益和等效三阶输入截止点IIP31。模块2具有G2的IF增益和等效三阶输入截止点IIP32。假设在接收机输入端出现的两个信道外CW信号干扰的功率值都等于PI，则PI就是输入到模块1的两个信道外CW信号的功率值。P2是两个信道外CW信号变换到中频后并进入模块2的功率值。IIM3是两个信道外CW信号产生的相对于接收机输入总IM3的失真功率。IIM31是模块＃1产生的相对于本模块的输入总IM3失真功率。IIM32是模块＃2产生的相对于本模块的输入总IM3失真功率。
图 3. 推导改进的IP3级联方程的框图。其中引入了在两个信道外CW信号频率上给接收机各级提高选择性(S)带来的影响。功率单位dBm，增益单位dB。
在下面的推导过程中，模块＃2的输入IM3失真电压除以前级电压增益后的结果与模块＃1的输入IIM3失真电压进行同相相加，这样作可以得到最坏情况下接收机输入的总IM3失真电压。假设系统特征阻抗为1，我们可以写出下面的等式：
这里取平方根是为了将IM3从功率值变为电压值。其中变量iim3, iim31,和iim32取线性功率单位(瓦特或毫瓦)。并且有G1 (dB) = 10.log10(g1) and IL (dB) = 10.log10(il).
等式(1)进行整理后可以得到下面的等式：
等式(3)定义了整个接收机的输入IP3，它也可以不用dBm作单位而写成线性功率单位(毫瓦，mW)的形式：
与在等式(3)中使用的方法类似，我们也可以分别定义模块＃1和模块＃2的IIP31和IIP3 2：
已知P1(dBm) = P I且P2(dBm) = P I +(G1-IL-S),可以从等式(5)、(6)得出:
与我们在等式(3)中使用的方法相同,等式(7)、(8)可以写成线性功率单位的形式而不是以dBm为单位。于是分别得出等式(9)和等式(10):
其中S(dB) = 10.log10(s)，IL(dB) = 10.log10(il)。注意S(dB)与IL(dB)都是正数。
再来看等式(2)，两边都除以(p I)1/2得：
根据等式(4)、(9)和(10)，我们将等式(11)中的各项都用其等效形式代替，消去p I将等式简化后,就得到下面这个改进的IIP3级联方程:
从等式(12)可以看出,使用一个高选择性的IF滤波器（s>>1）,我们可以将IF模块的输入IP3(IIP32)对接收机总输入IP3（IIP3）的影响降至最低，于是接收机的总输入IP3就几乎完全由RF模块的IIP3(IIP31)所决定。值得注意的是：在分析级联系统时，中频模块输入IP3(IIP3)应该用一个等效的输入IP3代替，它考虑了在IF模块前引入选择性的效应。这个等效的IIP32可以写作：
在方程(12)的基础上可以推出更加通用的、计算由M级电路级联组成的接收机总输入IP3的方程。每一级具有线性增益(g n)，输入IP3(iip3n,瓦特)，对引入带内IM3产物的两个信道外CW信号频率的选择性参数为(s n)：
其中S n(dB) = 10.log10(s n)。注意:当s n取1时，也就是选择性参数S n取0dB时，这个方程就简化为了经典的M级级联的截止点计算方程[1]。
二阶交调产生的干扰
接收机杂散响应是与信道内RF信号频率不同的信号，然而如果电平值足够高，它们仍然能够在接收机的通频带内产生输出干扰。杂散响应的频率之一是在半中频点。这个半中频杂散响应导致了出现在接收机RF前端的二阶交调产物(IM2)。它的强度可以通过接收机RF前端的二阶截止点(IP2)预测，其中RF前端的定义包括接收机的第一级混频器及其前面的电路(图2)。对于第一级混频器的高端注入（图4a），在接收机输入端的一个CW信号，偏离本振（LO）频率-f IF/2，通过(-2.f CW + 2.f LO) IM产物下变频至中频[1,2]。对于低端注入，与本振（LO）频率偏差＋f IF/2的CW信号会被频率为(2.f CW - 2.f LO)的IM产物下变频的中频。按照斜率为2:1(图4b)的线性关系，利用包括接收机RF前端输入IP2 (IIP2,dBm)和输入半中频CW信号功率值(P I,dBm)的方程可以确定上述输入IM2产物(IIM2,dBm)的功率[1]。
图4.由半中频杂散响应产生的IM2带内干扰(a)和二阶截止点(IP)的定义(b).
减小第一级混频器的二阶IM分量可以降低这个由半中频杂散响应产生的带内IM2产物。为了达到这个目的，可以在第一级混频器前面的RF滤波器（RF滤波器#1和#2）中引入一定量的对信道外干扰的射频选择性（S）。注意，滤波器的选择性(S)指的是RF滤波器阻带对杂散响应频率的衰减，它相对于滤波器在通带内的插入损耗(IL)。RF滤波器的选择性(S)降低了第一级混频器对二阶失真和动态范围的要求，因此，为了降低半中频信号产生的等效带内IIM2产物可以对接收机总的RF前端IIP2进行优化，以满足了接收机基带载干比(C/I)的要求。
改进的二阶输入截止点(IIP2)级联方程
图5中，将两级变频接收机的RF前端分成三个模块：RF滤波器＃2，模块＃1（包括所有在RF滤波器＃2之前的部分）和模块＃2（在RF滤波器＃2之后并包括第一级混频器的部分）。模块＃1具有RF增益G1和等效二阶输入截止点IIP21。模块＃2具有RF增益G2和等效二阶输入截止点IIP22。假设出现在接收机输入的每一个半中频CW信号的功率为P I，则PI就是输入到模块＃1的半中频CW信号的功率。P2是输入到模块＃2的半中频CW信号的功率。IIM2是半中频CW信号产生的相对于接收机输入的总IM2失真功率。IIM21是模块＃1产生的相对于模块＃1输入的总IM2失真功率。IIM22是模块＃2产生的相对于模块＃2输入的总IM2失真功率。
图5.推导改进的IP2级联方程原理框图，其中考虑了在接收机RF前端增加对半中频杂散频率RF选择性（S）的效应。功率单位dBm，增益单位dB。
在下面的推导过程中，模块＃2的输入IM2失真电压被前级电压增益作除后的结果与模块＃1的输入IM2失真电压进行同相相加，这样作可以得到最坏情况下相对于接收机输入的总IM2失真电压。假设系统特征阻抗为1，我们可以写出下面的等式：
这里取平方根是为了将IIM2从功率值转变为电压值。其中变量iim2, iim21和iim22取线性功率单位(瓦特或毫瓦)。并且有G1 (dB) = 10.log10(g1) and IL (dB) = 10.log10(il).
等式(15)进行整理后可以变成下面的等式：
等式(17)定义了整个接收机的输入IP2，它也可以不用dBm作单位而写成线性功率单位(毫瓦，mW)的形式：
与等式(17)中使用的方法类似，我们也可以分别定义模块＃1和模块＃2的IIP21和IIP22：
已知P1(dBm) = P I且P2(dBm) = P I +(G1-IL-S),可以从等式(19)、(20)得出:
与我们在等式(17)中使用的方法相同,等式(21)、(22)可以写成线性功率单位的形式而不是以dBm为单位。于是分别得出等式(23)和等式(24):
其中S(dB) = 10.log10(s)，IL(dB) = 10.log10(il)。注意，S(dB)和IL(dB)都是正数。
再来看等式(16)，两边都除以(p I)1/2,
根据等式(18)、(23)和(24)，我们将等式(25)中的各项都用其等价的形式代替，消去p I将等式简化后,我们就得到下面这个改进的IIP2级联方程:
从等式(12)可以看出,使用一个高选择性的RF滤波器（s>>1）,可以将第一级混频器模块的输入IP2（IIP22）对接收机RF前端的总输入IP2（IIP2）的影响降至最低。值得注意的是：在分析级联系统时，第一级混频器的输入IP2(IIP22)应该用等效的IP2代替，它考虑了在RF滤波器中引入选择性的效应，这个等效的IIP22可以写作：
在方程(26)的基础上，可以推出更加通用的、计算由M级级联组成的接收机RF前端的总输入IP2的公式。每一级的线性增益为(g n)，输入IP2(iip2n,瓦特)，对引入带内IM2产物的半中频CW信号频率的选择性参数为(s n)：
其中S n(dB) = 10.log10(s n)。
电路故障查找的好帮手--- 示波器与逻辑分析仪
示波器与逻辑分析仪是模拟与数字电路设计上的重要仪器。在电子实验室中最常见的便是示波器，大部分的工程师也能轻易操作它，然而如何能充分发挥这些仪器的功能、存储并显示无失真的波形，以及找出产品不正常工作的问题所在，则是许多硬件研发人员需了解的。本文由基本的取样概念开始，提供几个示波器与逻辑分析仪的秘诀，帮助研发人员更加了解示波器与逻辑分析仪，增强电路查找故障的技巧。
取样技术
要将待测信号真实地经由取样而呈现在示波器上，必须满足奈奎斯Nyquist取样理论，即取样频率fs大于信号最高频率的2倍，以保证信号每一周期上至少有两个取样点：
fs > 2 BW
其中，最小的取样率称为奈奎斯取样率。但实际上，要得到较准确的波形，2倍是不够的。
由于取样频率与频宽常被混淆在一起，因此一般示波器会用每秒多少个取样点(Sa/sec)来描述取样频率，而以百万赫兹(MHz)来表示频宽。一般而言，取样技术可分为单次取样和重复取样两大类。
最常见的示波器都是使用单次取样来撷取数据，这也是最直接的方法。取样时只是按照取样频率将整个波形一点一点储存下来，遇到一次触发条件便完成所有取样，因此可以捕捉到非周期性的瞬态，故名为单次取样。单次取样在长时间数据收集时，存储深度是必须考虑的因素。对于一固定的取样频率，每一个通道的存储深度越深，越能撷取越长的数据，否则就必须降低取样频率，牺牲信号的频宽以及分辨率，甚至造成膺频的现象。避免膺频的方法须尽可能提高取样频率，或者仪器本身增加一个低通滤波器（LFT），滤掉过高频的信号如果我们要捕捉的是周期性信号，示波器就不必在一个周期内完成取样，这个概念衍生出重复取样技术。在每一次遇到触发条件时作取样，最后将多次取样结果相叠重建出波形，因此就像是有了较高取样频率（例如1GHz）的示波器。重复取样技术包括顺序与随机重复取样两种。顺序重复取样技术系在每个触发条件后一段延迟时间取样一点，每次增加延迟的时间，只要自触发点到取样点的时间能精确控制，理论上是有最高的准确度。不过取样点越密集，整个重建时间也拖得越久，同时，此种技术无法看到触发点以前（pre-trigger）的数据。随机重复取样，顾名思义为取样点随机分布，因此可能落在触发点以前，示波器的时间电路必须要计算触发点与取样点的时间差，以正确的叠出波形。随机重复取样在每次触发条件附近做5点取样。许多示波器都采用单次取样与随机重复取样技术，在低频时可采用前者，高频时则使用后者。
峰值检测模式（Peak Detect）
在对微处理器进行故障查找上，我们常期望能将无法预期的偶发事件撷取下来观察。例如希望能撷取到一个占空比只有0.005%的窄脉冲，了解造成电路错误动作的原因。传统的取样技术受限于内存有限，在长时间数据搜集时，示波器会自动降低取样率，以避免未捕捉到一个完整波形以前，内存就已经满了。
欲利用拥有50K内存的示波器撷取一毫秒（ns）的数据，取样率应为50MSa/sec，如此一来，只能碰巧才能捕捉到一个2.5ns的窄脉波。峰值检测模式则是储存并显示每个取样周期中的最大值以及最小值，因此无论示波器在何种扫描速率下，都可完全捕捉到2.5ns的窄脉波。
在长时间观察波形时，峰值检测模式是最有用的，不过，若要测量峰值变化的上升时间、脉冲宽度等详细的参数分析，则必须利用高取样率配合毛刺触发，捕捉无失真的波形来观察。
毛刺触发（Glitch trigger）
毛刺是信号上不想要的电压改变，是数字电路中特别常见的问题。虽然有些电路可以允许这些毛刺的存在，但大部份电路却会因为毛刺而产生误动作，造成系统不正常。因此如何辨别毛刺并将其捕捉下来进一步分析，便成为一个重要的课题。
要如何才能分析隔十小时才会发生一次的毛刺呢？我们不可能一直守候在仪器旁，仪器也没有足够的内存来储存数十小时的所有数据。因此必须告诉它要在毛刺时作触发，将整个毛刺前后的数据撷取下来，以分析毛刺发生的原因。例如不同路径（trace）间的电容耦合、电源涟波、组件上之高瞬态电流、或其它各种可能的事件。因此配合毛刺触发，可在快速时间下利用示波器的高取样速率，仔细捕捉、分析可疑的干扰。
此外，用逻辑分析仪亦可达到类似的功能。在逻辑分析仪的时序分析中，如果信号在两个相邻取样点间，通过门限电压（threshold）两次，便定义并记录为毛刺，这样很容易便可捕捉到恼人的毛刺了。值得注意的是，逻辑分析仪中的“毛刺触发”功能启用时，仪器会内定一个最高的辅助取样速率（例如：1Gsa/sec），根据定义判断是否存在毛刺，不过显示在逻辑分析仪上的仍为内存所储存的数据，也就是将原取样速度之取样结果，再加上毛刺的记录。然而逻辑分析仪的1-bit分辨率只能有0与1的数字基准，若要重建实际波形则可配合逻辑分析仪中的示波器模块做同步（synchronize）来观察。
压控晶体振荡器选用中的几个问题
摘要本文介绍了压控晶体振荡器电参数的特点以及选用时注意的问题。
关键词压控晶体振荡器
1、前言
压控晶体振荡器（VCXO）是通过红外加控制电压使振荡效率可变或是可以调制的石英晶体振荡器。VCXO主要由石英谐振器、变容二极管和振荡电路组成，其工作原理是通过控制电压来改变变容二极管的电容，从而“牵引”石英谐振器的频率，以达到频率调制的目的。VCXO大多用于锁相技术、频率负反馈调制的目的。VCXO大多用于锁相技术、频率负反馈系统及频率调制，已是通信机、移动电话、寻呼机、全球定位系统（GPS）等众多电子应用系统必不可少的关键部件。
VCXO允许频率控制的范围比较宽，牵引度一般为（±35～±50）×10－6，实际可达±200×10－6。
随着现代无线通信系统向高频、宽带、便携式方向发展，要求VCXO具有高频、高性能、频率范围宽、线性度好、频率稳定度优、频率牵引误差小、噪声低和封装尺寸小等特性。世界上各先进国家竞相开发与生产高水平的产品来满足日益增长的市场需求。表1为美国十大著名VCXO厂商生产的VCXO品种、性能和价格[1]。
VCXO技术规范中列有多项性能参数。这些参数往往是相互关联的。我们不能一味追求某些参数的高指标而忽视由此引起的其它参数的劣化。例如，VCXO允许的频率控制范围就是有限制的。一般来说，如果要求VCXO有较大的牵引度，则它在工作温度范围内的频率稳定度就较差。反之，如果对频率稳定度要求高，就很难得到较大的牵引度（>±200×10－6）。因此，正确了解VCXO的技术规范和使用要求，对于在设计上用好这种器件是很关键的。下面我们将介绍VCXO电参数的特点和选用时应注意的问题。
2、VCXO的确定
首先，要弄清楚具体应用场合是需要VCXO，还是一般的振荡器。当设计人员希望通过外加控制电压来对振荡器的频率作小范围的调谐时，就应选用VCXO器件。我们把这种振荡器调谐称为牵引度（pullability）。牵引度用10－6数量级表示。VCXO牵引度的典型值为±50×10－6～±200×10－6，要得到这种范围的牵引度，VCXO产品一般采用标准圆形石英晶体。为了满足牵引度范围大的要求，设计上须用大尺寸晶体（直接0.25英寸～0.35英寸）。此外，如果要得到大范围的牵引度，VCXO产品的晶体应是基模晶体。
3、频率稳定度要求
VCXO用石英晶体作频率控制元件，其振荡频率在工作温度内是稳定的。当我们对VCXO进行调谐时，振荡频率会发生改变；但偏离标称频率的各个频率值在工作温度范围内同样是稳定的。必须注意，对于一个给定的频率而言，频率稳定度要求越高，要得到大范围的牵引度就越困难。采用硅解决方案，不能获得良好的频率稳定度。这是因为硅存在颤动噪声和相位噪声所致。VCXO采用了石英晶体，频率异常稳定，是目前最好的频率控制器件。
表1美国VCXO性能
3.3/5 LCC（6脚）
～
插孔英寸英
寸英寸
4、电压调谐与频率变化的关系
VCXO的频率偏移值同加在其调谐电路上的控制电压的大小有关。VCXO标称频率对应的调谐电压规定为VCC（电源电压）的一半。VCC为5V的VCXO，控制电压为2.5V时就产生中心频率。控制电压为（0.5～4.5）V的VCXO，其频率变化曲线的斜率为正。也就是
说，当控制电压从2.5V上升为4.5V时，振荡器的频率将增大；当控制电压从2.5V降为0.5V时，振荡器的频率将减小。振荡器的频率随控制电压变化的特性，往往用调谐灵敏度这一物理量来描述。调谐灵敏度用单位10－6/V表示。如果VCXO的牵引度为±100×10－6，控制电压范围为（0.5～4.5）V，则其调谐灵敏度等于50×10－6/V。要求控制电压没有噪声或其它可能引起振荡器频率和输出波形特性发生突变的瞬态过程，这一点很重要。为把噪声减至最小，经常采取的措施是在电路板上把模拟信号与数字信号分别接地。
5相位噪声和调制
一切振荡器都有一些振幅调制噪声和相位调制噪声。VCXO的相位噪声要受振荡器电路结构和石英晶体的影响。VCXO电源的瞬态过程或波纹产生的调制还会使它的相位噪声性能恶化。相位噪声的均方根值是由相位噪声频谱在给定带宽内求积分而推算出来的。相位噪声是根据频率相对于中心频率的偏移量来界定的，用单位dBc/Hz表示。锁相环电路使用的大多数VCXO器件必须具有良好的相位噪声特性。如果应用上对相应噪声有严格要求，选用VCXO时就一定要规定相位噪声允许的范围。
6、线性度
VCXO振荡频率随控制电压变化的函数关系是非线性的。设计优良的VCXO，其频率与控制电
压的函数曲线接近直线，偏离直线的范围控制在
±10％以内。一般来说，VCXO的牵引度越大，它的线性度就越差。大多数VCXO的频率与控制电压的函数曲线都具有正斜率而且是单调的。因此，当控制电压增加时，牵引度就变大。
7、控制电压端口的输入阻抗和调制带宽[2]
当以10kHz速率进行调制时，VCXO控制电压端口的输入阻抗通常在50kΩ以上。生产厂商受到空间窄小的约束，不能在VCXO 输入端口采取充分的滤波措施来改进它的调制带宽和噪声性能。VCXO典型的调制带宽为直流至20kHz。调制频率超过20kHz，VCXO 输出信号中可能会出现寄生响应。在某些场合，可以采取措施使输入阻抗和调制带宽满足特殊需要。
8、绝对牵引范围与标称振荡频率偏移的关系
在工业上，定义VCXO牵引度的方法有两种。一种方法叫做绝对牵引范围（APR）。这种方法定义的牵引度考虑了VCXO各相关因素产生的所有频率变化，因而给出的是总的牵引范围。简言之，APR定义的牵引度等于VCXO相对于标称振荡频率的频移同稳定性、电压变化、负载变化和老化特性等因素引起的频率变化之和。例如，一个APR为±100×10－6的VCXO，它所追踪的源信号在各种规定的工作条件下具有的最大频率偏移将为±100×10－6。
定义VCXO牵引度的第二种方法仅仅考虑相对于标称振荡频率的频率偏移。这种方法就没有考虑总体稳定性或老化特性的影响。
9、频率与价格的关系
VCXO采用基模晶体来获得要求的牵引度值。对于30MHz以下频率，VCXO运用标准圆形晶体设计。频率超过30MHz后，标准基模晶体就很难制造。随着频率的增加，晶体变得越来越薄，制造过程中的操作也更加困难。在30MHz以上的频率基模工作就需采用反向台面晶体。反向台面晶体制造技术是一种较新的技术，比传统的标准晶体加工技术复杂。因此，高频率产品的加工往往损耗也较大。一般来说，采用反向台面晶体的高频VCXO产品比使用标准圆形晶体的低频VCXO产品价格贵。30MHz以上的VCXO产品价格较高也就不难理解了。
10、工作电压与工作电流
VCXO的电源电压及其允许的误差范围，常常同器件的额定电流或最大电流一起同时加以规定。随着电源电压的降低（例如3.3V），控制电压值也将减小。借助这种较低的控制电压很难获得大范围的牵引度。如果VCXO是用小晶体封装在小型表面组装外壳内制成的话，情况更是如此。
11、输出要求
VCXO可提供适合TTL、ECL、CMOS等集成电路要求的多种输出。设计人员要弄清楚设计的实际要求，只有这样，才能为特定的应用选择正确的输出类型。
12、波形要求
VCXO还对对称性、逻辑电平、上升时间、下降时间等波形参数作了规定。现有VCXO产品可满足TTL、ECL、CMOS等集成电路的波形参数要求。对上升时间、下降时间和对称性要求十分严格时，要特别注意负载的大小和基准电平的高低，以免对厂商给出的参数值造成误解。
基于MATLAB 的声音信号采集系统 野龙平 （陕西师范大学电子信息科学与技术，陕西） 摘要: 声音是各种信号传递与交流最直接的体现，因此对声音信号的研究有十分重要的意义。本文主要针对Matlab指令系统对声音信号的采集，作者利用Matlab 提供的数据采集工具箱, 介绍了倆种采集方法，简单分析并比较其优缺点。基于matlab的数据采集系统, 具有实现简单、性价比和灵活度高的优点。 关键词: Matlab; 数据采集 0 引言 随着科技的发展，对于语音信号的采集已经有很多种方法，如基于单片机技术、VC,C++等编程、纯硬件电路，本文介绍的方法主要通过一款软件MATLAB。它是MathWorks 公司推出的一种面向工程和科学运算的交互式计算软件, 其中包含了一套非常实用的工具-- 数据采集工具箱。使用此工具箱更容易将实验测量、数据分析和可视化的应用集合在一起。数据采集工具箱提供了一整套的命令和函数, 通过调用这些命令和函数, 可以直接控制数据采集设备的数据采集。 作者简单介绍了一种用声卡进行语音信号采集和MATLAB 的数据采集工具箱进行分析处理的语音信号采集系统。经实验证明, 该系统可实现在线连续采集语音信号并进行分析和处理, 具有实现简单、性价比和灵活度高的特点。 1 语音数据采集系统设计 MATLAB 中提供了强大的数据采集工具箱( DAQ- Data Acquisition Toolbox) , 可满足控制声卡进行数据采集的要求。用户通过调用MATLAB 命令, 可对采集的数据进行分析和处理, 为用户带来了极大的方便。 语音数据采集过程如图1 所示。
图1 声卡采集声音信号有两种方式: 传输线输入方式(LineIn) 和麦克风输入( MicIn) 方式。LineIn 方式是通过传输线把其他声音设备, 如录音机等设备的音频输出信号连接到声卡, 通过声卡记录数据存入计算机。 本系统采用MicIn 方式, 即用麦克风接收语音通过声卡将音频信号存入计算机。利用MicIn 方式通过声卡采集数据有两种方法: 方法一是采用对声卡产生一个模拟输入对象进行采集, 方法二是直接利用MATLAB 数据采集箱中提供的的函数命令进行采集。 1. 1 方法1 本系统是以声卡为对象利用MATLAB 数据采集工具箱提供的环境完成数据采集过程, 麦克风成为数据采集系统中的传感器。数据采集过程与其他硬件设备无关, 只与声卡有关, 因此应对声卡产生一个模拟输入对象(AI) 。 数据采集过程的具体实现: 1) 初始化: 创建设备对象。 ai= analoginput(‘ winsound ’ ) 2) 配置: 根据数据采集硬件设备的特性, 增加通道和控制数据采集的行为。为AI 添加1 个通道, 设置采样频率和采样时间。 addchannel( ai, 1) freq= 8000; % 采样频率fs8000Hz set( AI, sampleRate, freq) %为模拟输入设备设置采样频率 duration= 2; %采样时间为2 秒 set (AI, SamplesPerTriffer, duration* freq) ; % 为模拟输入设备设置触发时间 3) 执行: 启动设备对象, 采集数据。 start( ai) ; %启动设备对象 data= getdata( ai) ; % 获得采样数据 4) 终止: 删除设备对象。 stop( ai) ; % 停止设备对象 语音信号输入 声卡 Matlab 数据采集箱 计算机
声音质量的评价 默认分类2007-02-26 10:00:19 阅读6 评论0 字号：大中小订阅 音质标准 所谓声音的质量，是指经传输、处理后音频信号的保真度。目前，业界公认的声音质量标准分为4级，即数字激光唱盘CD-DA质量，其信号带宽为10Hz~20kHz；调频广播FM质量，其信号带宽为20Hz~15kHz；调幅广播AM质量，其信号带宽为50Hz~7kHz；电话的话音质量，其信号带宽为 200Hz~3400Hz。可见，数字激光唱盘的声音质量最高，电话的话音质量最低。除了频率范围外，人们往往还用其它方法和指标来进一步描述不同用途的音质标准。对模拟音频来说，再现声音的频率成分越多，失真与干扰越小，声音保真度越高，音质也越好。如在通信科学中，声音质量的等级除了用音频信号的频率范围外，还用失真度、信噪比等指标来衡量。对数字音频来说，再现声音频率的成分越多，误码率越小，音质越好。通常用数码率（或存储容量）来衡量，取样频率越高、量化比特数越大，声道数越多，存储容 量越大，当然保真度就高，音质就好。 声音的类别特点不同，音质要求也不一样。如，语音音质保真度主要体现在清晰、不失真、再现平面声象；乐音的保真度要求较高，营造空间声象主要体现在用多声道模拟立体环绕声，或虚拟双声道3D环绕声等方法，再现原来声源的一切声象。音频信号的用途不同，采用压缩的质量标准也不一样。如，电话质量的音频信号采用ITU－TG·711标准，8kHz取样，8bit量化，码率64Kbps。AM广播采用ITU－TG·722标准，16kHz取样，14bit量化，码率224Kbps。高保真立体声音频压缩标准由ISO和ITU-T联合制订，CD11172-3MPEG音频标准为48kHz、44.1kHz、32kHz取样，每声道数码率32Kbps~448Kbps，适合CD-DA光盘用。对声音质量要求过高，则设备复杂；反之，则不能满足应用。一般以"够用，又不浪费"为 原则。 音质评价方法 评价再现声音的质量有主观评价和客观评价两种方法。例如： 1．语音音质 评定语音编码质量的方法为主观评定和客观评定。目前常用的是主观评定，即以主观打分（MOS）来度量，它分为以下五级：5（优），不察觉失真；4（良），刚察觉失真，但不讨厌；3（中），察觉失真，稍微讨厌；2（差），讨厌，但不令人反感；1（劣），极其讨厌，令人反感。一般再现语音频率若达7kHz 以上，MOS可评5分。这种评价标准广泛应用于多媒体技术和通信中，如可视电话、电视会议、语音电子 邮件、语音信箱等。 2.乐音音质 乐音音质的优劣取决于多种因素，如声源特性（声压、频率、频谱等）、音响器材的信号特性（如失真度、频响、动态范围、信噪比、瞬态特性、立体声分离度等）、声场特性（如直达声、前期反射声、混响声、两耳间互相关系数、基准振动、吸声率等）、听觉特性（如响度曲线、可听范围、各种听感）等。所以，对音响设备再现音质的评价难度较大。通常用下列两种方法：一是使用仪器测试技术指标；二是凭主观聆听各种音效。由于乐音音质属性复杂，主观评价的个人色彩较浓，而现有的音响测试技术又只能从某些侧面反映其保真度。所以，迄今为止，还没有一个能真正定量反映乐音音质保真度的国际公认的评价标准。但也有报道，国际电信联盟（ITU-T）近期已批准一种客观评价音质的被称之为电子耳的新型测量方法，可对任何音响器材的音质进行客观听音评价，也可用于检测电话通讯语音编码系统的缺陷。 现将乐音音质评价方法综述如下： （1）主观听判音效 通常，据乐音音质听感三要素，即响度、音调和愉快感的变化和组合来主观评价音质的各种属性，如低频响亮为声音丰满，高频响亮为声音明亮，低频微弱为声音平滑，高频微弱为声音清澄。下面结合声源、 声场及信号特性介绍几种典型的听感。
用频谱分析仪测量通信信号 一、GSM信号的测量 现代高度发达的通信技术可以让人们在地球的任意地点控制频谱分析仪，因此就更要懂得不同参数设置和不同信号条件对显示结果的影响。 典型的全球移动通信系统(GSM)的信号测量如图1所示，它清楚地标明了重要的控制参数设置和测量结果。IFR2399型频谱分析仪利用彩色游标来加亮测量区域，此例中，被加亮的测量区域是占用信道和上下两个相邻信道的中心50kHz频带。 显示的水平轴(频率轴)中心频率为900MHz，扫频频宽为1MHz，而每一小格代表l00kHz。顶部水平线表示0dBm，垂直方向每一格代表10dB。信号已经被衰减了10dB，测量显示的功率电平已考虑了此衰减。 图1 GSM信道带宽显示和功率测量 GSM是以两个25MHz带宽来传送的：从移动发射机到基站采用890MHz到915MHz，从基站到移动接收机采用935MHz到960MHz。这个频带被细分为多个200kHz信道，而第50个移动发送信道的中心频率为900MHz，如图1所示。该信号很明显是未调制载波，因为它的频谱很窄。实际运用中，一个GSM脉冲串只占用200kHz稍多一点的信道带宽。 按照GSM标准，在发送单个信道脉冲串时，时隙持续0.58ms，而信道频率以每秒217次的变化速率进行慢跳变，再加上扫频仪1.3s的扫描时间，根据这些条件可以判定这是一个没有时间和频率跳变的静态测试，没有迹象表明900阳z的信号是间断信号。 为了保证良好的清晰度，选用1kHz的分辨带宽(RBW)滤波器。较新的频谱分析仪中的模拟滤波器的形状系数(3dB：60dB)为11，意思是60dB时滤波器带宽(从峰值衰减60dB)是3dB时滤波器带宽(从峰值衰减3dB)的11倍，即11kHz比1kHz。 与此相比，数字滤波器的形状系数还不到5。例如一个3dB带宽为50kHz的带通滤波器，其60dB带宽只有60kHz，这几乎是矩形通带。它保证在计算平均功率时只含有50kHz以外区域很小一点的功率。作为对比，如果分辨带宽RBW50kHz，使用前面提及的模拟滤波器而不是数字滤波器，其60dB带宽将为550kHz。 标记1处的信号电平是4.97dBm。为了使噪声背景出现在屏幕上，显示轨迹线已向上偏移了10dB(在图中不易察觉)，这是由于信号峰值被预先衰减10dB使其不超过顶部水平线，这也是信号峰值读数比参考电平高的原因。 图中，主信道功率(CHP)读数为7.55dBm，与峰值(标记1处)的读数4.978m不一致，其原因就是主信道功率是在50kHz测量带宽内计算的，而标记1的读数是峰值。公式1定义了在整个带宽内计算主信道功率的方法。 其中， CHPwr：信道功率，单位dBm CHBW：信道带宽 Kn：噪声带宽与分辨带宽之比 N：信道内象素的数目 Pi：以1mW为基准的电平分贝数(dBm)
哈尔滨工程大学 实验报告 实验名称：离散时间滤波器设计 班级：电子信息工程4班 学号： 姓名： 实验时间：2016年10月31日18：30 成绩：________________________________ 指导教师：栾晓明 实验室名称：数字信号处理实验室哈尔滨工程大学实验室与资产管理处制
实验七音频频谱分析仪设计与实现 一、 实验原理 MATLAB 是一个数据分析和处理功能十分强大的工程实用软件，其数据采集工具箱为实现数据的输入和输出提供了十分方便的函数命令。本实验要求基于声卡和MTLAB 实现音频信号频谱分析仪的设计原理与实现，功能包括： (1)音频信号输入，从声卡输入、从WAV 文件输入、从标准信号发生器输入； (2)信号波形分析，包括幅值、频率、周期、相位的估计、以及统计量峰值、均值、均方值和方差的计算。 (3)信号频谱分析，频率、周期的统计，同行显示幅值谱、相位谱、实频谱、虚频谱和功率谱的曲线。 1、频率(周期)检测 对周期信号来说，可以用时域波形分析来确定信号的周期，也就是计算相邻的两个信号波峰的时间差、或过零点的时间差。这里采用过零点(ti)的时间差T(周期)。频率即为f = 1/T ，由于能够求得多个T 值(ti 有多个)，故采用它们的平均值作为周期的估计值。 2、幅值检测 在一个周期内，求出信号最大值ymax 与最小值ymin 的差的一半，即A = (ymax - ymin)/2，同样，也会求出多个A 值，但第1个A 值对应的ymax 和ymin 不是在一个周期内搜索得到的，故以除第1个以外的A 值的平均作为幅值的估计值。 3、相位检测 采用过零法，即通过判断与同频零相位信号过零点时刻，计算其时间差，然后换成相应的相位差。φ=2π(1-ti/T)，{x}表示x 的小数部分，同样，以φ的平均值作为相位的估计值。 频率、幅值和相位估计的流程如图1所示。 4、数字信号统计量估计 (1) 峰值P 的估计 在样本数据x 中找出最大值与最小值，其差值为双峰值，双峰值的一半即为峰值。 P=0.5[max(yi)-min(yi)] (2)均值估计 i N i y N y E ∑== 1 )( 式中，N 为样本容量，下同。 (3) 均方值估计 () 20 2 1 ∑== N i i y N y E (4) 方差估计 ∑=-=N i i Y E y N y D 0 2))((1)(
频谱分析仪 摘要频谱分析仪是研究电信号频谱结构的仪器，用于信号失真度、调制度、谱纯度、频率稳定度和交调失真等信号参数的测量，是一种多用途的电子测量仪器。随着软硬件技术的发展，仪器的智能化与虚拟化已成为未来实验室及研究机构的发展方向。虚拟仪器技术的优势在于可由用户定义自己的专用仪器系统，且功能灵活，很容易构建，所以应用面极为广泛。本文介绍了一种使用GUI工具箱用matlab实现的简易虚拟频谱分析仪的设计方法。 关键词matlab，频谱分析仪，时域分析，频域分析
目录 1概述 (3) 2技术路线 (4) 3实现方法 (5) 3.1搭建GUI界面 (5) 3.2信号输入 (6) 3.2.1选择信号输入 (6) 3.2.2声卡输入 (7) 3.2.3读取wav文件 (7) 3.2.4信号发生器输入 (7) 3.3时域分析 (8) 3.4频域分析 (9) 3.5仿真 (10) 3.5.1声卡输入 (10) 3.5.2读取wav文件 (10) 3.5.3信号发生器 (11) 4存在的问题 (15) 5致谢...................................................................................................... 错误！未定义书签。参考文献 (15)
1概述 MATLAB是矩阵实验室(Matrix Laboratory)的简称，是美国MathWorks公司出品的商业数学软件。可以进行矩阵运算、绘制函数和数据、实现算法、创建用户界面、连接其他编程语言的程序等，主要应用于工程计算、控制设计、信号处理与通讯、图像处理、信号检测、金融建模设计与分析等领域。图形用户界面(Graphical User Interface，简称GUI，又称图形用户接口)是指采用图形方式显示的计算机操作用户界面。与早期计算机使用的命令行界面相比，图形界面对于用户来说在视觉上更易于接受。MATLAB自带了强大的GUl工具[1]。在本文中，将利用MATLAB的GUI工具，设计出数字频谱分析仪。 频谱分析仪是研究电信号频谱结构的仪器，用于信号失真度、调制度、谱纯度、频率稳定度和交调失真等信号参数的测量，可用以测量放大器和滤波器等电路系统的某些参数，是一种多用途的电子测量仪器。它又可称为频域示波器、跟踪示波器、分析示波器、谐波分析器、频率特性分析仪或傅里叶分析仪等。现代频谱分析仪能以模拟方式或数字方式显示分析结果，能分析1赫兹以下的甚低频到亚毫米波段的全部无线电频段的电信号[2]。目前已经有许多较成熟的频谱分析软件，如SpectraLAB、RSAVu、dBFA等[3]。本文将给出的则是通过MATLAB软件实现的基于FFT的数字频谱分析仪。 FFT（Fast Fourier Transformation），即为快速傅氏变换，是离散傅氏变换的快速算法，它是根据离散傅氏变换的奇、偶、虚、实等特性，对离散傅立叶变换的算法进行改进获得的。它对傅氏变换的理论并没有新的发现，但是对于在计算机系统或者说数字系统中应用离散傅立叶变换，可以说是进了一大步[4]。 通过此次设计，能进一步掌握MATLAB软件开发过程的基本理论、基本知识和基本技能，熟悉基于MATLAB平台的若干信号处理系统开发及调试方法，且成本低，易于实现，容易修改，并可以进行仿真。该设计的进行可以为我们以后的学习工作奠定一定的基础。
虚拟仪器技术 姓名：史昌波 学号：2131391 指导教师：孙来军 院系(部所)：电子工程学院专业：控制工程
目录 1、前言 (3) 2、声卡的硬件结构和特性 (3) 2．1声卡的作用和特点 (3) 2．2声卡的构造 (5) 3、LABVIEW中与声卡相关的函数节点 (5) 4、LABVIEW程序设计 (6) 4．1程序原理 (6) 4．2程序结构 (7) 4．3结果分析 (9) 5、结束语 (9) 6、参考文献 (10)
基于声卡的数据采集与分析 1、前言 虚拟仪器技术是利用高性能的模块化硬件，结合高效灵活的软件来完成各种测试、测量和自动化的应用。在虚拟仪器系统中，硬件解决信号的输入和输出，软件可以方便地修改仪器系统的功能，以适应不同使用者的需要。其中硬件的核心是数据采集卡。目前市售的数据采集卡价格与性能基本成正比，一般比较昂贵1。 随着DSP(数字信号处理)技术走向成熟，计算机声卡可以成为一个优秀的数据采集系统，它同时具有A／D和D／A转换功能，不仅价格低廉，而且兼容性好、性能稳定、灵活通用，驱动程序升级方便，在实验室中，如果测量对象的频率在音频范围，而且对指标没有太高的要求，就可以考虑使用声卡取代常规的DAQ设备。而且LABVIEW中提供了专门用于声卡操作的函数节点，所以用声卡搭建数据采集系统是非常方便的2。 2、声卡的硬件结构和特性 2．1声卡的作用和特点 声卡的主要功能就是经过DSP（数字信号处理）音效芯片的处理，进行模拟音频信号的与数字信号的转换，在实际中，除了音频信号以外，很多信号都在音频范围内，比如机械量信号，某些载波信号等，当我们对这些信号进行采集时，使用声卡作为采集卡是一种很好的解决方案。 声卡的功能主要是录制与播放，编辑与合成处理，MIDI接口三个部分3。 （1）录制与播放
音质标准音质标准与音质评价方法 ●音质标准 所谓声音的质量，是指经传输、处理后音频信号的保真度。目前，业界公认的声音质量标准分为4级，即数字激光唱盘CD-DA质量，其信号带宽为10Hz~20kHz；调频广播FM质量，其信号带宽为20Hz~15kHz；调幅广播AM质量，其信号带宽为50Hz~7kHz；电话的话音质量，其信号带宽为200Hz~3400Hz。 可见，数字激光唱盘的声音质量最高，电话的话音质量最低。除了频率范围外，人们往往还用其它方法和指标来进一步描述不同用途的音质标准。 对模拟音频来说，再现声音的频率成分越多，失真与干扰越小，声音保真度越高，音质也越好。如在通信科学中，声音质量的等级除了用音频信号的频率范围外，还用失真度、信噪比等指标来衡量。对数字音频来说，再现声音频率的成分越多，误码率越小，音质越好。通常用数码率（或存储容量）来衡量，取样频率越高、量化比特数越大，声道数越多，存储容量越大，当然保真度就高，音质就好。 声音的类别特点不同，音质要求也不一样。如，语音音质保真度主要体现在清晰、不失真、再现平面声象；乐音的保真度要求较高，营造空间声象主要体现在用多声道模拟立体环绕声，或虚拟双声道3D环绕声等方法，再现原来声源的一切声象。 音频信号的用途不同，采用压缩的质量标准也不一样。如，电话质量的音频信号采用ITU－TG·711标准，8kHz取样，8bit量化，码率64Kbps。AM广播采用ITU－TG·722标准，16kHz取样，14bit量化，码率224Kbps。高保真立体声音频压缩标准由ISO和ITU-T联合制订，CD11172-3MPEG音频标准为48kHz、44.1kHz、32kHz取样，每声道数码率32Kbps~448Kbps，适合CD-DA光盘用。 对声音质量要求过高，则设备复杂；反之，则不能满足应用。一般以“够用，又不浪费”为原则。 ●音质评价方法 评价再现声音的质量有主观评价和客观评价两种方法。例如：
安捷伦矢量信号分析基础应用指南
目录矢量信号分析 (3) VSA 测量优势 (4) VSA 测量概念和操作理论 (6) 数据窗口—泄漏和分辨率带宽 (12) 快速傅立叶变换 (FFT) 分析 (14) 时域显示 (16) 总结 (17) 矢量调制分析 (18) 简介 (18) 矢量调制和数字调制概况 (19) 数字射频通信系统概念 (23) VSA 数字调制分析概念和操作理论 (26) 灵活定制的或用户定义的解调 (27) 解调分析 (31) 测量概念 (32) 模拟调制分析 (36) 总结 (38) 其他资源 (39) 下载 89600B 软件并免费试用 14 天，与您的分析硬件结合使 用 ; 或通过选择软件工具栏上的File> Recall> Recall Demo> QPSK>，使用我们记录的演示信号进行测量。立即申请您的 免费试用许可: https://www.doczj.com/doc/0c3321109.html,/?nd/89600B_trial
矢量信号分析本应用指南是关于矢量信号分析(Vector Signal Aanlysis) 的入门读物。本 节将讨论 VSA 的测量概念和操作理论 ; 下一节将讨论矢量调制分析，特别是 数字调制分析。 模拟扫描调谐式频谱分析仪使用超外差技术覆盖广泛的频率范围 ; 从音 频、微波直到毫米波频率。快速傅立叶变换 (FFT) 分析仪使用数字信号处理 (DSP) 提供高分辨率的频谱和网络分析。如今宽带的矢量调制 ( 又称为复调制 或数字调制 ) 的时变信号从 FFT 分析和其他 D SP 技术上受益匪浅。VSA 提供快 速高分辨率的频谱测量、解调以及高级时域分析功能，特别适用于表征复杂 信号，如通信、视频、广播、雷达和软件无线电应用中的脉冲、瞬时或调制 信号。 图 1 显示了一个简化的 VSA 方框图。VSA 采用了与传统扫描分析截然不 同的测量方法 ; 融入 FFT 和数字信号处理算法的数字中频部分替代了模拟中频 部分。传统的扫描调谐式频谱分析是一个模拟系统 ; 而 VSA 基本上是一个使 用数字数据和数学算法来进行数据分析的数字系统。VSA 软件可以接收并分 析来自许多测量前端的数字化数据，使您的故障诊断可以贯穿整个系统框图。 图 1. 矢量信号分析过程要求输入信号是一个被数字化的模拟信号，然后使用 D SP 技术处理 并提供数据输出 ; FFT 算法计算出频域结果，解调算法计算出调制和码域结果。
频谱分析仪的使用方法 13MHz信号。一般情况下，可以用示波器判断13MHz电路信号的存在与否，以及信号的幅度是否正常，然而，却无法利用示波器确定13MHz电路信号的频率是否正常，用频率计可以确定13MHz电路信号的有无，以及信号的频率是否准确，但却无法用频率计判断信号的幅度是否正常。然而，使用频谱分析仪可迎刃而解，因为频谱分析仪既可检查信号的有无，又可判断信号的频率是否准确，还可以判断信号的幅度是否正常。同时它还可以判断信号，特别是VCO信号是否纯净。可见频谱分析仪在手机维修过程中是十分重要的。 另外，数字手机的接收机、发射机电路在待机状态下是间隙工作的，所以在待机状态下，频率计很难测到射频电路中的信号，对于这一点，应用频谱分析仪不难做到。 一、使用前须知 在使用频谱分析仪之前，有必要了解一下分贝(dB)和分贝毫瓦(dBm)的基本概念，下面作一简要介绍。 1．分贝(dB) 分贝是增益的一种电量单位，常用来表示放大器的放大能力、衰减量等，表示的是一个相对量，分贝对功率、电压、电流的定义如下： 分贝数：101g(dB) 分贝数=201g(dB) 分贝数=201g(dB) 例如：A功率比B功率大一倍，那么，101gA／B=10182’3dB，也就是说，A功率比B功率大3dB， 2．分贝毫瓦(dBm) 分贝毫瓦(dBm)是一个表示功率绝对值的单位，计算公式为： 分贝毫瓦=101g(dBm) 例如，如果发射功率为lmw，则按dBm进行折算后应为：101glmw／1mw=0dBm。如果发射功率为40mw，则10g40w／1mw--46dBm。 二、频谱分析仪介绍 生产频谱分析仪的厂家不多。我们通常所知的频谱分析仪有惠普(现在惠普的测试设备分离出来，为安捷伦)、马可尼、惠美以及国产的安泰信。相比之下，惠普的频谱分析仪性能最好，但其价格也相当可观，早期惠美的5010频谱分析仪比较便宜，国产的安泰5010频谱分析仪的功能与惠美的5010差不多，其价格却便宜得多。 下面以国产安泰5010频谱分析仪为例进行介绍。 1．性能特点 AT5010最低能测到2.24uv，即是-100dBm。一般示波器在lmv，频率计要在20mv以上，跟频谱仪比相差10000倍。如用频率计测频率时，有的频率点测量很难，有的频率点测最不准，频率数字显示不稳定，甚至测不出来。这主要足频率计灵敏度问题，即信号低于20mv频率计就无能为力了，如用示波器测量时，信号5％失真示波器看不出来，在频谱仪上万分之一的失真都能看出来。
音频信号的种类及其质量特性 作者:辽宁广播电视传输发射中心二O三台赵军 数字技术的发展突飞猛进，电视伴音的数字技术也有了长足发展，现就声音方面所涉及的技术知识做一简要介绍。 目前，大部分使用的电声器件都是以模拟方式工作的。传声器输出的是模拟音频信号，扬声器需要的激励信号同样是模拟音频信号。器件的客观情况，决定了音频信号的数字化只能是其传输系统的中间环节。但由于其具有极好的保真度和极强的抗干扰性，所以在数字音频没有进入数字电视之前，就开始了探索研究，并取得了一定成果，已经在传统的音响系统领域得到了广泛应用。现就两方面做一介绍： 一、音频信号的种类 1.按声音传递信息内容区分 人耳可以听到的声波信号的频率范围为20~20KHZ。按声音传递信息的内容不同，音频信号可分为3种类型。 (1)波形声音 波形声音是指声波振动产生的声音。显然，波形声音实际上已经包含了所有的声音形式。 它可以成为人们理解声音的最一般形态，就好像可以把各种类型图像都理解成像素点阵图一样。 (2)语音 语音就是指人讲话的声音，特点就是包含有丰富的语言内涵。传送语音信号的基本要求是既能听清语音的内容，又能辨认出讲话者是谁。 (3)音乐 音乐与语音相比内容更丰富、所占频带更宽，同时表现形式更为规范，也可以说是符号化了的声音，乐谱就是音乐的规范表达形式。也就得出，传输音乐信号对系统的要求有多高，难度有多大。也是最高、难度最大的。 2.按声音所占的频带区分 从音频信号所占的频带、数字化时的抽样频率及量化的比特数不同，音频信号可以分为4类。 （1）窄带语音 窄带语音又称电话频带语音，信号频带为300~3.4KHZ,带宽为3.1KHZ,既能听清语音的内容，也能分辨出讲话人是谁，主要用于各类电话通信。数字化时抽样频率常用8KHZ，每个样值以8bit量化，数码率为64bit/s。 （2）宽带语音 信号频带为54~7KHZ,能提供比窄带语音更好的音质，常用于电话会议、视频会议等。 数字化时抽样频率多为16KHZ。 （3）数字音频广播（DAB）信号 信号频带为20~15KHZ，有较好的音质，主要用于声音广播和电视伴音广播。数字化时抽样频率常用32KHZ。 （4）高保真立体声音频信号 信号频带为20HZ~20KHZ，为人耳听觉的全部频带故称为高保真，用于DVD、VCD、CD、HDTV伴音等。数字化时抽样频率用44.1KHZ或48KHZ，每个样值16bit量化，
无线通信信号分析与测量装置（本科组） 一、任务 设计并制作一个能接收、分析、记录和显示无线电信号特征的通信信号分析与测量装置。其原理示意图如下： 二、要求 1、基本要求 （1）信号分析装置能从高频信号发生器获取信号，并自动扫描、捕捉、分析和识别通信信号，载波工作频率范围：15MHz～25MHz； （2）自动测量通信信号的输入信号载波频率，测量值的准确度优于5%； （3）自动判别射频信号的调制方式：无调制载波信号、AM、FM、ASK、FSK；（4）用液晶屏显示（2）和（3）要求的各项参数； （5）正常识别条件下，接收机灵敏度≤1mV； （6）高频放大器输入阻抗为50Ω。 2、发挥部分 （1）装置正常工作时，接收机灵敏度优于100μV,载波频率测量值的准确度优于1%；（2）具有键控预置和自动扫描测量通信信号功能，并能够存储、查询测量结果（以时间先后排序，保存不少于5组数据）； （3）设计制作一个中心频率为20MHz的高频功率放大器，与输岀电阻为50Ω、输岀电压V P≤300mV的高频信号发生器组成发射机。发射机的负载为50Ω鞭状 天线，天线长度不大于１ｍ。要求高频功率放大器的输岀功率≤20mW（在负载 电阻50Ω上）,效率≥40%，在天线间距离≥1ｍ时能实现与接收机的无线正常 通信，能够完成基本要求（2）和（3）； （4）扩展信号载波频率范围至15MHz～35MHz； （5）其他。 三、说明
1.中频频率自选； 2.可选用接收机专用集成电路自行设计与装调，不允许用成品接收机； 3.为便于测量电路的性能指标，应留出相关的测量端口； 4.高频放大器用特性阻抗为50Ω的插座作为信号输入端，高频信号源的输出电阻为50Ω，输出端口为通用标准插座。测试时需自备，信号源至高频放大器的电缆线及标准插头（50Ω）； 5.AM波调制信号频率0.5～1kHz, 调幅度为0.3；FM波调制信号频率0.5～1kHz,最大频偏20kHz；ASK波的码元速率为0.5～1kHz；FSK 波的码元速率为0.5～1kHz,两载频差为0.1MHz； 6.测试前应完成整机调整，测试中不允许对整机进行任何手动调节以及软件更改。分析与识别结果应在显示屏上正确显示。 四、评分标准 项目满分 基本要求设计与总结报告：方案比较、设计与论证，理论分析与 计算，电路图及有关设计文件，测试方法与仪器，测试 数据及测试结果分析 30 实际完成情况50 发挥部分完成第（1）项 6 完成第（2）项10 完成第（3）项20 完成第（4）项8 完成第（5）项 6 合计50
Aｄobe Auditｉon系列教程（二)：频谱分析仪 频谱分析仪是研究信号频谱特征的仪器，在电子技术一日千里的今天,是研究、开发、调试维修中的有力武器。现代频谱分析仪都趋向于智能化，虚拟仪器技术广泛应用，有些就是以专用的计算机系统为核心设计的。其结果是结构大大简化、性能飞速提高。当然专业的频谱分析仪就比示波器更加昂贵了,业余爱好者更难用上。不过不必灰心,我们可以充分利用ＡdｏbｅAudition的频谱分析功能,让你拥有精确频谱分析仪的美梦成真!? 1. 频谱显示模式? Ａdoｂe Audition本身有一种“频谱显示”模式。先打开一段波形,或用《妙用Adobe Auｄｉtioｎ:数字存储示波器》一文介绍的方法录制一段波形，即可进行频谱分析。这里我们新建一段２0秒的对数扫频信号(本文大多选用直接建立的波形,以便了解信号原始波形的标准频谱特征），然后选择“Vｉeｗ=>Sｐectral Vieｗ”(视图=＞频谱)，如图1，或点击快捷工具栏的“Togｇle bｅtwｅen Ｓｐectral and Wavｅｆorm vｉews”(切换频谱视图／波形视图）按扭,即可将波形以频谱显示的方式显示出来，如图2。扫频的频谱显示见图３。 图1
图2 图3 可以看到，横轴为时间,纵轴为频率指示。每个时刻对应的波形频谱都被显示出来了，可以看到扫描速度是指数增加的，即将频率轴取对数时扫描速度是线性的。如图中光标处18秒处频谱指示约1１KＨz。实际上频谱指示的颜色是代表频谱能量的高低的,颜色从深蓝到红再到黄，指示谱线电平由低到高的变化。这实际上跟地图的地形鸟瞰显示是比较相似的，看图4频谱复杂变化的声音频谱就更容易理解这点了。 图4
频谱分析仪介绍 生产频谱分析仪的厂家不多。我们通常所知的频谱分析仪有惠普(现在惠普的测试设备分离出来，为安捷伦)、马可尼、惠美以及国产的安泰信。相比之下，惠普的频谱分析仪性能最好，但其价格也相当可观，早期惠美的5010频谱分析仪比较便宜，国产的安泰5010频谱分析仪的功能与惠美的5010差不多，其价格却便宜得多。 下面以国产安泰5010频谱分析仪为例进行介绍。 1．性能特点 AT5010最低能测到2.24uv，即是-100dBm。一般示波器在lmv，频率计要在20mv以上，跟频谱仪比相差10000倍。如用频率计测频率时，有的频率点测量很难，有的频率点测最不准，频率数字显示不稳定，甚至测不出来。这主要足频率计灵敏度问题，即信号低于20mv频率计就无能为力了，如用示波器测量时，信号5％失真示波器看不出来，在频谱仪上万分之一的失真都能看出来。 但需注意的是，频谱仪测量的是高频信号，其高灵敏度也就决定了，要注意被测信号的幅度范围，以免损坏高频头，在2.24uv-1V之间，超过其范围应另加相应的衰减器。 AT5010频谱分析仪频率范围在0.15～1000MHz(1G)，其系列还有3G、8G、12G等产品。 AT5010频谱分析仪可同时测量多种(理论上是无数个)频率
及幅度，Y轴表示幅度，X轴表示频率，因此能直观的对信号的组成进行频率幅度和信号比较，这种多对比件的测量，示波器和频率计是无法完成的。 2．性能指标 (1)频率 频率范围：0．15—1050MHz 中心频率显示精度：士lOOkHz 频率显示分辨率：lOOkHz 扫频宽度：100kHz／格—100MHz／格 中频带宽(一3dB)：400kHz和20kHz 扫描速度：43Hz (2)幅度 幅度范围：一100～+13dBm 屏幕显示范围：80dBm(10dB／格) 参考电平：一27-13dBm(每级10dB) 参考电平精度：±2dD 平均噪声电平：一99dBm (3)输入。 输入阻抗：50n 插座：BNC 衰减器：0~40dB 输入衰减精度：±1dDm
频谱分析仪的使用方法（第一页） 13MHz信号。一般情况下，可以用示波器判断13MHz电路信号的存在与否，以及信号的幅度是否正常，然而，却无法利用示波器确定13MHz电路信号的频率是否正常，用频率计可以确定13MHz电路信号的有无，以及信号的频率是否准确，但却无法用频率计判断信号的幅度是否正常。然而，使用频谱分析仪可迎刃而解，因为频谱分析仪既可检查信号的有无，又可判断信号的频率是否准确，还可以判断信号的幅度是否正常。同时它还可以判断信号，特别是VCO信号是否纯净。可见频谱分析仪在手机维修过程中是十分重要的。 另外，数字手机的接收机、发射机电路在待机状态下是间隙工作的，所以在待机状态下，频率计很难测到射频电路中的信号，对于这一点，应用频谱分析仪不难做到。 一、使用前须知 在使用频谱分析仪之前，有必要了解一下分贝(dB)和分贝毫瓦(dBm)的基本概念，下面作一简要介绍。 1．分贝(dB) 分贝是增益的一种电量单位，常用来表示放大器的放大能力、衰减量等，表示的是一个相对量，分贝对功率、电压、电流的定义如下： 分贝数：101g(dB) 分贝数=201g(dB) 分贝数=201g(dB) 例如：A功率比B功率大一倍，那么，101gA／B=10182’3dB，也就是说，A功率比B功率大3dB， 2．分贝毫瓦(dBm) 分贝毫瓦(dBm)是一个表示功率绝对值的单位，计算公式为： 分贝毫瓦=101g(dBm) 例如，如果发射功率为lmw，则按dBm进行折算后应为：101glmw／1mw=0dBm。如果发射功率为40mw，则10g40w／1mw--46dBm。 二、频谱分析仪介绍 生产频谱分析仪的厂家不多。我们通常所知的频谱分析仪有惠普(现在惠普的测试设备分离出来，为安捷伦)、马可尼、惠美以及国产的安泰信。相比之下，惠普的频谱分析仪性能最好，但其价格也相当可观，早期惠美的5010频谱分析仪比较便宜，国产的安泰5010频谱分析仪的功能与惠美的5010差不多，其价格却便宜得多。 下面以国产安泰5010频谱分析仪为例进行介绍。 1．性能特点 AT5010最低能测到2.24uv，即是-100dBm。一般示波器在lmv，频率计要在20mv以上，跟频谱仪比相差10000倍。如用频率计测频率时，有的频率点测量很难，有的频率点测最不准，频率数字显示不
摘要：科技的发展带来许多电磁干扰或射频干扰的恶劣环境，要想解决电磁干扰问题的，必须从本质上改变麦克风的工作模式。文章提出了利用激光的传输频带宽、通信容量大和抗电磁干扰能力强等优点，研制一种基于光相位干涉的高灵敏度声音采集系统。光纤声音采集能够传送非常高的声音质量，适用于多种恶劣环境下的声音采集。 关键词：光纤声音采集、干涉型光纤传感器 引言： 麦克风在声场和电场中起着重要的沟通界面，它可将声音信号传至任何地方或者记忆装置。传统型的使用电磁场或静电场来产生动作，外部的强电磁场影响会阻绝这些装置的功能。本项目研制的光纤声音采集系统是一种新颖的声音信号传感器，在反射式强度型光纤传感器的原理基础上，利用激光来采集声音信号，由于它与传统的麦克风有着本质的区别，所以在使用方面具有很大的优越性。系统由非导磁材料制成，其主要工作本体是光，即使在强电磁场或高射频环境中也能正常工作。把光纤应用于麦克风，充分利用了光纤传感器体积小、结构简单、灵敏度高、抗电磁干扰且光纤本身低损耗、耐腐蚀、安全可靠等优良特性。 1、系统结构 本系统利用干涉型光纤传感器的原理，开发基于光相位干涉的高灵敏度声音采集系统，由光纤传感探头、光路系统、光信号调制解调器等部分组成。 干涉型光纤传感器通常将被测量转化为光信号的相位，因此，相位测量是该类型传感器信号处理的基本要求。若直接对相位进行测量，那么有两个问题将限制系统的性能：一是系统受到环境的干扰时被测相位会产生随机漂移，从而引入测量误差，此外，相位漂移还会导致信号衰减；二是直接测相意味着直流检测，信号处理易受电路直流漂移的影响。针对这两个问题引出了相位生成载波技术。相位生成载波调制是在被测信号带宽以外的某一频带之外引入大幅度的相位调制，被测信号则位于调制信号的边带上，这样就把外界干扰的影响转化为对调制信号的影响，且把被测信号频带与低频干扰频带分开，以利于后续的噪声分离。 项目研制的光纤声音采集系统，在对传统michelson干涉仪加以改进的基础上，通过构造由光纤耦合器和振动膜组成的动态michelson干涉光路，能够将外界声压对振膜的作用转化为对光路相位的调制，得到的干涉光信号直接光电转换后即可解调还原声音信号。在多种干涉型光纤传感器的解调方法中，相位生成载波解调技术（pgc）由于是一种无源解调技术，并具有高灵敏度、大动态范围和好的线性度而得到广泛的应用。 2、系统原理 2.1光纤传感探头原理： 激光器发出的激光经耦合器到达传输光纤，由光纤出射的光束照射到振动膜上，传输光纤出射端面m1与振动膜构成一个干涉腔，从两表面反射回的光进行干涉，干涉光再经耦合器由光电探测器接收，外界声音信号通过改变干涉腔的光纤出射端面m1和振动膜之间的距离对光相位进行调制。系统中半导体激光器发出的光源光频随输入的调制电流线性变化，振动膜采用硅微技术进行研制。 2.2解调原理： 光纤声音采集系统中的调制解调器是由光源，光电转换器，高增益微弱信号放大电路，背景噪声消除器等组成。 光源向光纤传感头发射一稳定的激光，传感头内的振动薄膜被周围声音振动信号带动，从而对发射到振动薄膜上的激光进行相位调制后再反射回去，被调制的激光在光路系统里发生干涉，形成携带微弱声音强度的激光信号，光电转换系统的探测器将此激光信号转换成电信号，再经高增益微弱信号放大，pgc解调，噪声滤除，后将解调后的电信号还原成声音信号输出。
谈音质标准与音质评价方法鉴别好音质 ●音质标准 所谓声音的质量，是指经传输、处理后音频信号的保真度。目前，业界公认的声音质量标准分为4级，即数字激光唱盘CD-DA质量，其信号带宽为10Hz~20kHz;调频广播FM质量，其信号带宽为20Hz~15kHz;调幅广播AM质量，其信号带宽为50Hz~7kHz;电话的话音质量，其信号带宽为200Hz~3400Hz。可见，数字激光唱盘的声音质量最高，电话的话音质量最低。除了频率范围外，人们往往还用其它方法和指标来进一步描述不同用途的音质标准。 对模拟音频来说，再现声音的频率成分越多，失真与干扰越小，声音保真度越高，音质也越好。如在通信科学中，声音质量的等级除了用音频信号的频率范围外，还用失真度、信噪比等指标来衡量。对数字音频来说，再现声音频率的成分越多，误码率越小，音质越好。通常用数码率(或存储容量)来衡量，取样频率越高、量化比特数越大，声道数越多，存储容量越大，当然保真度就高，音质就好。 声音的类别特点不同，音质要求也不一样。如，语音音质保真度主要体现在清晰、不失真、再现平面声象;乐音的保真度要求较高，营造空间声象主要体现在用多声道模拟立体环绕声，或虚拟双声道3D环绕声等方法，再现原来声源的一切声象。 音频信号的用途不同，采用压缩的质量标准也不一样。如，电话质量的音频信号采用ITU-TG·711标准，8kHz取样，8bit量化，码率64Kbps。AM广播采用ITU-TG·722标准，16kHz取样，14bit量化，码率224Kbps。高保真立体声音频压缩标准由ISO和ITU-T联合制订，CD11172-3MPEG音频标准为48kHz、44.1kHz、32kHz取样，每声道数码率32Kbps~448Kbps，适合CD-DA光盘用。 对声音质量要求过高，则设备复杂;反之，则不能满足应用。一般以“够用，又不浪费”为原则。 ●音质评价方法 评价再现声音的质量有主观评价和客观评价两种方法。例如: 1.语音音质 评定语音编码质量的方法为主观评定和客观评定。目前常用的是主观评定，即以主观打分 (MOS)来度量，它分为以下五级:5(优)，不察觉失真;4(良)，刚察觉失真，但不讨厌;3(中)，察觉失真，稍微讨厌;2(差)，讨厌，但不令人反感;1(劣)，极其讨厌，令人反感。一般再现语音频率若达7kHz以上，MOS可评5分。这种评价标准广泛应用于多媒体技术和通信中，
AdoｂｅＡｕditｉon系列教程(二)：频谱分析仪 频谱分析仪是研究信号频谱特征的仪器,在电子技术一日千里的今天,是研究、开发、调试维修中的有力武器。现代频谱分析仪都趋向于智能化,虚拟仪器技术广泛应用，有些就是以专用的计算机系统为核心设计的。其结果是结构大大简化、性能飞速提高。当然专业的频谱分析仪就比示波器更加昂贵了,业余爱好者更难用上。不过不必灰心,我们可以充分利用AdobｅＡｕdiｔiｏn的频谱分析功能,让你拥有精确频谱分析仪的美梦成真! 1. 频谱显示模式 AｄobｅAudition本身有一种“频谱显示”模式。先打开一段波形,或用《妙用Adobe Ａuｄitｉｏn：数字存储示波器》一文介绍的方法录制一段波形，即可进行频谱分析。这里我们新建一段2０秒的对数扫频信号（本文大多选用直接建立的波形，以便了解信号原始波形的标准频谱特征）,然后选择“Viｅｗ=＞Spe ｃtrａl Ｖiew”（视图=＞频谱）,如图1，或点击快捷工具栏的“Ｔｏｇgle ｂetween Sｐeｃｔraｌ and Ｗaveform views”(切换频谱视图/波形视图)按扭，即可将波形以频谱显示的方式显示出来，如图2。扫频的频谱显示见图3。 图1
图２ 图3 可以看到，横轴为时间,纵轴为频率指示。每个时刻对应的波形频谱都被显示出来了,可以看到扫描速度是指数增加的，即将频率轴取对数时扫描速度是线性的。如图中光标处18秒处频谱指示约11KＨz。实际上频谱指示的颜色是代表频谱能量的高低的,颜色从深蓝到红再到黄,指示谱线电平由低到高的变化。这实际上跟地图的地形鸟瞰显示是比较相似的，看图4频谱复杂变化的声音频谱就更容易理解这点了。