多电平逆变器简介.docx

多电平逆变器拓扑结构及其控制策略的比较

多电半逆变器主要有三种拓扑结构：二极管箝位型、飞跨电容型和级联型。 二极管箝位型电路需要保证直流侧电容均压，控制困难，实际应用中还是三电平 电路为主，一般不超过五电半。飞跨电容型，亦称电容箝位型，同样存在电容电 压平衡控制及冗余开关状态优化的问题，实际应用较少。

级联型多电平逆变器，乂称链式逆变器，以普通的单相全桥（H 桥）逆变器 为基本单元，将若干个功率单元直接串联，串联数越多，输出电半数也越多。 它的优点是不存在电容平衡问题，电路可靠性提高，易于模块化，适合7电平、 9电平及以上的多电半应用，是目前应用最广的多电平电路。缺点是需要多路 独立的直流电源且不易实现四象限运行。

级朕型利绍位型电跑牡构的对比

项口 级联型

蚀位型

基本小元 半桥氏两电平逆变器组成的H 桥 半桥式两电平逆变器

结构 H 桥宜接串联结构

开关器件申联的半桥式结构

名个铁此独立、没有貞接电的联系 一个?1压直流电漫,遍过直流电滋

串 且. 的臣流电源

联分瓜得到的有电的联系的査流电源 钳位电路 无钳位元件及电路 有钳位元件及电路

吸收电路 基車不用有阴容吸玫电路 白阻容吸收电路

均压 无均压问题及相应的克服电路 右均压问题及相应的克服电曄

多电平逆变器的PWM 控制策略可分为:

馥阪层咎PWM 廿关頻率优化PWM

夕旧电压矢晟PWM

卩砸机开黄频率PWM 熬机

PWM ＜肿胁冲位看PWM 馳

机开关PWM

在上述的多电平逆变器的PWM 控制法中，空间电压矢量控制法适用于三? 五电平的逆变器，五电平以上的多电平逆变器空间电压矢最数目较多，控制算法 复杂，不适合用该方法。对于五电平以上的多电半逆变器，适合采用载波调制 PWM 控制法。

多电平逆变器的〈

拎制法 件定借裁消徐PWM

载波层栓PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，既可用于二极管箝位型和飞跨电容型逆变器，也可以应用于具有独立直流电源的级联型逆变器。载波移相PWM控制法和开关频率优化PWM控制法,则适合于级联型多电平逆变器。

开关频率优化PWM控制法由于正弦调制波中加入了三次谐波，因而只适用于三相多电平逆变器。

对于三相具有独立胃流电源的级联型多电平逆变器，载波移相和开关频率优化结合的PWM控制法，町提高等效开关频率，控制效果更好。

多电平三相逆变器中，空间欠量密集，可供选择的矢量模大小种类很多，电圧合成更加接近正弦波，所以多电半的空间电床矢量法控制进度高，输出电床的谐波含量小。但在电平数在5电平以上的多电平逆变器中，此时空间电压矢星PWM法控制算法非常复杂。一、NPC型多电平逆变器

优点：1)可根据不同的需要选择不同的功率器件，提高功率器件的利用率；2) 电平数越大，输出电圧的谐波含量就越少，输出电斥波形与正弦波就越接近；3)可出接实现大功率和高电压，功率变换装置的成本降低。

缺点：1)每相桥臂开关器件的工作频率不同，造成了各开关器件的负荷不一致：2)对于In 电半电路来说，每个桥臂需要(In-I) (m~2)个箝位二极管，即随着电平数的增加，所盂箝位二极管数目将快速增加，成本增加；3)电平数越大，利用冗余开关状态來平衡分压电容的电斥平衡的控制算法就越复杂。

三岬m电平电塔拓朴结枸/需君件数目比较

电路拓扑结构二极菩箝位型飞跨电容型

开关行2(m-l)2∣m-l)2(m -1)

箝位二扱管(/n-lX/w-2)O O

箝位电容O(加 -1)(加-2)/2O

2(W-I)2{m -1)2(m - 1)

亘疙母线电容(W-I)(,"-1)(/M-1)/2

＞二极管箝位型三电平逆变器

1.拓扑结构

二极管箝位型三电平逆变器主电路图

三电平逆变器共有3*27的空间电压矢星，3个零矢量，独立的空间电压矢呈有

19 (=l+l*6+2*β)个,60°区域小三角形个数为1+3=4o

2.控制策略

1)开关频率优化PWM控制法

具体做法是在正弦调制波中加入零序分帚：，或者正弦波改成梯形调制波，目的是将正弦波的波顶压平，降低开关频率，提高直流电压利用率。但这种方法只适用于三相三线制逆变器。

该方法可以在以下儿方面达到优化：中点电斥平衡：提供直流电斥利用率: 降低开关损耗。实际上，这种正弦调制波加入零用谐波的方法本质上与电压空间矢量PWM法是一致的，相当于在半开关周期的始末端均匀分布零矢最。

化化PWM 竝制算法

2） 特定谐波消除PwM 控制法

该方法是以消除输出电压波形中某些特定的低次谐波为目的的一种PWM 控 制法。有如下优点：可降低开关频率，降低开关损耗；在线相同开关频率下，可 以生成最优的输出电圧波形：可以通过控制得到较高的基波电床，提高直流电床 利用率。难点是必须用牛顿迭代法解非线性方程组,运算时间长，无法在线计算。 3） 三相三电半NPC 型逆变器的SVPWM 控制策略

实现步骤：首先确定参考欠星所在的扇区及其所在的小三角形，确定合成参 考电压矢量的三个基本矢最：确定三个基本矢最的作用时间，即每个电压欠量对 应的占空比（伏秒平衡）：确定各个基本电床矢量所对应开关状态；确定各开关 状态的输出次序（七段式或者五段式）以及各相输出电平的作用时间。

4） 基于60°坐标系的三电平二极管箝位型逆变器SVPWM 方法 ① 坐标变换

采用的60°坐标系为g?h 坐标系，取g 轴与α轴重合，逆时针旋转60°为h 轴，设参考矢量右，坐标系卩到g ?h 坐标系的坐标变换公式为：

■ ■ % =

■

M

i

v ∕r

。

则坐标系a-b-c 到g-h 坐标系的坐标变换公式为:

归一化处理后（矢最坐标整数化），将三电平逆变器的基本矢量变换至g-h坐标

系，得到的变换到60°坐标系下三电平逆变器的空间矢星图如图所示：

⑴（b）

60°坐标系下三电平逆交器空间矢Sl图

②矢最分区方法

扇区的确定方法：空间矢量图可分成6个扇区（A-F）,设参考电床矢量在

60°坐标系中的坐标为喘（％,v li J°参考矢量所处的扇区的位置可以通过下表判断得到。

A?BIX C区DX E区

]_ _ _

Ml<0<0O>0X)

怙>0>0>0O<0O

V rX ÷ Sft>0<0—<0

小三角形的确定方法：每个扇区可分为4个小三角形，根据下表的简单计算就可确定参考矢量所在的区域。选取处在参考矢最所在小三角形的三个顶点的欠最作为合成参考矢量的基本矢量。

ΛlΛ2A3A4

<1>1<1<1

I',ΛI<\<1

v>+v*>1

③欠最作用时间

对于一个给定的参考矢量嗚(V叩V lh),在60°坐标系中运用伏秒平衡即可求得各个基本

矢量的作用时间或占空比：

v rft≈d l v lii±d2v2χ^d3v3ft

VM= 〃】VM + d.v2h +d i v yh

I 二d∣ + d? + d?

④输出开关状态的确定

设这三个基本矢屋

% =(V XX.,V VΛ)7,V JrX,V XΛ∈{-2-1,0,1,2},X∈{1,2,3}

则对应的开关状态为

SX =(Sra,S对,SQ Sχa?S畑SH∈ {-1,0,1}

则开关矢量为

Sg = i

SM=, S XU S Tht S Xc∈ {-l,0J}

Sy = i - V JX一V xh

在满足SSS",S"0{-IQ1}的条件下，选择不同的i就可以得到三个最近基

y

本矢S f7X =(所对应的全部开关状态。

ffi÷60β坐标系的三屯平逆变??SVPWM ft真波形基于60°坐标系的三电平NPC逆变器SVPW方法能够很好地实现三电平电压PWM 波的输出，其特点是能够将SVPWM算法极大简化，准确地确定参考电床欠量落入的矢量三角形和计第各个基本矢量的作用时间。

＞二极管箝位型五电平逆变器

1.拓扑结构

单相二极管箝位型五电平逆变器的拓扑结构。电路由4个等值分压电容、8 个IGBT 串联构成的开关器件Q 1-Q 1, Q 1' -Q ； , 12个箝位二极管组成。该拓扑结构 的原理是：采用多个箝位二极管对相应的功率器件进行箝位，利用多种开关组合 來合成所需的不同电平。

输出电压与开关管的关系见下表。

单利二域冷捋位型5电平逼丈务的絵出电压与开关管开关氏色表 序号

开关謔件状态

4t?? 平

% Q I

Q2 Q i Q4 Q l f Qi ,

Qr Qr 1 1 1 1 1 0 0 0 0 E/2 2 0 1 ] 1 1 0 0 0 ￡/4 3 0 0 ] 1 1 1 0 0 0 4

0 0 0 1 1 1 1 0 ■E/4 5

1

1

1

1

-E/2

1±:严关器件伙态T”表示开关E 件导逋，"0”表示开关擬件关斷

可见，上下桥开关状态互补，即当开关对的其中一只开关导通时，另一只则关断

（控制脉冲相反）。该电路有4个互补对:（Q 1? QI ）、（Q 、Q ）、（Q S X Q s ）、（Qo Q ；）。且在控制过程中，每相电位只能向相邻电位过渡，不允许输出点位的跳变， 这和三电平的情况是相同的。

五电半逆变器共有5'二125种电圧空间矢帚，则有5个零矢量，独立的电斥矢

量为1+1*6+2*6+3*6+4*6=61个，60°区域小三角形个数为1+3+5+7=16。

单祁二杈管怙（1型5亀平逆丈務的原理屯路 T ?

H

▼

Z

→

S < Δ →

Δ -κ}γ2sγsγ?

Pl

万电平逆变器原理国与电压矢呈图

钳位二极管Sl 所需承受的反相电圧为Ed∕4,而钳位二极管S2所需承受的 反相电压确为Ed∕2,钳位二极管S3所需承受的反相电压为3Ed∕4°这样,就存在 每个钳位二极管所需承受的反相电压不一致的问题。同理，在下桥臂也存在这种 问题。

五电平逆变器改进方奏

为此，需在原來的拓扑结构上加以改进。如果在箝位二极管S2上串联相同 等级的二极管，则每个箝位二极管所需承受的反相电压均为Ed/4；在箝位二极 管S3上串联相同等级的2个二极管，则每个箝位二极管所需承受的反相耐床值 也均为Ed/4o 对于下桥臂也采用类似的串联二极管的方法,从而可以解决这类问 题。这样，五电平逆变器的拓扑结构就转变成如图a 所示形式。

这种改进方案仍存在一定问题。例如SlO, Sll, S6仅仅是简单的串联，但 由丁?二极管

开关特性的多样性，以及其参数离散性，可能导致串联二极管上出现

Tl< Φ∣

b 五电平电乐矢■图

b

过电压，因而需要引入较大的RC 缓冲网络，导致整个系统昂贵且体积庞大。为此, 把图a 所示的五电平逆变器电路进一步改进成如图b 所示的电路。其工作原理与 前而分析的结果类似。

2.基于60°坐标系的多电平二极管箝位型逆变器SVPWM 方法

五电平二极管箝位型逆变器的电路拓扑结构

6O a Ψk 系的h 电平二极諳箝位駁逆变器空间矢g ffl

上图是基T 60°坐标系的五电平逆变器的电压空间矢量图，坐标变换和扇区判 定和三电平相同，不同的是五电平的一个扇区（以A 区为例）有1+3+5+7=16个 小三角形，确定参考矢量落入矢量三角形的判定方法可参见下表。

A!

A2 A3 A4 A5 A6 A7

M

A9 AIO AIl AI2 AB AM - A15 AI6

<1

>1 <2

<)

<1

>2 <3 J <2 >1

<2

<1

Cl >3

>2

<3

>2

>1

<2 >1 -

<4

X>

1% <1

<1 <1

>1

<2

<1

<1

>1 <2 >1 <2

?2 <3

<1

I

<2

>1

<2 、2

<3 >2

<3 >3 <4 I

r ÷ v ?

<2 >1

<2 <3 ?

<3

>2

-

>3

—

>3

—

?3

—

输岀开关状态的确定和三电平的类似：设这三个基本欠星

X =（V “心丁、

V X ^,V VΛ ∈ {-4,一3,-2,-1,0,1,2,3,4},乂￡ {1,2,3}

h

则对应的开关状态为

s, = (S xa9S jb9S xc), S Xay S^S XC∈ {-2,70,1,2}

则开关矢量为

Ia

Se 二i -V rg ‘Sw,S Xb ,S?∈ {-2,-1.0,1,2}

在满足SSSM凡w {-2厂IQI,2}的条件下，选择不同的i就可以得到三个最近基本

矢量.=（%，%）'所对应的全部开关状态。

根据这种控制方法，对五电平NPC逆变器进行仿真，得到它的线电?SVpWM

仿真波形。

?十60°坐林糸的九电半NPC逆变益SVPwM仿貝波影

二、飞跨电容型多电平逆变器

优点：1）电平数易于扩展，且控制方式较为灵活；2）有功和无功功率可控；3）可利用大量的开关状态组合的冗余，进行电圧平衡控制。

缺点：1）需要大量的箝位电容，m电平逆变器需要（In-I）（m-2）/2个箝位电容, 逆变器的可靠性较差；2）功率变换控制电路困难，开关频率和开关损耗较高，且对逆变器的控制算法要求较高。

＞飞跨电容型三电平逆变器

1.拓扑结构

飞跨电容三电平逆变器实验系统

＞飞跨电容型五电半逆变器

1.拓扑结构

图为飞跨电容型五电平逆变器拓扑结构。由4个等值且电位相等的分圧电容, 8个IGBT 串联构成的开关器件QI-Qo Q l' -Q/ ,和6个箝位电容组成。电路采用的是跨接在IGBT器件之间的电容代替二极管来进行电平箝位，且备个电容器件所承受电床是直流侧一支电容的电床值。工作原理和二极管箝位电路相同。

飞玲电容型5电■A盪丈第的虑理电滋

输出电压和开关管开关状态如下表。可见此电路在输出电压合成方面，功率开关状态的选择灵活性更大。

飞垮电定牢5电亠泄空2SGUJ■岀电圧与幵关膏开关状直

序号Q)Q2 Q3幵关器件状念

Qi Qr Qf Q√Qf

辂出电平

%

I 000O11J1■E/2

π

■100O1110

3O10O1101

4O01O1O I1-E/4

50001O111

6110O1100

700110011

8101O1O10

91001O1I00

1001010101

11011O1O01

12111O1000

13O1I I O O01

1410110O10E,4

151I010100

】611110O00Ef2

注：幵关冴仔狀态-r A?ff-λa件导通，-O W友示开关寻杵关斷三、级联型多电平逆变器

N

级联型芬电平逆变器统一电路拓扑结构

优点：l）m电平的级联型逆变器，所需独立电源和H桥的个数为（m-l） /2； 2）和箝位型逆变器相比，当输出的电半数相同时，所需的元件数目最少，易于实现模块化：3）控制方法简单，每级可以单独控制；4）损耗小，效率高，谐波含量小，能有效减少对电网的污染；5）易采用软开关技术，可以避免笨重、耗能的阻容吸收电路：6）直流侧相互独立，可以解决电斥均衡等问题。

缺点：1）四象限运行困难；2）需耍多个独立的直流电源。

>级联型五电平逆变器 1.拓扑结构

传统的级联型五电平逆变器电路如图所示。由两个单相全桥逆变单元（H 桥） 串联而成。（2H 桥：两个两电平半桥逆变器组成的逆变桥：3H 桥：两个三电平半 桥逆变器组成的逆变桥。）

单灯2?LS

彳杠2罠5电孚逼IL

爲的工况 序号

N ? 单元电匡

A r J

输岀电J5

1 E

E 2E 2 O

E

C 3 E O L

4 E

-E

5 0 O

O

6 -￡ E

7 -￡ O

-E

8

O -E

9

-E

-E

-2￡

2H 桥级联型三相五电半逆变器的扔扑如图所示。此电路可以接成星形，也

可以接成三角形。

三杞2级S电*連变耳的怎W圧

÷ 2H桥的数学模型

级联型逆变器主电路以2H桥作为基本单元，因此应建立其数学模型。2H桥单元的等效电路如图所示。在分析其数学模型前,首先应作以下假设：

（1）直流侧为一个恒定直流源，母线电压恒定；

（2）采用可以双向导通的全控型主开关器件和反并联二极管，不考虑器件换流过程。

211桥单元的等效电路

等效电路中的变量定义为：

Ud、id分别为直流侧电压和电流;

IiL、IIR分别为2H桥左、右桥劈中点电压与直流侧负极电压之差，即左右桥臂的输出电丿卡：

UH、站分别为2H桥的输出电压与输出电流；

S1. S2. S3、S4分别为四个主开关管的开关状态，由相应器件的控制信号决定,其值为1时表示器件导通，为O时表示器件关断。

SL、SR分别为左、右桥臂的状态变量，同一桥臂的两个主开关不能同时导通，因此S L、SR在正常工作时只有1或O两种状态，表示上下桥臂不能同时导通，即SI与S?的控制

信号反向，S3与“的控制信号反向，开关状态与控制信号的对应关系为：

V =P S1 = US2 = O

δ~ [0 Sfl

￡SΛ=1,54=0

K 0 S3 = 0,Sq = 1

即

SZ

SR = S i

左右桥臂的输出电压分别为

叭=SjJd ~ S)Ud

uΛ ~ SQJ - SJfJd

2H单元输出电压为

U J S1=US5=O

UH=Ul-UR=(S(-Sj tt = & -SWd ≡ θS1≡l,5i= l?S I≡0,^3 =0

-U J S1=O,S3 = I

直流侧电流为

iχ Sl = I9S3 = 0

h= (SZ -SjH — (& 一S3、“ h 0 S I = 1,S3 = I5ES1 = 0,S3 = 0

-订 S] = O1Sj = 1

2.控制策略

1)三角载波移相PwM (PSPWM)控制法

级联型多电半逆变器的控制方法特别是H桥串联的多电半逆变器的控制方法，多采用三角载波移相PWM (PSPWM)控制方法，其基本思想为：对于m电平逆变器，采用m-l个幅值和频率相同、相位相差360/(In-I)的三角波与调制波进行比较，可以生成相对独立的(m-l)组PWM脉冲信号，去驱动(m-l)∕2个功率单元，利用各单元的输出磴加形成多电平PwM波形，波形等效开关频率变为原來的(In-I)倍。

它与其他的PWM控制方法相比有如下优点：1)在任何调制度下，输岀电压保持相同的开关频率。而其他的PWM控制方法在调制度降低时，会出现部分H 桥单元没有PwM电压输出，造成输出电压开关频率的下降，输出电压的谐波增加。

2） H桥单元间不存在输出功率不半衡的问题。因为在PSPWM控制方法下，各级之间的输出电压的PWM波形基本一致。3）与主电路的模块化结构相一致，PSPWM 控制方法中针对

各个H桥单元的载波和调制波也呈现模块化结构。4）对于同样的三角载波频率，PSPWM 控制方法的输出电床频率是载波频率的N倍（N为串联H桥单元个数，载波的移相角为2π∕N）β

0 C 002 OCW 0 M? OCOe 0.010 012 0.014 0.D1β0 018 0 C2

?,—

0 C 002 OMM 0 006 OCoe C.01 0 012 0014 OOIe OOIe 0C2

f ? ?)

5包羊釵凌妨Y涓粗算厦发彩

2）载波层亮PWM控制法

其基本思想为:对于m电平逆变器,每相采用m-l个具有频率和幅值相等，呈对称分布的三角波为载波,采用上下连续层盜的方式,与同一个调制波（一般是正弦波）进行比较,在采样时刻根据三角载波与正弦调制波比较的结果去驱动逆变器的功率开关：若正弦波幅值

大于三角波幅值,对应的功率开关器件导通，否则关断。通过对开关器件的控制可以得到不同的输出电半。根据三角载波相位的不同, 可分为同相层叠式、正负反相层叠式和交替反相层叠式三种。

T?rw(?;

Tlnew

5电平同和层上丸调制述妙

7^0(9)

O 002 O 004 0 005 9 008 0 01 0.0?2 9 014 0.G16 0.010 0.02

TWn?(?)

5电平正负反丸层仝式调命:菠形

Tlne(S)

五电平交替反相层叠氏调制汝形

从消除谐波的角度來看，同相层叠PWM法的消谐波性能最好，尤其是线电压谐波性能，交替反相层栓法相对次之,正负反相层贰法消谐波的效果最差。

载波层叠PWM法的优点是：能大大降低输出电压的谐波含星，输出特性好, 等效开关频率髙，输入和输出呈现线性关系且控制简单，易于实现，适用于任何电平数的多电平逆变器，可以在整个调制比变化范围内工作；其缺点是：调制度较低时，基波电床幅值小，电床利用率低,且没有很好考虑中点电床的控制问题。3）2H桥级联型五电平逆变器的空间欠星PWM控制法

In电平逆变器每一相由（m-l）∕2个H桥单元组成，五电平逆变器对应的开关状态数为5'二125,基本矢量数为61,开关状态数大于基本矢量数，即存在一个基本欠量对应多个开关状态的情况：此即多电平逆变器空间欠量的冗余特性。空间矢最的冗余特性使得控制更加灵活。

＞七电平级联型逆变器

1.拓扑结构

1）直流电源相等的由三级2H桥串联的七电半逆变器：

N

三级2H桥级联的二相七电平逆变器

2）采用直流侧电源电斥不等的2H桥级联的混合七电平逆变器:

电压比为1:2的两单元级联申混合七电平电路采用点流侧电源电压不等的2H桥级联是为了在单元数相同的情况下，输出更多的电平数，以达到输出电压波形效果越好的效果，即输出波形中谐波含量越

少。如果各级宜流电压等级按照1:4來进行设置，则会出现1个单位电平的电压跳变，无法输出连续的电平数，因此没有实际应用价值。在输出电斥不跳变的情况下，可以分为电压比为1:2:21…:旷和l:3:3l???:3UN为每相基本单元数）两种情况。不同电压比的混合单元级联输出电平数与使用器件数的比较如下表所/J

2.控制策略

1）基于七电半级联型逆变器的载波层廉调制方式

①载波同相调制方式（PD）

②载波反相调制方式（PoD）

多电平逆变器简介.docx

多电平逆变器拓扑结构及其控制策略的比较 多电半逆变器主要有三种拓扑结构：二极管箝位型、飞跨电容型和级联型。 二极管箝位型电路需要保证直流侧电容均压，控制困难，实际应用中还是三电平 电路为主，一般不超过五电半。飞跨电容型，亦称电容箝位型，同样存在电容电 压平衡控制及冗余开关状态优化的问题，实际应用较少。 级联型多电平逆变器，乂称链式逆变器，以普通的单相全桥（H 桥）逆变器 为基本单元，将若干个功率单元直接串联，串联数越多，输出电半数也越多。 它的优点是不存在电容平衡问题，电路可靠性提高，易于模块化，适合7电平、 9电平及以上的多电半应用，是目前应用最广的多电平电路。缺点是需要多路 独立的直流电源且不易实现四象限运行。 级朕型利绍位型电跑牡构的对比 项口 级联型 蚀位型 基本小元 半桥氏两电平逆变器组成的H 桥 半桥式两电平逆变器 结构 H 桥宜接串联结构 开关器件申联的半桥式结构 名个铁此独立、没有貞接电的联系 一个?1压直流电漫,遍过直流电滋 串 且. 的臣流电源 联分瓜得到的有电的联系的査流电源 钳位电路 无钳位元件及电路 有钳位元件及电路 吸收电路 基車不用有阴容吸玫电路 白阻容吸收电路 均压 无均压问题及相应的克服电路 右均压问题及相应的克服电曄 多电平逆变器的PWM 控制策略可分为: 馥阪层咎PWM 廿关頻率优化PWM 夕旧电压矢晟PWM 卩砸机开黄频率PWM 熬机 PWM ＜肿胁冲位看PWM 馳 机开关PWM 在上述的多电平逆变器的PWM 控制法中，空间电压矢量控制法适用于三? 五电平的逆变器，五电平以上的多电平逆变器空间电压矢最数目较多，控制算法 复杂，不适合用该方法。对于五电平以上的多电半逆变器，适合采用载波调制 PWM 控制法。 多电平逆变器的〈 拎制法 件定借裁消徐PWM

多电平逆变器主要控制策略综述

多电平逆变器主要控制策略综述 ( 本站提供应用行业：阅读次数：1082) 【字体：大中小】 1 引言 多电平逆变器具有谐波小、共模电压小、电压变化率小、电磁干扰小、开关频率低、系统效率高、适合中高压大容量变频器应用等特点，近十年得到广泛的研究[1]。研究主要集中在拓扑结构、控制策略两方面。图1是多电平逆变器的主要研究内容。 图1 多电平逆变器主要研究内容 由于多电平逆变器拓扑结构的多样性，且涉及到直流电压的均衡、开关频率的合理分配、冗余状态的利用等特殊要求，使得对多电平逆变器的控制具有一定的挑战性。 2 载波调制方法(Carrier-based Modulation) 载波调制是最常用的多电平控制方法之一，其特点是通过载波和调制波(或参考波)间的比较而获得器件的开关状态。载波调制按其采样方法可分为:自然采样和规则采样，自然采样一般用于模拟电路实现，规则采样用于数字实现。规则采样又分对称和不对称采样。在载波调制中，对于m电平逆变器，常定义幅度调制比ma和频率调制比mf分别为: 其中Ac为载波峰峰值，fc为载波频率，Am为调制波峰值，fm为调制波频率。多电平载波调制由于载

波个数的增加，而变得较复杂，但也给控制提供了更多的自由度。 2.1 子谐波脉宽调制SHPWM(SubHarmonic PWM) 由Carrara[2]提出的SHPWM的基本原理是:对m电平逆变器，将m-1个具有相同频率fc和峰峰值Ac的三角载波集连续分布。频率为fm、幅值为Am的正弦调制波置于载波集的中间。将调制波与各载波信号进行比较，得到逆变器的开关状态。在载波间的相位关系方面，Carrara考虑了三种典型配置方案: (1) PD—所有载波具有相同相位; (2) POD—正、负载波间相位相反; (3) APOD—相邻载波间相位相反。 图2是SHPWM采用PD配置的波形图。SHPWM的最大线性幅度调制比ma为1。对SHPWM的研究有如下一些重要结论[3]: ·对于三相系统，频率比mf应为取3的倍数; ·单相逆变器，APOD配置电压谐波最小; ·三相逆变器，PD配置线电压谐波最小。 图2 5电平SHPWM-PD波形(ma=0.9，mf=21) 2.2 开关频率最优脉宽调制SFOPWM(Switching Frequency Optimal PWM) 由Steinke[4]提出的SFOPWM与SHPWM基本原理相同，只是前者在三相正弦调制波中叠加了一定的零序电压(三次谐波电压)。设三相均衡参考电压分别为va，vb，vc，叠加零序电压vn，后三相参考电压分别为varef，vbrdf，vcref，具体叠加方法为:

两电平及多电平变换器介绍

PWM变流器简介 电力电子技术的应用包括四大类基本变流电路，即AC-DC（整流）、DC-DC （升降压斩波）、AC-AC（变频变相）、DC-AC（逆变）变流电路。由此产生的整流器，逆变器，变流器（双向整流逆变）等装置在工业生活中的应用日益广泛，无论是在UPS,新能源发电（光伏、风电），电能质量治理（无功、谐波），还是电动汽车等领域，对系统效率的期望比以往更高。在市电等级应用领域中，通常采用的是两电平变流器拓扑结构，而多电平变流器拓扑的提出，就是为了实现中高压应用的目标。本文将对常见的两电平、三电平变流器拓扑原理进行分析介绍。 1.一种典型的两电平-三相电压型桥式PWM变流器电路拓扑如下图所示： 图1三相电压型桥式PWM变流器 电路直流侧通常只有一个电容器就可以，为了方便分析，画作串联的两个电容器并标出理想中点N。其基本工作方式为180度导电，即每个桥臂导电角度为180度，同一相（即同一桥）上下两个臂交替导电，各相开始导电的角度依次相差120度。在任一瞬间，将有三个桥臂同时导通，每次换流都是在同一相上下两个桥臂之间进行，因此也称为纵向换流。 下面来分析该电路的工作波形，对于U相输出来说，当V1导通时，Uun=Ud/2；V4导通时，Uun=-Ud/2.因此Uun的波形是幅值为Ud/2的矩形波。V,W两相情况类似，只是相位依次相差120度。通常我们所说的几电平指的是逆变器输出的相电压，对两电平而言，逆变器输出的相电压只有上述分析的两种电平：±Ud/2。 负载线电压可分别由公式求出： Uuv=Uun-Uvn； Uvw=Uvn-Uwn； Uwu=Uwn-Uun 可以看出负载线电压有三个值：±Ud，0.

多电平逆变器

多电平逆变器 摘要多电平逆变器及其相关技术的研究与应用,是现代电力电子技术的最新发展之一,它主要面向高压大容量的应用场合近年来,多电平逆变器的研究受到广泛重视,并得到了一定的应用。多电平逆变器输出端可以有更多级的输出电压波形,谐波含量小,波形更接近正弦波,逆变器性能更好,更适用于高压大容量的电力电子变换。总结和比较了多电平逆变器各种基本拓扑结构的特点,它们主要包括了:二极管钳位式、飞跨电容钳位式,电容电压自平衡式和联型式拓扑,并且分析了它们的优缺点。本文介绍了几种多电平逆变器调制方式。 关键字多电平逆变器拓扑结构调制策略 1引言 1.1 多电平逆变器的产生和发展背景 电力电子技术自20世纪50年代诞生以来,经过半个多世纪的飞速发展,至今已被广泛应用于电力系统、电机调速系统及各种电源系统等需要电能变换的领域。在低压小功率的用电领域,电力电子技术的各个方面己渐趋成熟,将来的研究目标则是高功率密度、高效率和高性能;而在高压大功率的工业和输配电领域,各个方面的技术正成为当今电力电子技术的研究重点。。大功率电力电子装置如电力系统中的高压直流输电(HVDC),以静止同步补偿器(STATCOM)和有源电力滤波器(APF)为代表的柔性交流输电技术(FACTS),以及以高压变频为代表的大电机驱动和大功率电源等需要能够处理越来越高的电压等级和容量等级,同时,为了满足输出电压谐波含量的要求,这些大功率电力电子装置还要能够工作在高开关频率下,并且尽量减少电磁干扰(EMI)问题。电力电子器件是电力电子装置的核心。在过去几十年里,以GTO、BJT、MOSFET为代表的自关断器件得到长足的发展,尤其是以IGBT、IGCI,为代表的双极性复合器件的惊人进步,使得电力电子器件向大容量、高频、易驱动、低损耗、智能模块化的方向发展。即便如此,在某些应用场合,传统的两电平电压源变换器拓扑,仍然不能满足人们对高压、大功率的要求。并且,以现有的电力电子器件的工艺水平,其功率处理能力和开关频率之间是矛盾的,往往功率越大,开关频率越低。所以为了实现高频化和低EMI的大功率变换,在功率器件水平没有本质突破的情况下,有效的手段是从电路拓扑和控制方法上找到问题的方案。现有的高压大功率变换电路归结起来可以分为5类。1、普通三相逆变器2、降压一普通变频一升压电路3、变压器祸合的多脉冲逆变器4、交一交变频电路5、多电平变换器。相对于其他的高压大功率变换电路,多电平变换器技术由于优点多，受到了越来越广泛的关注、研究和应用。

多电平逆变器毕业设计论文

南京工程学院 车辆工程系 本科毕业设计（论文） 题目：多电平逆变器设计 专业：自动化（车辆电子电气）班级： K车电气071 学号： 学生姓名： 指导教师：副教授 起迄日期：2011.2.21～2011.6.10 设计地点：车辆工程实验中心

摘要 近年来在运动控制领域多电平中压变频器的开发研究得到了广泛关注，多电平逆变器使得电压型逆变器的大容量化、高性能化成为可能，具有降低开关管耐压值，减小开关管电压应力，改善输出波形质量，提高系统的电压和功率等级等优点，研究和开发多电平逆变器，无论在技术上还是在实际应用上都有十分重要的意义。所以多电平技术由于越来越广泛的应用于高压大功率领域。目前，在高压大功率领域中，二极管箝位型三电平变换器是研究最多，应用最广的一种多电平拓扑结构。[1] 本文主要对二极管箝位型三电平逆变器进行研究，以此拟作为今后进一步研究的基础。 论文首先详细地介绍了三电平逆变器的工作原理，并在此基础上详细分析了其特性，综合比较了多电平逆变电路三种典型拓扑结构的优缺点。 然后，研究了三电平逆变器空间电压矢量调制技术的基本原理，分析了空间电压矢量调制算法相对于其它方法的优点。详细分析了空间电压矢量调制算法，并给出PWM波的计算公式和开关动作次序。对开关矢量的作用顺序作了有利于中点电压控制的优化，使仿真和实现都比较容易。 最后，分析了三电平逆变器直流侧电容电压不平衡问题的产生。介绍了一种实现中点电压平衡的理论。提出了一种基于MATLAB的建模方法，并通过MATLAB/SIMULINK仿真结果验证了该方法的正确性。采用MATLAB/SIMULINK仿真软件对所推导的三电平逆变器SVPWM调制算法进行了仿真分析，证明了该调制算法的正确性。并与两电平SVPWM调制算法的仿真进行了比较，进一步证明了三电平SVPWM调制算法在谐波抑制和减小器件开关损耗方面的优越性。 关键词：多电平逆变器；空间矢量脉宽调制；中点平衡；MATLAB/SIMULINK仿真

多电平逆变研究

摘要：多电凭高压变频器自诞生以来就在节能和环保方面体现出极高的价值，也引起了众多的学者进行研究。本文对多电平高压变频器的两种主要拓扑结构及其原理进行分析。 关键词：三电平；单元串联多电平；应用 About multi-level high-voltage converter topology of the two TANG Xin g Long LIU Hui Kang XIONG Wen SUN Kai（Wuhan University of Science a nd Technology College of Information Science and Engineering,Wuhan Hu bei 430081）Abstract: With high voltage inverter, since its birth in the ene rgy-saving and environmental protection reflects the high value, it also ca used a lot of academics for research. In this paper, the multi-level high-vo ltage converter topology of the two main structure and principles for analy sis.Key words: Level 3; Series multi-level unit; Application 1 前言 对于高压电动机，我们如果采用传统的三相六拍的结构变频器对电动机进行控制，由于电压过高，加上电力电子器件开关速度的提高，这样开关器件输出的值就会很大。由于电动机的绕组的中性点是不接地的，电动机每绕组对地存在分布电容，输出电压的变化相当于电容两端电压的变化，即对电容的频繁充放电，充放电对电动机定子绕组的绝缘将造成冲击，而且越大，冲击也越大。电压输出端的电压谐波很容易引起电动机发热而造成电机的损坏，再加上由于电力电子器件本身制造的原因很难达到我所需要的6KV或10KV的高压所以就必须对变频器的拓扑结构进行研究。 多电平变换器最早引起研究者的兴趣是在1980年的IEEEIAS年会上，日本长冈科技大学的A.Naba。等人提出了中性点钳位型（Neutral Point Clamped-NPC）的三电平电路结构[1]。基本思想是通过一定的主电路拓扑结构获得多级阶梯波形输出来等效正弦波。由于多电平变换器对功率逆变器件和控制电路要求都很高，最初并未受到太多关注。直到90年代，随着GTO, IGBT的成熟应用和IGCT, IEGT等新型全控型器件的先后出现，以及以DSP为核心的高性能数字控制技术的普及，多电平变换器的研究和应用才有了迅猛发展。目前已提出多种多电平电路结构，根据主开关器件的电压钳位方式，可将其分为二极管钳位型（Diode Clamped，又称中性点钳位型NPC）、电容钳位型（Capacitor Clamped）和单元级联型（Cascaded Multicell）三类[2]。 2 三电平变频器及其派生的方案 2.1 三电平变频器的工作原理

多电平逆变器毕业设计论文

摘要 近年来在运动控制领域多电平中压变频器的开发研究得到了广泛关注，多电平逆变器使得电压型逆变器的大容量化、高性能化成为可能，具有降低开关管耐压值，减小开关管电压应力，改善输出波形质量，提高系统的电压和功率等级等优点，研究和开发多电平逆变器，无论在技术上还是在实际应用上都有十分重要的意义。所以多电平技术由于越来越广泛的应用于高压大功率领域。目前，在高压大功率领域中，二极管箝位型三电平变换器是研究最多，应用最广的一种多电平拓扑结构。[1] 本文主要对二极管箝位型三电平逆变器进行研究，以此拟作为今后进一步研究的基础。 论文首先详细地介绍了三电平逆变器的工作原理，并在此基础上详细分析了其特性，综合比较了多电平逆变电路三种典型拓扑结构的优缺点。 然后，研究了三电平逆变器空间电压矢量调制技术的基本原理，分析了空间电压矢量调制算法相对于其它方法的优点。详细分析了空间电压矢量调制算法，并给出PWM波的计算公式和开关动作次序。对开关矢量的作用顺序作了有利于中点电压控制的优化，使仿真和实现都比较容易。 最后，分析了三电平逆变器直流侧电容电压不平衡问题的产生。介绍了一种实现中点电压平衡的理论。提出了一种基于MATLAB的建模方法，并通过MATLAB/SIMULINK仿真结果验证了该方法的正确性。采用MATLAB/SIMULINK仿真软件对所推导的三电平逆变器SVPWM调制算法进行了仿真分析，证明了该调制算法的正确性。并与两电平SVPWM调制算法的仿真进行了比较，进一步证明了三电平SVPWM调制算法在谐波抑制和减小器件开关损耗方面的优越性。 关键词：多电平逆变器；空间矢量脉宽调制；中点平衡；MATLAB/SIMULINK仿真 I

多电平逆变器准最优脉宽调制方法

多电平逆变器准最优脉宽调制方法 宁静!贺昱曜 " 西北工业大学航海学院!陕西西安#$%%#&’摘要(多电平变换器是高压大功率应用领域的研究热点!文中针对多电平载波)*+技术中电压调制深度低和基波幅值小的问题!提出了一种新颖的多电平准最优)*+法! 分析了输出最大电压调制深度,基波幅值和谐波畸变率等!同时给出了输出电压开关切换角,最优调制波形等的求解方法!并进行了计算机仿真-结果表明!该方法极大地提高了输出电压调制深度和基波幅值- 关键词(多电平变换器!脉冲宽度调制!电压调制深度 中图分类号(.+/ &$01&文献标识码(2文章编号($%%%3"&%%5’%&3%$1&3%1多电平变换器的思想是利用独立的直流电源来 产生较小的阶梯电压!从而最终输出较高电压的交 流波形6$7-多电平变换器的拓扑结构6 &!87主要有8种(二极管钳位型,飞跨电容型和级联型多电平变换 器-它们的主要优点687是(9电平数越多!输出电压谐波含量越低:;器件开关频率低!开关损耗小:<器件应力小!无需动态均压-但它们又有各自的缺 点(二极管钳位型需要大量的钳位二极管:飞跨电容 型需要大量的钳位电容:且都存在直流侧分压电容 电压不均衡问题-近年来!已提出了大量的多电平变 换器)*+控制方法6=!17!这些)*+控制方法可分 为&大类(三角载波)*+法和空间矢量)*+法 ">?)*+’687-但> ?)*+法用于五电平以上的电路时!其控制算法变得非常复杂-因此!对于五电平 以上的多电平电路!采用三角载波)*+657的控制 方法是一种较为可行的方案-本文提出的多电平准 最优)*+技术"+>@A )*+’ !可以在高次谐波分量不增加的情况下!使调制深度BC $!从而进一步 发挥了脉宽调制法的优点-在分析+>@A )*+法 原理的基础上!给出了五电平逆变器的开关切换角, 最优调制波形等的求解方法- D 准最优EF G E 多电平准最优)*+法的基本原理为调制波H I 是在正弦调制波H "基波’上叠加适当幅度和相位的8的整数倍次谐波生成的!载波要求与>J )*+法657相同-由于合成参考信号的最大值减小!从而发挥了脉宽调制法的优点"图$’- 因为注入的8的整数倍次谐波在三相系统中可以相互抵消!所以该方 法适用于三相系统-图$针对五电平的+>@A )*+图$五电平+>@A )*+法原理及开关切 换角的确定"加三次谐波’ &%%5 年=月第&=卷第&期西北工业大学学报K L M N O P Q L R S L N T U V W X T W N O)L Q Y T W Z U O [Z P Q @O [\W N X [T Y 2]N 0&%%5?L Q 0&=S L 0& ^收稿日期(&%%13%13&1基金项目(全国优秀博士论文作者专项资金"&%%&1%’资助作者简介(宁静"$/4%_’!女!西北工业大学硕士生!主要从事电力电子及电力传动的研究-万方数据

多电平逆变器简介

多电平逆变器拓扑结构及其控制策略的比 较 令狐采学 多电平逆变器主要有三种拓扑结构：二极管箝位型、飞跨电容型和级联型。二极管箝位型电路需要保证直流侧电容均压，控制困难，实际应用中还是三电平电路为主，一般不超过五电平。飞跨电容型，亦称电容箝位型，同样存在电容电压平衡控制及冗余开关状态优化的问题，实际应用较少。 级联型多电平逆变器，又称链式逆变器，以普通的单相全桥（H桥）逆变器为基本单元，将若干个功率单元直接串联，串联数越多，输出电平数也越多。它的优点是不存在电容平衡问题，电路可靠性提高，易于模块化，适合7电平、9电平及以上的多电平应用，是目前应用最广的多电平电路。缺点是需要多路独立的直流电源且不易实现四象限运行。

多电平逆变器的PWM控制策略可分为： 在上述的多电平逆变器的PWM控制法中，空间电压矢量控制法适用于三五电平的逆变器，五电平以上的多电平逆变器空间电压矢量数目较多，控制算法复杂，不适合用该方法。对于五电平以上的多电平逆变器，适合采用载波调制PWM控制法。 载波层叠PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，既可用于二极管箝位型和飞跨电容型逆变器，也可以应用于具有独立直流电源的级联型逆变器。载波移相PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，则适合于级联型多电平逆变器。 开关频率优化PWM控制法由于正弦调制波中加入了三次谐波，因而只适用于三相多电平逆变器。 对于三相具有独立直流电源的级联型多电平逆变器，载波移相和开关频率优化结合的PWM控制法，可提高等效开关频率，控制效果更好。 多电平三相逆变器中，空间矢量密集，可供选择的矢量模

大小种类很多，电压合成更加接近正弦波，所以多电平的空间电压矢量法控制进度高，输出电压的谐波含量小。但在电平数在5电平以上的多电平逆变器中，此时空间电压矢量PWM法控制算法非常复杂。 一、NPC型多电平逆变器 优点：1）可根据不同的需要选择不同的功率器件，提高功率器件的利用率；2）电平数越大，输出电压的谐波含量就越少，输出电压波形与正弦波就越接近；3）可直接实现大功率和高电压，功率变换装置的成本降低。 缺点：1）每相桥臂开关器件的工作频率不同，造成了各开关器件的负荷不一致；2）对于m电平电路来说，每个桥臂需要（m1）（m2）个箝位二极管，即随着电平数的增加，所需箝位二极管数目将快速增加，成本增加；3）电平数越大，利用冗余开关状态来平衡分压电容的电压平衡的控制算法就越复杂。 ?二极管箝位型三电平逆变器