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单端反激式变换器总结一、引言单端反激式变换器是一种常见的电源电路，广泛应用于家用电器、通信设备、计算机等领域。
本文将对单端反激式变换器进行详细的总结。
二、单端反激式变换器原理1. 变换器结构单端反激式变换器由输入滤波电容、开关管、变压器和输出滤波电容等组成。
2. 工作原理当开关管导通时，输入电压施加在变压器的一侧，输出电压为零；当开关管截止时，变压器另一侧的磁场崩塌，产生高电压并输出到负载上。
通过控制开关管的导通和截止时间，可以实现输出稳定的直流电压。
三、单端反激式变换器特点1. 简单可靠单端反激式变换器结构简单，易于实现，并且具有较高的可靠性。
2. 输出稳定性好通过控制开关管的导通和截止时间，可以实现输出稳定的直流电压。
3. 效率高由于没有二次侧谐振环节，在工作频率较低时具有较高的效率。
4. 适用范围广单端反激式变换器适用于各种负载类型，具有广泛的应用领域。
四、单端反激式变换器设计要点1. 选取合适的变压器变压器是单端反激式变换器中最重要的元件之一，需要根据输入电压、输出电压和负载等参数来选择合适的变压器。
2. 控制开关管的导通和截止时间通过控制开关管的导通和截止时间，可以实现输出稳定的直流电压。
需要根据具体情况来确定导通和截止时间。
3. 合理设计滤波电容滤波电容对输出稳定性有很大影响，需要根据负载情况来合理设计滤波电容。
五、单端反激式变换器应用案例1. 家用电器单端反激式变换器广泛应用于家用电器中，如空调、冰箱、洗衣机等。
2. 通信设备单端反激式变换器在通信设备中也有应用，如交换机、路由器等。
3. 计算机单端反激式变换器还被广泛应用于计算机领域，如电源模块、显示器等。
六、总结单端反激式变换器是一种简单可靠、输出稳定性好、效率高、适用范围广的电源电路。
在家用电器、通信设备、计算机等领域有着广泛的应用。
在设计单端反激式变换器时需要注意选择合适的变压器、控制开关管的导通和截止时间以及合理设计滤波电容等要点。
目录摘要 (2)第一章开关电源概述 (1)1.1 开关电源的定义与分类 (1)1.2 开关电源的基本工作原理与应用 (1)1.2.1 开关电源的基本工作原理 (1)1.2.2 开关电源的应用 (2)1.3 开关电源待解决的问题及发展趋势 (5)1.3.1 开关电源待解决的问题 (5)1.3.2 开关电源的发展趋势 (5)第二章设计方案比较与选择 (7)2.1 本课题选题意义 (7)2.2 方案的设计要求 (7)2.3 选取的设计方案 (8)第三章反激式高频开关电源系统的设计 (9)3.1 高频开关电源系统参数及主电路原理图 (9)3.2 单端反激式高频变压器的设计 (10)3.2.1 高频变压器设计考虑的问题 (10)3.2.2 单端反激式变压器设计 (11)3.3 高频开关电源控制电路的设计 (15)3.3.1 PWM 集成控制器的工作原理与比较 (15)3.3.2 UC3842工作原理 (17)3.3.3 UC3842的使用特点 (18)3.4 反馈电路及保护电路的设计 (19)3.4.1 过压、欠压保护电路及反馈 (19)3.4.2 过流保护电路及反馈 (19)3.5变压器设计中注意事项 (20)第四章总结 (21)参考文献 (23)致谢 ............................................................................................................................... 错误!未定义书签。
摘要开关电源的高频化电源技术发展的创新技术，高频化带来的效益是使开关电源装置空前地小型化，并使开关电源进入更广泛的领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。
另外开关电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。
为此本论文以反激式高频开关电源为设计方向而展开，对高频变压器的认知及所注意的问题，其中包括磁芯损耗、绕组损耗、温升以及磁芯要求。
反激式变压器设计原理
首先，反激式变压器的设计涉及开关电流的控制。
由于开关电流是通过高频开关元件（例如MOSFET）流过的电流，因此开关元件需要能够承受并控制高频开关过程中产生的大电流。
设计师需要确保开关电流在合适的范围内，既不能过小导致电源效率低下，也不能过大影响元件寿命。
其次，反激式变压器通过高频开关实现转换器的工作，常见的工作模式包括连续导通模式（CCM）和间断导通模式（DCM）。
在CCM中，开关元件在整个开关周期内持续导通，保持较小的变压器交流磁通波形，更适合低功率需求。
而在DCM中，开关元件只在一部分开关周期内导通，变压器交流磁通波形变化大，适用于大功率需求。
变压器是反激式变压器的核心部件，负责变换电压。
在设计反激式变压器时，需要确定合适的变压器参数，如匝数比、磁芯材料、磁芯横截面积等。
变压器的匝数比决定了输出电压和输入电压的比例关系，磁芯材料的选择和截面积的确定直接影响变压器的能量传输效率和功率损耗。
最后，反激式变压器还需要控制电路来确保其稳定工作。
控制电路主要包括反馈回路和开关控制电路。
反馈回路可以监测输出电压并将其与设定值进行比较，根据比较结果控制开关元件的导通和断开，以调整输出电压。
开关控制电路则根据设计要求来确定开关元件的工作频率和占空比，以满足输出电压的稳定要求。
总之，反激式变压器设计原理涉及到开关电流控制、转换器工作模式选择、磁元件参数确定和控制电路设计等多个方面。
设计师需要根据具体的应用需求，合理设计这些参数，以实现高效、稳定的电源转换。
· ５９ ·研制开发单端反激式开关电源变压器的设计顾伟康（国网浙江省电力有限公司 湖州供电公司，浙江文章针对开关电源变压器设计中存在公式繁多，参数计算困难等问题，提出了一种简单实用的设计方法。
该方法统一了变压器工作在电流连续模式和断续模式下的计算公式，有效解决了原边电感值、线圈匝数、线径、磁芯大小等参数的设计，降低了设计难度，提高了设计效率，并给出了设计实例。
开关电源；反激式变压器；参数Design of Single-Ended Flyback Transformers in Switching Power SupplyGU WeikangHuzhou Power Supply Company of State Grid Zhejiang Electric Power Co.The paper puts forward a simple and practical design method for there are many issues such as various parameter calculation difficulty in switching power supply transformer. This method unified the formulas of current continuous mode and current discontinuous mode ，effectively solved the original side inductance value core size and so on ，reduced the design difficulty 图1 单端反激式变压器原理图2 单端反激式变压器的设计单端反激式变压器设计流程图如图2所示。
根据下面步骤设计合适的变压器。
2.1 确定系统要求V acmax ，V acmin ，U max ，U min ，V o ，P o ，η等参数值的确定。
反激式变压器设计原理绿色节能PWM控制器CR68XXCR6848低功耗的电流模PWM反激式控制芯片成都启达科技有限公司联系人：陈金元TEL:电话/传真：-218电邮:；MSN:概述：CR6848是一款高集成度、低功耗的电流模PWM控制芯片，适用于离线式AC-DC反激拓扑的小功率电源模块。
特点：电流模式PWM控制低启动电流低工作电流极少的外围元件片内自带前沿消隐(300nS) 额定输出功率限制欠压锁定(12.1V~16.1V) 内建同步斜坡补偿PWM工作频率可调输出电压钳位(16.5V) 周期电流限制软驱动2000V的ESD保护过载保护过压保护（27V）60瓦以下的反激电源SOT23-6L、DIP8封装应用领域：本芯片适用于：电池充电器、机顶盒电源、DVD 电源、小功率电源适配器等60 瓦以下(包括60 瓦)的反激电源模块。
兼容型号：SG6848/SG5701/SG5848/LD7535/LD7550/OB2262/OB2263。
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Ip亦可用下列方法表示:I c = I p = 2P o / (η*V IN公式导出如下:输出功率: Po = LIp2输入电压: V IN = L di / dtV IN = LI p f / D max或则Po又可表示为:P o= ηV IN f D max I p2 / 2f I p∴I p = 2P o/ ηV IN D上列公式中 :VIN:Dmax:Lp:Ip:f : 转换频率电流,反激式变换器一般工作于两种工作方式 :1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff 末保留到下一个ton周期的开始.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.图3 DCM / CCM原副边电流波形图实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在t on时的变化必须等于在"t off"时的变化,否则会造成磁芯饱和.因此,ΔΦ = VIN ton/ Np= Vs*toff/ Ns即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp 相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin).第三节 FLYBACK TANSFORMER DESIGN一、FLYBACK变压器设计之考量因素:1. 储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量.Ve: 磁芯和气隙的有效体积.or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)式中Imax , Imin——为导通周期末,始端相应的电流值.由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的 B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC ,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的. 当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了ΔHac值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.图 4 有无气隙时返驰变压器磁芯第一象限磁滞回路2. 传输功率 .由于CORE材料特性,变压器形状(表面积对体积的比率),表面的热幅射,允许温升,工作环境等的不特定性,设计时不可把传输功率与变压器大小简单的作联系,应视特定要求作决策.因此用面积乘积法求得之AP值通常只作一种参考. 有经验之设计者通常可结合特定要求直接确定CORE之材质,形状,规格等.3. 原,副边绕组每匝伏数应保持相同.设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整,而导致副边每匝伏数低于原边每匝伏数. 如此引起副边的每匝伏秒值小于原边,为使其达到平衡就必须减小 ton时间,用较长的时间来传输电能到输出端. 即要求导通占空比D小于0.5. 使电路工作于DCM模式.但在此需注意: 若 Lp太大,电流上升斜率小,ton时间又短(＜50%),很可能在"导通"结束时,电流上升值不大,出现电路没有能力去传递所需功率的现象. 这一现象是因系统自我功率限制之故.可通过增加AIR GAP和减小电感Lp,使自我限制作用不会产生来解决此问题.4. 电感值Lp .电感Lp在变压器设计初期不作重点考量. 因为Lp只影响开关电源的工作方式. 故此一参数由电路工作方式要求作调整. Lp的最大值与变压器损耗最小值是一致的. 如果设计所得Lp大,又要求以CCM方式工作,则刚巧合适. 而若需以DCM方式工作时,则只能用增大AIR GAP,降低Lp来达到要求,这样,一切均不会使变压器偏离设计.在实际设计中通过调整气隙大小来选定能量的传递方式(DCM / CCM) . 若工作于DCM方式,传递同样的能量峰值电流是很高的. 工作中开关Tr,输出二极体D以及电容C产生最大的损耗,变压器自身产生最大的铜损(I2R). 若工作于CCM方式,电感较大时,电流上升斜率低虽然这种状况下损耗最小,但这大的磁化直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生磁饱和. 所以设计时应使用一个折衷的方法,使峰值电流大小适中,峰值与直流有效值的比值比较适中. 只要调整一个合适的气隙,就可得到这一传递方式,实现噪音小,效率合理之佳况.5. 磁饱和瞬时效应.在瞬变负载状况下,即当输入电压为VINmax 而负载电流为Iomin时,若Io突然增加,则控制电路会立即加宽脉冲以提供补充功率. 此时,会出现VINmax 和Dmax并存,即使只是一个非常短的时间,变压器也会出现饱和,引起电路失控. 为克服此一瞬态不良效应,可应用下述方法:变压器按高输入电压(VINmax),宽脉冲(Dmax)进行设计. 即设定低的ΔB工作模式,高的原边绕组匝数,但此方法之缺点是使变压器的效率降低.例 : 60watts ADAPTER POWER MAIN X'FMRINPUT : 90 ~ 264 Vac 47 ~ 63 HZ ;OUTPUT : DC 19V 0 ~ 3.16A ; Vcc = 12 V DC0.1Aη≧0.83 ; f s = 70KHZ ; Duty cylce over 50%△t ≦40o (表面) @ 60W ; X'FMR限高21mm.CASE Surface Temperature ≦78℃.Note : Constant V oltage & Current Design (CR6848，CR6850)Step1. 选择CORE材质,确定△B本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度相关参数如下:μi = 2400 ±25% Pvc = 300KW / m2@100KHZ ,100℃Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃Tc = 215℃为防止X'FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.选△B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 TStep2 确定Core Size和 Type.以确定 size1> 求core APA P= A W*Ae=(P t*104)/(2ΔB*f s*J*K u)= [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4式中 Pt = Po /η +Po 传递功率;J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .2> 形状及规格确定.形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mmAP = 0.88 cm4Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )Step3 估算临界电流IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.即: I OB = 80%*I o(max) = 0.8*3.16 = 2.528 AStep4 求匝数比 nn = [V IN(min) / (V o + V f)] * [D max / (1-D max)] V IN(min) = 90*√2 - 20 = 107V= [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]= 5.5 ≒6匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.CHECK D max:D max = n (V o +V f) / [V INmin + n (V o + V f)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52Step5 求CCM / DCM临ΔI SB = 2I OB / (1-D max) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533Step6 计算次级电感Ls 及原边电感LpLs = (V o + V f)(1-D max) * Ts / ΔI SB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uHL p = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH ≒460此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值. Step7 求CCM时副边峰值电流ΔispI o(max) = (2ΔIs + ΔI SB) * (1- D max) / 2 ΔIs = I o(max) / (1-D max) - (ΔI SB / 2 )ΔIsp = ΔI SB +ΔIs = I o(max) / (1-D max) + (ΔI SB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85AStep8 求CCM时原边峰值电流ΔIppΔI pp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 AStep9 确定Np、Ns1> NpNp = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整Np = 60Ts OR Np = 66Ts考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选 Np = 60 Ts.2> NsNs = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts3> Nvcc求每匝伏特数Va Va = (V o + V f) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts∴Nvcc = (Vcc + V f) / Va =(12+1)/1.96=6.6Step10 计算AIR GAPlg = N p2*μo*A e / L p = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mmStep11 计算线径dw1> d wpA wp = Ip rms / J Ip rms = Po / η/ V IN(min) = 60/0.83/107 = 0.676AA wp = 0.676 / 4 J取4A / mm2or 5A / mm2= 0.1 (取Φ0.35mm*2)2> d wsAws = I o / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之A w= 0.126mm2, 則0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)3> dw vcc Aw vcc = I v / J = 0.1 /4上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J 之取值.4> 估算铜窗占有率.0.4Aw ≧Np*r p*π(1/2dwp)2 + Ns*r s*π(1/2dws)2 + N vcc*r v*π(1/2dwv)20.4Aw ≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2≧11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.260.4 * 125.3 = 50.1250.12 > 19.26 OKStep12 估算损耗、温升1>求出各绕组之线长.2>求出各绕组之RDC和Rac @100℃3>求各绕组之损耗功率4>加总各绕组之功率损耗(求出Total值)如: Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm则I NP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns = 10Ts则I NS = 10*4.33 = 43.3 cmNvcc = 7Ts則I Nvc = 7 * 4.33 = 30.31cm查线阻表可知: Φ0.35mm WIRE RDC = 0.00268Ω/cm @ 100℃Φ0.40mm WIRE R DC = 0.00203 Ω/cm @ 100℃Φ0.18mm WIRE R DC = 0.0106 Ω/cm @ 100℃R@100℃= 1.4*R@20℃求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.副边平均峰值电流: Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A副边直流有效电流: Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕= √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A副边交流有效电流: Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A求原边各电流值 :∵Np*Ip = Ns*Is原边平均峰值电流: Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A原边直流有效电流: Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A原边交流有效电流: Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A求各绕组交、直流电阻.原边: RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348ΩRp ac = 1.6R PDC = 0.557Ω副边: R SDC = ( l NS*0.00203 ) /6 = 0.0146ΩRsac = 1.6R SDC = 0.0243ΩVcc绕组: RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω计算各绕组交直流损耗:副边直流损: PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W交流损: Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253WTotal : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W原边直流损: P PDC = I rms2R PDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W交流損: P pac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W总的线圈损耗: Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W2> 计算铁损P Fe查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2LP32 / 13之Ve = 4.498cm3P Fe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W3>Ptotal = Pcu + P Fe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W4>估算温升△t依经验公式△t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃估算之温升△t小于SPEC,设计OK.Step13 结构设计查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下 :。
单端反激式开关电源原理与设计2008-11-7 10:45:00 来源：中国自动化网网友评论0条点击查看0 引言近年来随着电源技术的飞速发展，开关稳压电源正朝着小型化、高频化、继承化的方向发展，高效率的开关电源已经得到越来越广泛的应用。
单端反激式变换器以其电路简单、可以高效提供直流输出等许多优点，特别适合设计小功率的开关电源。
本文简要介绍了Unitorde公司生产的电流型脉宽调制器UC3842，介绍了该芯片在单端反激式开关电源中的应用，对电源电路进行了具体分析。
利用本文所述的方法设计的小功率开关电源已经应用在国电南瑞科技股份有限公司工业控制分公司自主研发的分散控制系统GKS-9000中，运行状况良好，各项指标均符合实际工程的要求。
1 反激式开关电源基本原理单端反激开关电源采用了稳定性很好的双环路反馈（输出直流电压隔离取样反馈外回路和初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路）控制系统，就可以通过开关电源的PWM（脉冲宽度调制器）迅速调整脉冲占空比，从而在每一个周期内对前一个周期的输出电压和初级线圈充磁峰值电流进行有效调节，达到稳定输出电压的目的。
这种反馈控制电路的最大特点是：在输入电压和负载电流变化较大时，具有更快的动态响应速度，自动限制负载电流，补偿电路简单。
反激电路适应于小功率开关电源，其原理图如图1所示。
下面分析在理想空载的情况下电流型PWM的工作情况。
与电压型的PWM比较，电流型PWM又增加了一个电感电流反馈环节。
图中：A1为误差放大器;A2为电流检测比较器;U2为RS触发器;Uf为输出电压Uo的反馈取样，该反馈取样与基准电压Uref 通过误差放大器A1产生误差信号Ue（该信号也是A2的比较箝位电压）。
设场效应管Q1导通，则电感电流iL以斜率Ui/L线性增长，L为T1的原边电感，电感电流在无感电阻R1上采样u1=R1iL，该采样电压被送入电流检测比较器A2与来自误差放大器的Ue进行比较，当u1>Ue时，A2输出高电平，送到RS触发器U2的复位端，则两输入或非门U1输出低电平并关断Q1;当时钟输出高电平时，或非门U1始终输出低电平，封锁PWM，在振荡器输出时钟下降的同时，或非门U1的两输入均为低电平，则Q1被打开。
反激变压器设计原理1.反激变压器的基本原理当主线圈接通电源时，产生的高能脉冲信号通过铁芯传导到辅助线圈中。
在磁场的作用下，辅助线圈产生电压，并通过一些电子元件来调节反激脉冲的频率和幅值。
这样，通过反激变压器可以实现从一个电压到另一个电压的变换。
2.反激变压器的工作模式反激变压器有两种工作模式，分别是正激和反激模式。
在正激模式下，主线圈通电时产生的磁场与辅助线圈的磁场相同方向，使得辅助线圈产生电压，并通过整流二极管向负载供电。
在反激模式下，主线圈通电时产生的磁场与辅助线圈的磁场反向，磁场储存能量，然后辅助线圈自己产生反激脉冲，供电给负载。
3.反激变压器的设计要点在设计反激变压器时，需要考虑一些重要的要点。
首先，需要选择合适的铁芯。
铁芯的选择决定了反激变压器的功率和效率。
一般来说，高磁导率、低磁滞损耗的硅钢片是较好的选择。
其次，需要选择合适的主线圈和辅助线圈的参数。
主线圈的匝数和电流决定了输入和输出的电压关系，而辅助线圈的匝数和电流决定了辅助线圈的电压。
这两个参数需要根据负载的要求和设计目标进行选择和计算。
另外，需要合理设计反激脉冲产生和控制电路。
反激脉冲的产生和控制决定了反激变压器的工作频率和输出稳定性。
一般来说，采用谐振器控制的方式可以提高变压器的效率和稳定性。
此外，还需要考虑保护电路的设计。
反激变压器在工作过程中可能会发生过电流、过压和过载等问题，因此需要设计相应的保护电路来保护变压器和负载。
常见的保护电路包括过流保护器、过压保护器和过载保护器等。
最后，还需要进行反激变压器的周围环境和散热设计。
反激变压器在工作时会产生一定的热量，需要通过合理的散热设计来降低温度，以保证系统的稳定性和寿命。
4.反激变压器的应用-电子设备中的电源转换器；-电动机驱动系统中的变频器；-LED照明系统的电源；-电动汽车充电器等。
总结：反激变压器是一种常用于电源系统中的变压器，通过高能脉冲信号传导电能实现电压的转换。
其设计需要考虑铁芯选择、线圈参数、脉冲产生和控制电路、保护电路以及散热设计等一系列要点。
单端反激式开关电源变压器设计的基本工作原理
反激式变压器的基本工作原理
图一(a)为反激式变压器的工作原理图，其中，开关管VT1的导通和截止使
得原边绕组线圈产生交变电流信号。
当原边绕组导通期间，次级绕组输出电压为上负下正，整流二极管VD1和VD2截止，输出电容Co和Cf放电;当原边绕组截止时次级输出电压为上正下负，整流二极管VD1和VD2导通，输出电容Co和Cf充电，与正激式电路充放电过程相反。
可以从输入输出电压、电流波形关系图一(b)中得出DCM模式下的工作过程。
其中
PWM、UDS、IDl，IF1、Io1、Uo2分别为开关管VT1栅极脉宽调制信号、漏源极电压、整流二极管VD1和VD2电流、负载输出端Co正极性端电压波形、反馈输出端Cf正极性端电压波形。
图一：反激式变压器的基本工作原理图单激式变压器开关电源的工作原理
所谓单激式变压器开关电源，是指开关电源在一个工作周期之内，变压器的初级线圈只被直流电压激励一次。
一般单激式变压器开关电源在一个工作周期之内，只有半个周期向负载提供功率(或电压)输出。
当变压器的初级线圈正好
被直流电压激励时，变压器的次级线圈也正好向负载提供功率输出，这种变压器开关电源称为正激式开关电源；当变压器的初级线圈正好被直流电压激励时，变压器的次级线圈没有向负载提供功率输出，而仅在变压器初级线圈的激励电压被关断后才向负载提供功率输出，这种变压器开关电源称为反激式开关电源。
图二：单激式变压器开关电源的工作原理图。
单端反激电源的稳压原理单端反激电源是一种常用的稳压电源设计方案，主要通过反激变压器来实现稳压，其原理可以分为有功元件工作原理和无功元件工作原理。
有功元件工作原理：在单端反激电源中，主要有功元件为开关管（或晶体管）和储能元件，通常是电感或变压器。
工作时，开关管开启时，将电源输出与储能元件连接，此时储能元件开始储存能量；而开关管关闭时，输出与储能元件断开，此时储能元件开始释放能量。
通过不断地开关和关闭操作，可以实现能量的传输和稳压。
1. 加载电流流向单端反激电源的负载电流会通过开关管来控制。
当开关管导通时，电流会从输入端流向输出端，通过储能元件进行储存，同时也会为负载器供电。
当开关管关闭时，输出端的电流将通过二极管反向流回到输入端。
2. 开关频率单端反激电源中的开关管开关频率一般较高，通常在几十千赫兹到数百千赫兹之间，以免对负载器产生干扰。
3. 变压器工作原理单端反激电源中的变压器一般由夹层式或环形形式构成。
当开关管导通时，变压器的能量会储存在磁场中；而当开关管关闭时，磁场的能量会通过二次侧绕组传递给负载。
因此，变压器能够实现能量的传输和稳压。
无功元件工作原理：在无功元件工作原理中，主要有功元件为二极管和滤波电容。
当开关管导通时，负载电流会通过滤波电容充电，而当开关管关闭时，滤波电容开始向负载器提供电流，同时也会通过二极管，使得电源输出端的电压保持稳定。
1. 加载电流流向无功元件工作原理中，负载电流会直接流向滤波电容，而二极管则用于控制电流方向，以稳定输出电压。
2. 滤波电容滤波电容的作用是将来自开关管的脉冲电流转化为平滑的直流电流，并减小输出端的纹波。
综合以上两种工作原理，单端反激电源通过不断地开关和关闭操作，使得能量在负载器和储能元件之间进行传递和转换，从而实现稳压。
然而，由于开关管的开关频率较高，会产生较大的开关损耗和电磁干扰问题，因此需要进行合理的设计和选取适当的元器件。
同时也需要注意保护电路，以确保电源的安全和稳定工作。
PWM 反激变压器设计1，设计输入条件≔Vin 220V≔Vinmin 90V ≔Vinmax 240V ≔f 50Hz ≔Vout 12V≔Iout 4A ≔Vaux 15V ≔Iaux 0.1A ≔Vf 0.7V ≔η0.8≔Fsw 100KHz ≔Krf 0.8≔Dmax 0.452，计算电感≔Pout =+⋅((+Vout Vf ))Iout ⋅((+Vaux Vf ))Iaux 52.37W≔Pin =――Pout η65.463W ≔L =――――――(⋅Vinmin Dmax )2⋅⋅Krf Pin Fsw0.313mH 3，计算变压器≔Ip =⋅―――――Pin ⋅Vinmin Dmax ⎛⎜⎝+1――Krf 2⎞⎟⎠2.263A ≔Irms =⋅―――――Pin ⋅Vinmin Dmax ‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾⋅Dmax ⎛⎜⎝+1――Krf 212⎞⎟⎠1.113A ≔Bm 0.22T ≔Kw 0.25≔J 5――A mm 2≔AP =―――――⋅⋅⋅2L Ip Irms ⋅⋅Bm Kw J0.574cm 4选择磁芯PQ2620磁芯AP 值为0.658cm 4≔Ae 109mm 2≔Aw 60.4mm 2≔Np =ceil ⎛⎜⎝―――⋅L Ip ⋅Ae Bm ⎞⎟⎠30≔n =――――――――⋅Vinmin Dmax (+Vout Vf )(-1Dmax )5.798≔Nout =――Np n 5.174≔Nout 5≔Naux =⋅――――+Vaux Vf +Vout VfNout 6.181≔Naux 6100℃的集肤深度计算≔ρ⋅⋅2.310-8Ωm ≔uo ⋅4π10-7―H m ≔ur_cu 1≔J110――A mm 2≔σ=‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾――――――ρ⋅⋅⋅uo ur_cu Fsw π0.241mm 计算初级绕组线径≔Dp =⋅1.13‾‾‾‾‾――Irms J 0.533mm ≔s 2股数≔Dp'=‾‾‾‾――Dp 2s 0.377mm 初级绕组线径为⋅0.38mm 2P≔I1rms =⋅――――Iout -1Dmax ‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾⋅((-1Dmax ))⎛⎜⎝+1――Krf 212⎞⎟⎠ 5.536A ≔I2rms =⋅――――Iaux -1Dmax ‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾⋅((-1Dmax )⎛⎜⎝+1――Krf 212⎞⎟⎠0.138A 计算次级绕组的线径≔Ds1=⋅1.13‾‾‾‾‾‾―――I1rms J10.841mm ≔s12≔Ds1'=‾‾‾‾‾――Ds12s10.594mm 输出绕组的线径为⋅0.6mm 2P 计算辅助绕组的线径≔Ds2=⋅1.13‾‾‾‾‾‾―――I2rms J10.133mm 4，核算设计PQ2620骨架槽宽9mm 绕线槽宽度3.6mm≔Aw_bobbin =⋅9mm 3.6mm 32.4mm 2≔Acu1=⋅⋅⋅⋅π0.19mm 0.19mm 230 6.805mm 2≔Acu2=⋅⋅⋅⋅π0.3mm 0.3mm 25 2.827mm 2≔Acu3=⋅⋅⋅π0.07mm 0.07mm 60.092mm 2≔Kw'=―――――――++Acu1Acu2Acu3Aw_bobbin0.3≔MLT 56.6mm初级绕组电阻值≔Rp =――――――――⋅⋅⋅Np MLT ρ2⋅⋅π0.38mm 0.38mm0.172Ω次级绕组电阻值≔Rs1=―――――――⋅⋅⋅Nout MLT ρ2⋅⋅π0.6mm 0.6mm 0.012Ω辅助绕组电阻值≔Rs2=――――――――⋅⋅⋅Naux MLT ρ4⋅⋅0.14mm 0.14mm π0.507Ω≔Pcu =++⋅Irms 2Rp ⋅I1rms 2Rs1⋅I2rms 2Rs20.576W≔Bm'=―――⋅L Ip ⋅Ae Np 0.217T ≔ΔB =――――⋅Krf Bm'20.087T≔Pcv 35――mW cm 3正弦波下的单位体积损耗值≔n'=――Np Nout6≔Dmax'=――――――――⋅n'((+Vout Vf ))+Vinmin ⋅n'((+Vout Vf ))0.458≔Le 46.3mm ≔Ve 5.51cm 3≔Iedc =――――――Pin ⋅Vinmin Dmax'1.586A ≔Hdc =―――⋅Np Iedc Le ⎛⎝⋅1.028103⎞⎠―A m ≔F =⎛⎜⎜⎜⎝+⋅0.04――Hdc 1―A m 1⎞⎟⎟⎟⎠0.5 6.49≔Pcv'=⋅⋅Pcv 0.8F 181.714――mW cm 3≔Pfe =⋅Pcv'Ve 1.001W≔P_total =+Pcu Pfe 1.577W ≔L126.5mm ≔W119mm ≔H120.15mm ≔As =2(++⋅L1W1⋅L1H1⋅H1W1)0.003m 2≔ΔT =⋅⋅295⎛⎜⎝――――⋅10000As 1m 2⎞⎟⎠-0.7⎛⎜⎝―――P_total ⋅1W ⎞⎟⎠0.8541.741小结：1，因为工作频率不高，为考虑交流电阻的损耗，直接用电流有效值和直流电阻计算铜线损耗了；2，磁芯损耗计算比较粗糙，不管是交流部分的取值（未找到拟合公式），还是波形和直流部分磁场强度对损耗的影响，都是根据相关论文得到计算公式，还是需要自己实际测试拟合才能得到比较准确的值；3，温升的计算直接使用了经验公式，比较粗糙，还是需要经过测试修正计算公式。
反激变压器原理与设计
在工作原理上，反激变压器首先通过一个开关管（一般为MOSFET或IGBT）将输入电源与主电感连接。
当开关管导通时，输入电流经过主电感，这时主电感累积了电能。
当开关管关断时，主电感的电流突然减小，这导致主电感上出现一个
反向电压。
由于保持电压不变的原理，主电感上的反向电压将使得次电感
端口上的电压急剧升高。
接着，依靠这个急剧升高的电压，就可以将储存在次电感中的电能释
放出来，驱动负载电路。
通过控制开关管的导通与关断，可以调整反激变
压器的输出电压与电流。
在反激变压器的设计中，需要考虑以下几个方面：
1.输入输出电压与电流的选择：通过仔细设计反激变压器的电感与绕组，可以实现所需的输入输出电压与电流。
2.能量传输效率：提高反激变压器的能量传输效率可以减少能量损耗
与热量产生，同时也能够提升整个电子设备的性能。
3.开关管的选择：开关管的导通与关断速度对反激变压器的工作效果
有很大的影响。
因此，选择合适的开关管可以提高反激变压器的性能与可
靠性。
4.保护措施：由于反激变压器通常工作于高频交流输入信号下，因此
需要采取一系列保护措施，以确保其安全可靠地工作。
总结起来，反激变压器是一种通过储能与释能方式实现电能转换的特
殊变压器。
在设计反激变压器时，需要考虑输入输出电压与电流的选择、
能量传输效率、开关管的选择以及保护措施等因素。
这些设计原理与策略能够确保反激变压器在电子设备中正常高效地工作。
单端反激电路工作原理
1. 单端反激电路的介绍
单端反激电路是一种非同步的开关电源，顾名思义，它只使用一个开关管。
这个电路非常有用，因为它可以产生高效和可控的输出电压，同时具有简单、紧凑和可靠的特点。
此外，它还能够匹配不同的输出负载，非常适合驱动笔记本电脑、LCD显示屏幕等电子设备。
2. 单端反激电路的原理
单端反激电路包含了一个变压器，开关管、二极管和滤波电容。
当开关管导通时，变压器中的磁场会逐渐增加，从而将能量传输到输出负载上。
一旦开关管被关闭，变压器中的磁场就会崩塌，从而将剩余的能量传回到电容上。
在这个过程中，二极管可以起到反向保护的作用，同时滤波电容可以消除电压峰值。
3. 单端反激电路的特点
单端反激电路具有一些很重要的特点。
例如，它可以通过改变开关管的频率和占空比来调整输出电压和电流。
此外，它不需要一个复杂的控制电路，因为它只使用一个开关管，并且只需要一个脉宽调制信号来驱动。
这使得它非常便于工程师设计、实现和调试。
4. 单端反激电路的应用
单端反激电路已经广泛应用于各种应用领域，例如电源电子、通信设备、工业控制、汽车电子和家庭电器等领域。
它可以用于生产高
性能、高效率和高可靠性的开关电源，并且可以控制电源电压和电流的输出特性。
在今后的电子行业中，它会继续发挥重要的作用，以满足对可控性、高效性和低成本的需求。
单端反激式开关电源(毕业设计).二、单端反激式开关电源的工作原理单端反激式开关电源的工作原理依靠开关管的开关动作来实现交流电到直流电的转换。
其基本原理如下：1、输入电压滤波单端反激式开关电源在工作之前，必须对输入电压进行滤波，以保证输入电压的平稳、稳定。
2、交流电输入输入电压通过电容滤波后，在交流电路中形成一定的电压波形，交流电通过变压器的原、次绕组的磁耦合作用，将输入电压变换成所需要的电压等级。
本设计选择220V交流电输入，变压器原、次绕组变比为1:26。
3、整流滤波变压器将220V交流电转换成24V直流电，然后通过扁平电容进行电压滤波，使直流电平滑化，得到更加稳定的直流电。
4、开关转换在直流电经过扁平电容滤波后，进入开关电路，在开关电路中，开关管CD4049B作为单向触发器，通过555定时器形成一定的工作周期，改变开关管的通断状态，使得直流电在开关管通断状态变化的控制下，进行输出电流的调整。
5、输出变压器通过输出变压器，将捕获后的直流电变压，以输出需要的电压级别。
三、单端反激式开关电源的电路设计本电路设计基于CD4049B和555定时器，整体电路如下所示。
（注：图中VCC为12V直流电源）1、输入电压滤波电路输入电压滤波电路通过电容电感联合滤波，能够有效抑制交流电中杂波的干扰，提高了直流电的稳定性和可靠性。
本设计采用C1、L1、C2的电容电感联合滤波电路。
2、交流电输入电路交流电输入电路采用变压器进行变压，将220V交流电输入变成24V交流电。
3、整流滤波电路整流滤波电路主要由二极管D1、扁平电容C3组成，二极管和扁平电容组合起来，实现对变压器的24V直流电进行滤波工作。
四、单端反激式开关电源的实验结果本设计所设计并实验验证的单端反激式开关电源，输出电压稳定在12V左右，基本符合设计要求，并成功实现正常工作。
实验中，对于开关管的选择，采用MOS管比较理想，名称为FDPF33N25B。
五、结论本文基于CD4049B和555定时器，设计了一种单端反激式开关电源方案，并在实验中验证了该设计方案的可行性，证明该方案具有开发简单、可靠的特点，可以用于一些小功率电子设备的电源供应。
单端反激开关电源变压器设计时间:2009-01-14 来源: 作者: 点击：47 字体大小:【大 中 小】单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等 工作。
下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。
1、 已知的参数 这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压 Vin、输出电压 Vout、 每路输出的功率 Pout、效率 η、开关频率 fs(或周期 T)、线路主开关管的耐压 Vmos。
2、 计算 在反激变换器中，副边反射电压即反激电压 Vf 和输入电压之和不能高过主开关管的耐压， 同时还要留有一定的裕量(此处假设为 150V)。
反激电压由下式确定： Vf=VMos-VinDCMax-150V反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。
所以确定了反激电压之后，就可以确定 原、副边的匝比了。
Np/Ns=Vf/Vout另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下， 变压器的磁平衡，可以有下式： VinDCMin•DMax=Vf•(1-DMax)设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为 Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到 Ip2。
若 Ip1 为 0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。
由能量守恒，我们 有下式： 1/2•(Ip1+Ip2)•DMax•VinDCMin=Pout/η一般连续模式设计，我们令 Ip2=3Ip1 这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： Lp= DMax•VinDCMin/fs•ΔIp对于连续模式，ΔIp=Ip2-Ip1=2Ip1；对于断续模式，ΔIp=Ip2 。
可由 AwAe 法求出所要铁芯： AwAe=(Lp•Ip22•104/Bw•K0•Kj)1.14在上式中， Aw 为磁芯窗口面积，单位为 cm2 Ae 为磁芯截面积，单位为 cm2 Lp 为原边电感量，单位为 HIp2 为原边峰值电流，单位为 A Bw 为磁芯工作磁感应强度，单位为 T K0 为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为 0.2~0.4 Kj 为电流密度系数，一般取 395A/cm2 根据求得的 AwAe 值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯 的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。
单端反激电子变压器的设计单端反激电子变压器是一种广泛应用于电源输送系统中的电子变压器，可以将高压变换为低压或低电流变向高电流。
单端反激电子变压器具有升压、降压、隔离、变频、阻态等多种功能，其应用范围广泛，包括电力电子技术、电源输送系统、电气驱动、轨道交通等领域。
电子变压器由磁性芯体、绕组和外套等部分组成，其设计原则包括功率密度、效率、尺寸、重量、成本等因素。
在设计单端反激电子变压器之前，需要先确定电源系统的电压、频率、波形和电流等参数，根据这些参数进行变压器的设计。
1. 磁性芯体设计变压器的磁性芯体主要用于集中储存传感电流的磁场能量，因此磁性芯体具有较高的磁导率、低磁滞、低损耗和较高的韧性。
常用的磁性芯体包括微晶合金、铝镍铁、硅钢片、纳米晶等材料。
在选择磁性芯体时，需要考虑到其对高频信号的影响，因此应选择经过溅射、氧化等处理的磁性芯体，以提高其电磁兼容性。
2. 绕组设计绕组是变压器电磁场变化的容器，其品质直接影响到变压器的功率密度和效率。
绕组的设计主要包括导线材料、制作工艺和匝数等因素。
常用的导线材料包括铜、铝、镀银铜线等，其中铜导线的导电性能最佳，但成本较高。
在绕制过程中，需要注意绕线间隙的控制，以避免短路和局部过热现象的发生。
绕组的匝数与输入输出电压之比为变压器的变比，根据实际需求进行设计。
3. 外套设计外套是变压器绕组的包装材料，既可以保护绕组不受机械和环境损坏，又可以减少电磁辐射和噪声。
常用的外套材料包括聚氯乙烯、聚苯乙烯、玻璃纤维等，需要选择符合检测标准和安全规定的材料。
在外套的设计中，还需要考虑到通风散热、重量、体积等因素，以保证变压器的正常运行。
4. 控制电路设计单端反激电子变压器采用反馈调节控制电路进行控制，其调节电路包括电压反馈和电流反馈两种方式。
电压反馈按照输出电压进行调节，一旦输出电压高于或低于设定值，就会自动调整控制器的开合时间，以达到稳定输出电压的目的。
电流反馈则按照输出电流进行调节，一旦输出电流过大或过小，就会自动调整控制器的开合时间，以保证输出电流的稳定性。
单端反激式变压器的设计原理分析 一、设计举列1: 1.高频变压器的参数设计本没计的目标是完成一个交流输入电压范围为220(1±20％)V ，输出为24V ／500mA 、±15V／600mA 、5V ／2A 的多级输出，效率η=75％,最大占空比D=O ．5,工作频率f=50kHz 的开关稳压直流电源。
单端反激式工关电源中变压器不仅作为变压器使用，同时又作为储能电感，它的设计方法与其他类型的变压器不同。
其设计参数丰要有以下3项:(1)求出原边绕组电感量；(2)选择规格、尺寸合适的高频变压器磁芯； (3)计算原副边绕组匝数。
1.1: 计算原边电感量Lp 及变压器气隙δ考虑到输入电压有±20％的波动，即要求该单端反激开关电源在交流电压180～260V 范围内都能正常工作。
输出功率Po=24×0.5+15×0.6×2+5×2=40W 取反激变压器最大占空比Dmax=0.5Vs 应取最小值:Vs(min)=180×1.4-20=232V 其中20V 为直流纹波及整流桥压降之和。
初级绕组流过的峰值电流Ip 为式中:I p =2∗P0V s ∗D max(1)I p =2∗40232∗0.5=0.69A (2)假设电压Vs 波动下限为7％,Vs(min)232(1-0.07)=216V,则次级绕组的电感: L p =V s （min ）∗ D max ∗ TI p(3)L p =216∗0.50.69∗50∗103=3.13mH (4)即工作磁感应强度变化值取饱和值Bs 的一半，查阅R2KB 铁氧体磁性能表可知，其饱和磁感应强度Bs=3500GS，则:△B▲=12Bs=1750Gs, 磁芯有效截面积A=97．25mm2代入各值计算可得其所需气隙长度可由下式计算式中:Ae为磁心有效截面积δ= 0.4∗∏∗L p ∗I p2A e △B210−8=1.8712.978=0.63mm （5）1.2: 次级绕组匝数初级绕组匝数计算公式为N1= L p ∗I pA e∗△B∗108=3.13∗ 0.6997.25∗ 1750∗108=128 (6)将4．1中得到的各量代入得N1=128匝。
次级绕组匝数的计算公式(24V) 式中:VD为整流二极管正向压降。
代入数据，N2=(V0 +V D)∗(1−D max)∗N1V S(min)D max =(24+1)∗(1−0.5)∗128232∗0.5(7) =13.79次级绕组取N2=14匝。
取UC3842的工作电压为15V，式中的lV为整流管的导通压降。
N6=15+124+1∗N2=8.96 (8)则反馈绕组取9匝，二、设计举列2:1.设计参数要求①输入电压有±30％的波动，即要求该单端反激开关电源在交流电压154～286VAC范围内都能正常工作。
②输出负载有4组,其中三组互相隔离24VDC 0.2A24VDC 0.2A 12VDC 1.5A 15VDC 0.4A2. 功率、直流电压、输入电流、输出负载、空气隙、电容值的确定 ①输出功率:Po = 24×0.2+24×0.2+12×1.5+15×0.4 = 33.6 (W)②输入总功率: P i =P0η=33.60.85=39.5W (η=85%) (1)③输入最低和最高直流电压:Vmin = 154*1.414= 217.756VVmax = 286*1.414 = 404.404V ④输入有效电流: I ds =P i V min=39.5217.756=0.181(A ) (2) ⑤输入最大电流: I max =I ds D max=0.1810.4=0.4538 (A ) (3) ⑥输入回路平均电流:I dc =I ds ∗D max =0.181∗0.4=0.0724 (A ) (4) ⑦空气隙: δ=4∏∗10−7∗N 12∗A eL p=4∏∗10−7∗942∗111.242.452=1.23452.452=0.4898 (mm ) (5)⑧电解电容:C201 = 2* Pi= 80μf/450V (实际选用:C201= 68μf/450V) 对于5-10W 的开关电源,电容可选4.7∽10μf 。
10-50W 的开关电源,按2.0∽3.0μf/W 的容量选用。
50-100W 的开关电源,按2.5∽3.5μf/W 的容量选用。
如果滤波电容容量太小,则会使直流电压纹波太大,容易引起开关管损坏,导致功率因数下降,谐波含量增加,电容器静电容量的允许偏差可为±10%,最好为±5%。
C>47μf,一般要求漏电电流:I<3*(CU )1/2 (μA)⑨电容的负载电阻 R lc =V min I dc=217.7560.0724=3007.6(Ω) (6)3.工作频率和周期的确定 ① f =1.72∗103R t C t=1.72∗10310∗103∗2.2∗10−6=1.72∗1052.2=78.18KHz (7)② T =1f=178.18Khz=12.79(μs ) (8)4.占空比和导通时间的确定 ①占空比最大占空比Dmax<0.5, 故选 Dmax=0.4 ②导通时间T ON =T ∗Dmax =12.79∗0.4=5.11(μs) (9) 5.铁氧体磁芯的选型和介绍①铁氧体磁芯型号:EI32,制作时空气隙每边各留0.5mm 。
②EI32磁芯尺寸:B = 21.5(mm) C = 10.8±0.2 (mm)D = 10.8±0.2 (mm)③磁感应强度:Bs = 2000GS④磁芯有效截面积:Ae = C*D(mm2)= (10.8)*(10.8-0.5)= 111.24 (mm2)⑤窗口面积:Be = (B-C)/4*D= (21.5-10.8)/4*10.8 = 28.89(mm2)6.计算变压器初、次级绕组匝数和输出电压Vs ①确定初级绕组N1的匝数和电感量饱和磁通密度在100℃时,查表Bs=286(mT),对一般形状、材质 的铁氧体,当工作频率78.18KHz 时,65%的饱和值△Bs=286*0.65=186(mT),变压器的感应电压从217.756V 到404.404V 的变动,磁感应强度也发生变化N 1=V min ∗1.3∗1.9∗T on ∗10−6△B s ∗A e=154∗1.3∗1.9∗5.110.186∗111.24=93.94 取94匝 (11)初级电感量:L p =V min ∗T on ∗10−6I max=217.756∗5.11∗10−60.4538=2.452(mH ) (12)②反馈绕组N2UC2845D8的工作电压为12V,加上整流二极管D213的管压降1.75V,反馈绕组N2的供电电压为13.75VV s1=12+1.750.4=34.375 (V ) (13) N 2=V s1∗T on ∗104B s ∗A e=34.375∗5.11∗1042000∗111.24=1756.5222.48=7.89 [取8 (匝)] (14)③次级绕组N3输出电压=24V,V L 滤波电感的压降=0.4V,V F 肖特基二极管的正向压降=1.75VV s3=24+0.4+1.750.4=65.375 (V ) (15)N 3=V s3∗T on ∗104B s ∗A e=2000∗111.24=3340.6222.48=15.01 [取15 (匝)] (16)N 3=V s3∗N pV max −2V ds=65.375∗94404.404−4=15.34 [取15 (匝)] (17)④次级绕组N5输出电压=12V,V L 滤波电感的压降=0.4V,V F 肖特基二极管的正向压降=1.75VV s5=12+0.4+1.750.4=34.375 (V ) (18)N 5=V s5∗T on ∗104B s ∗A e=34.375∗5.11∗1042000∗111.24=1756.5222.48=7.89 [取8(匝)] (19)⑤次级绕组N6输出电压=15V,V L 滤波电感的压降=0.4V,V F 肖特基二极管的 正向压降=1.75VV s6=15+0.4+1.750.4=42.875 (V ) (20)N 6=V s6∗T on ∗104B s ∗A e=2000∗111.24=2190.9222.48=9.84 [取10(匝)] (21)N 6=V s6∗N pV max −2V ds=42.875∗94404.404−4=10.06 [取10 (匝)] (22)四、过流保护电路的设计a.V 0 –V 1 R244=V 1 –V 2 R245=>V 0 –V 11=V 1 –V 21△V =V 1 –V 2 =V 0 –V 1b.V 0−V ref R249=V ref11R251+1R252V0=V ref(1+R249R252+R249R251)V0=V ref∗(1+5.110+5.11.5)V0=2.5∗(1+0.51+3.4)=12.275VI C=V0R244+R245=12V2K=6mA>5mAc.当负载加大时,V o↓→V ref↓→Vka(V2) ↑→△V=(V1−V2)↑光耦发光管I C↑→光耦三极管I f↑→PWM误差(控制)电压Ue↑→PW M 输出脉冲变宽↑→占空比D↑→抑制Vo降低。
当负载变小时,Vo↑→Vref↑→Vka(V2) ↓→△V=(V1−V2)↓→光耦发光管I C↓→光耦三极管I f↓→PWM误差(控制)电压Ue↓→PW M 输出脉冲变窄→占空比D↓→抑制Vo增加。
d.负载调整率得到改善,由于增加了光电反馈控制环节,在空载时输出电压与满载时的输出电压变动值减小,大大增加了输出电压的稳定度。
e.频率特性好,稳定幅度大。
在50kHZ和500KHZ的工作频率下,它的输出电压变化量为0.01％。
f.过流限制特性好。
若由于负载变动的原因而使输出电流剧增,当它超过标称电流的15％时,立即关闭输出,对电路进行保护。
g.过压保护和欠压锁定功能强,准确,灵敏度高。
h.有的电路设计中增加提升低频增益电路,用一个电阻和一个电容串接于控制端和输出端,来压制低频(100Hz)纹波和提高输出调整率, 即静态误差。
l.输出经过TL431(可控分流基准)反馈并将误差放大,TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分,而处在电源高压主边的光耦感光部分得到的反馈电压,用来调整一个电流模式的PWM控制器的开关时间,从而得到一个稳定的直流电压输出。
