连续电流模式反激变压器的设计-万必明

反激式开关电源变压器设计反激式变压器是反激式开关电源的核心,它决定了反激式变换器一系列的重要参数,如占空比D ，最大峰值电流，设计反激式变压器,就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。

这样可以让其发热量尽量小，对器件的磨损也尽量小。

同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源性能会有很大的下降，如损耗会加大,最大输出功率会下降.设计变压器，就是要先选定一个工作点，在这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。

第一步，选定原边感应电压V OR 。

这个值是有自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比.可能朋友们不理解什么是原边感应电压。

我们分析一个工作原理图。

当开关管开通的时候,原边相当于一个电感，电感两端加上电压,其电流值不会突变，而线性上升:I 升=Vs*Ton/L 。

这三项分别是原边输入电压，开关开通时间和原边电感量。

在开关管关断的时候,原边电感放电，电感电流会下降，此时有下降了的电流:I 降=V OR *T OFF /L 。

这三项分别是原边感应电压（即放电电压）、开关管管段时间和电感量。

经过一个周期后，原边电感电流会回到原来的值，不可能会变，所以有：Vs ＊T ON /L=V OR ＊T OFF /L 。

即上升了的等于下降了的。

上式中用D 来代替T ON ，用(1-D ）来代替T OFF .移项可得:D=V OR /（V OR +Vs)。

这就是最大占空比了.比如说我设计的这个变压器，我选定电感电压V OR =20V ，则Vs 为24V ，D=20/（20+24）=0。

455。

第二步，确定原边电流波形的参数原边电流波形有三个参数，平均电流，有效值电流,峰值电流，首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下。

这是一个梯形波横向表示时间，总想表示电流大小，这个波形有三个值，一个是平均值I 平均,二是有效值I ，三是峰值Ip 。

首先要确定平均值I 平均：I 平均=Po/(η＊Vs ）。

反激式变压器的设计步骤1 明确产品的设计要求。

一、 输入电压范围(a)220±20% (b)110±20% (c)85-264V(d)220/110V AC.二、 输入电压、电流，输出电压V 、电流A 。

三、 工作频率F四、 工作效率 ：70-90%，Rcc 一般取70%-75%。

五、 工作占空比 D 取0.45-0.5 2 计算输入功率Pin=Po/n n:工作效率 3 设算变压器初级的反射电压：V orV or = V min :滤波电容上的最谷底电压VV min=V acmin *1.414-37V3 计算匝比：N N=V or:反射电压 V o:输出电压 V f ：二极管正向电压4 计算原边峰电流（Ip ）和有效值电流。

I rms = Po/(n* Vmin ) I rms : 初级有效电流 AVmin ×D (1-D)V orV o+VDI p = P in : 输入功率WV min : 滤波电容上的最谷底电压V或I p = I rms /［(1-0.5*K rp )* D max ］ V min=V acmin *1.414-37VK rp : 电流脉动系数 取0.6-0.75 或K rp = △B/ B max△ B= 工作磁感强度 TB max = 饱和磁同密度 I p= I p2: 初级峰值电流 A D max : 最大占空比5 计算Ip1I p1=I p2*(1-K rp ) I p2=I p : 初级峰值电流 A连续模式非连续模式F F6 计算初级电感量 LpLp= V min : 最小输入DC 电压D max : 最大占空比L p : 初级电感量（mH ）2PinV min ×D max ×(2-K rp )PoI p 2* K rp *(1-0.5* K rp )*F*nI p= I p2: 初级峰值电流 A F : 频率KHz n : 工作效率7．计算初次级匝数 NpNp = Ae: 磁芯截面积 mm 2B max : 饱和磁同密度 TN p : 初级匝数L p : 初级电感量（mH ）Ns = Ns: 次级匝数N: 匝比8 .校验饱和磁同密度 B max =( L p *I p )/( Ae* N p )L p *103*IpAe*B maxNpN。

反激式开关电源变压器的设计研究发布时间：2021-12-16T06:05:52.250Z 来源：《时代建筑》2021年30期10月下作者：杨建民[导读] 开关电源一直都是相对高效、节能型电源的重要代表，并且其代表着稳压电源的主要发展方向。

当前阶段，单片开关电源集成电路因为其突出的优势条件，像是高性价比、高集成度与最简单外围电路等，愈发得到广泛的应用与普及，甚至逐渐发展成为了设计中、小功率开关电源的首先选择的产品。

在开关电源中，高频变压器是非常重要的部件之一，并且发挥出了传输能量、电压变换以及电气隔离的效用。

东莞铭普光磁股份有限公司杨建民东莞 523000摘要：开关电源一直都是相对高效、节能型电源的重要代表，并且其代表着稳压电源的主要发展方向。

当前阶段，单片开关电源集成电路因为其突出的优势条件，像是高性价比、高集成度与最简单外围电路等，愈发得到广泛的应用与普及，甚至逐渐发展成为了设计中、小功率开关电源的首先选择的产品。

在开关电源中，高频变压器是非常重要的部件之一，并且发挥出了传输能量、电压变换以及电气隔离的效用。

高频变压器的设计是制作开关电源的一项关键技术。

本文重点介绍了反激式开关电源变压器设计的相关研究工作。

关键词：反激式；开关电源变压器；设计引言反激式开关电源在各类电气设备与电力系统中的应用逐渐变得更加广泛，同时有着体积较小、质量较轻与效率较高等优势条件。

一般状况下，功率开关管与PWM控制器、变压器等是开关电源中非常重要的构成部分，因此也会对工作运行的实际性能效果等产生较大的影响。

其中需注意的是，变压器在电源开关中所发挥的作用主要是磁能转换、绝缘隔离、电压转换等，并且作为开关电源的重要部件，设计的质量以及性能效果也会对开关电源的技术性能与运行使用的可靠性等产生比较直观的影响。

基于此，本文就反激式开关电源的实际工作原理作为切入点，研究了变压器设计的过程，希望可为之后相关的研究分析提供一定的借鉴参考价值。

Nvcc = 10.051
Nvcc :=
Vcc Vo + Vf Ns Vcc计算方法2
Nvcc = 10.051
∆B1 :=
Vdcmin ⋅ Dmax Np ⋅ Ae ⋅ f .............. 最小 磁通密度（计算值）
∆B1 = 0.22T
∆B2 :=
Vdcmax ⋅ Dmin Np ⋅ Ae ⋅ f .............. 最大磁通密度（计算值）
Iav = 0.568A Ip :=
Krp ⋅ Pout Vdcmin ⋅ η ⋅ Dmax .......... 初级峰值电流（计算值）
Ip = 1.25A
Lp :=
Vdcmin ⋅ Ton Ip
−4
Lp = 6.4 × 10
H
.............. 变压器初级电感量（计算值）
Np :=
Vdcmin ⋅ Ton Ae ⋅ ∆B .............. 变压器初级圈数（计算值）
Np = 44.673 Ns := Np n
Ns = 8.376
.............. 变压器次级圈数（计算值）
Nf :=
Vo + Vf Ns
Nf = 1.492 V .............. 变压器次级 每圈匝数的电压（计算值） Nvcc := Vcc Nf .............. 变压器Vcc的供 电圈数（计算值） Vcc计算方法1
D' = 0.6
.............. MOSFET关断占空比（计算值）
n :=
Vdcmin ⋅ D ( Vf + Vo) ⋅ (1 − D ) .............. 变压器匝比（计算值）

反激电路变压器设计输入电压：70~120V开关频率：80KHz T=12.5us输出功率：50W输出电压：1、+12V 34W2、+12V 2W3、+12V 10W （后加7812）4、-12V 2W （后加7912）5、+5V 2W （后加7805）1、根据输出功率选择磁芯从上表可以看出，可以选择的磁芯EE30、EE35、EE40，這里选择EE40。

EE40的参数为：Ae =1402mm 、Aw =1572mm 、le =77mm （我查表查得的参数不是這样的，這里就按SOS 变压器设计中的参数来计算）2、绕组匝数设计变比（副边比原边）K=12.7V*0.53/(70*0.47)=0.2045，设计电路工作在连续状态，那么根据输入输出电压关系：in o U U =)1(D KD -，那么K=in o DU U D )1(-=70*47.07.12*53.0，12.7是输出电压加上二极管压降。

原边绕组：1p N =NdBudt =108*0.9*6.25u/(0.15T*1402mm )=29匝 U=108V ，108为当时设计时选择的输入端电池的最大电压；0.9*6.25u 就是dt ，這是占空比为D=0.45时的on t 值；0.15T 表示在on t 段时间内磁通密度的变化量，反激电路为m B ；140mm 是Ae 值。

副边s1（+12V 34W ）：1s N =6匝，根据变比关系1s N =0.2*29=5.8——6匝 副边s2（+12V 2W ）：2s N =6匝副边s3（+12V 10W ）：3s N =15.2*6/12.7=7.18——8匝。

這里15.2V 是7812的输入电压14V+1.2V 的二极管压降；6为副边S1的匝数；12.7V 为副边S1绕组上的电压（输出电压12V+二极管压降0.7V ），用到的公式为：2121N N u u =。

注意反激变压器原副边不满足电压比的关系，但是他们的电流满足匝比关系。

本文重点讨论 CCM 模式变压器的设计。
二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理
1).反激式变换器的电路结构如图一.
2).图二显示导通期间初级电流波形和励磁曲线。
图三显示截止期间次级电流波形和去磁曲线。
T1 D1
V1
Vdc Cbus
PWM 控 制 电路
C1
Np
Ns1
Ns2
Q1
线圈电流 Ip 可以表示为:
ip(t) 1
Ton
Udc *dt
Lp 0
Vdc=Lp*dip/dt
此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁 Br 增加到工作峰值 Bw.
当 Q1 截止时, 次级电流波形,去磁曲线如图三
Is1
Is2
B
t
Bs
Ton Toff=(1-D)*T
Bw
Br
图三
H
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一.序言
反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉广泛应用于 150W 之内的中、
小功率电源以及各种电源适配器。
CCM 模式下：反激变压器初级电流有直流 Ip1初始值和励磁电流⊿Ip 组成，
终值为 Ip2= Ip1+⊿I。⊿Ip 能量传给负载，直流 Ip1 不能给负载传递能量。
Ip1/Ip2 之比变压器自动调节在 1/3。Is 是次级电流的t=Pout1+Pout2=85W
如图四,设 k Ip1 励磁电流初值比励磁电流终值
Ip
Ip2
ip (t )
Ip2 Ip1 Ton
t
Ip1
（1）
Ip2
Ton
Uin(min) *ip(t)dt
Pout
*T

反激式开关电源变压器的设计（evdi版）个人感觉反激是入门也是最难的，理解考个人琢磨。

在论坛上方法也学到了不少，加上看了其他的一些文章把自己的看法上传给大家，望大家指教。

谢谢Evdi 9.28 设计目标：Vin AC90-260 V o 15v Iomax 2A f 100k运行方式：Iomax ccm 65％Iomax dcm这里我们设计得是工作于CCM和DCM得电路，所以我们应该考虑两个点：1负载最大时点Iomax2 DCM与CCm的临界点，这时得Io＝65％Iomax1临界点1．1计算匝比与最大占空比这里有两种方法，其实实质都是一样只是在操作上有些不同，但都存在着一个共同点：主观性.1．1．1从V or着手这里要分两步：（1）得出V or取值首先需要了解一下反激的原理，简单点说反激就是buck-boost电路和变压器的和体。

V or为反激电压，就是在Mosfet关断时，次级导通使初级感应得电压，这里是起到了承接两者的关系因此在设计时可以先考虑V or的取值。

对于buck-boost: Vdc*Ton=V or*Toff Q－1对于变压器匝比V or*Np=V o*Ns Q－2对于V or的取值，对此总结如下:这里要从mosfet关断时所受的电压应力着手考虑。

当mosfet关断时存在V or+Vdcmax+Vspike+Vmargin=Vdss选用Vdss＝600vmosfetVdcmax＝Vimax*1.4=365vVspike大约＝95vVmargin取30-70v得到V or为70-110v。

其实我们这里选得值都时大约值，比如Vdss我们当然可以选择更大得耐压值，计算会导致V or变大，但是我们有个前提就是V or有一个限度这个限度是使Dmax不能大于50％。

其实这里V or是个考虑综合因素取得一个较为主观得值。

（2）算出匝比和最大占空比由Q－2式Np/Ns=V or/(V o+Vf)当V or为70时：Np/Ns=4.3当V or为110时：Np/Ns=6.8这里我们取Np/Ns=5,因为V or取值一般小些比较好，所以V or＝80v 由Q-1式当Vdc最小时，Ton肯定时最大，所以Dmax*Vdcmin=V or*(1-Dmax)这里Vdcmin我们取100算得Dmax＝0.441.1.2绕过V or，直接先假设Dmax一般利用经验取Dmax 为小于0.5得值，这里我们取0.45。

CCM连续电流模式反激变压器的设计一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1..输入电压范围Vin=85—265Vac;2..输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3..变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算验证占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算验证变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。

在低压满载情况下，初级绕组线圈中电流包含直流分量和 交流分量，分别形成直流磁通密度 Bdc 和交流磁通 Bac， 如图 5。

Po *106 .......(11) 2* * K0 * KC * f S * Bm * j
若 APp Ae * Aw ，说明磁芯可以使用。 （11）式中， K0 为窗口铜填充系数，一般取 0.4； Kc 为磁芯填充系数，对铁氧体磁芯一般取 1； Bm 为变压器的工作磁芯密度，查找磁芯参数表，一般取 100℃下的 ( BS Br ) *0.6 ，Bs 为磁芯饱和磁通密度，Br 为磁芯剩余磁通密度。 J 为电流密度，自然散热下<5A/mm2（CLASSA 要求） ， <7A/mm2（CLASSB 要求） ，一般取 5A/mm2。 6) 计算初级、次级、辅助绕组匝数和气隙长度 其中， 图5
压降 Vf 的二极管。
低电压输入时，从轻载到重载，变压器经历 DCM—BCM —CCM 的模式切换； 高电压输入时，从轻载到重载，变压器一直工作在 DCM 模式。 输出功率较小时，系统始终工作在 DCM 模式。 通常， Po<10W，取 K=1； 10W<Po<20W，取 K=0.8~1； 20W<Po<30W，取 K=0.6~0.8； Po>30W，取 K=0.4~0.6 K 值的选取越大，电流上升的速率 Kimos 就越快，一般要 求该值不大于 MOS 管上升速率或下降速率的 1% （如 4N60，上升时间和下降时间最大为 100ns，则其最小速率 为 40A/us，Kimos 不应超过 0.4A/us） 。 选取 K 值后，低压满载时初级线圈中Δ Ip，Ipp 和平均电 流 Ipa 有如下关系，如图 4：
2 I 2 DMAX I a 12 I a DMAX ................................................(20)

根据伏秒平衡得：
VbusminTon_max
( ) ( ) Nps := Vout + VF Ts - Ton_max - Td = 16.871
计算变压器初 级侧的峰值电流：
由能量守 恒方程得
1 2 Ip_maxVbusminDmax := Pin
则：
2Pin Ip_max := VbusminDmax = 0.291A
3 cm
3 Ve := 0.51cm
P_fe := PcvVe = 0.037 W
P_total := P_cu + P_fe = 0.154 W
4 次级测二极管选型计算：
次级整流二极管的反向最大耐压值：
Vbusmax VDmax := Nps_c + Vout = 28.102V
辅助供电绕组的整流二极管的反向最大耐压值：
Cin :=
fline2
-6
= 9.689 10
RL
2 Ω
当输入电网电压最高时，电容两端承受最大电压，留1.2倍余量：
Vbusmax1.2 = 449.72V
按照上述计算可选用常规点解电容22uF/450V
根据常规公式计算吸收电阻： 根据常规公式计算电容：
( ) Rc :=
2Vclamp - Nps_c
Vout + 2
VF Vclamp
= 912.766kΩ
LkIp_max_c fs
Vclamp Cc := Rc0.1Vclampfs = 0.11nF 7 整流桥选型计算
整流桥体 内二极管交替 工作，即当一对 工作时，另一对截 止，截止时两 端电压为输入 电压，当 输入电网 电压最高时，整流桥承 受最大的耐压 ，取1.5倍余量，则选用的 整流桥耐压需 满足：

反激变压器设计过程1、初始值设定1.1开关频率fkHz对于要接受EMI规格适用的产品,不要设定在150kHz预计余量的话120kHz左右以上.一般设定在65kHz左右.1.2输入电压范围设定主要对瞬时最低输入电压／连续最低输入电压／最大输入电压的3类进行设定.1.3最大输出电流设定对于过电流保护最大输出电流／连接最大输出电流／峰值最大输出电流在规格书上有规定的情况下3种类,进行设定.另外,在这最大输出电流中需包括对于各自偏差的余量.Iomax1A连续最大输出电流I omax2A额定输出电流×余量 1.1～1.2.为设计的基准.但是,在有峰值最大电流的情况下,只将峰值最大电流作为设计基准使用.连接最大电流只用于算出绕线的电流容量.峰值最大输出电流I opeak A峰值最大电流×余量1.1～1.2.为设计的基准.1.4最大二次绕组输出端电压设定用以下公式算出：最大二次绕线端输出电压：VN2maxV＝接插件端输出电压＋线间损失0.1～0.5V＋整流元器件Vf0.4～0.6V※在有输出电压可变的情况下,根据客户要求规格书的内容不同,适用的范围而各不相同.客先要求规格书内容只保证输出电压※只在装置试验时电压可变的情况下.磁芯用最大输出电压来设计.绕线是用额定输出电压来设计.保证所有的性能※在实际使用条件下通常的电压可变的情况下.磁芯、绕线都用最大输出电压来设计.1.5一次电流倾斜率设定输入电压,瞬时最低动作电压、输出电流,在过电流保护最大输出电流／连接最大输出电流／峰值最大输出电流的任意一个最大输出电流的条件下,设定图1－１的一次电流波形的斜率.K的设定公式如下.作为目标,设定到0.5～0.6,兼顾到之后的其他特性,作最适当的变更.1.6最大占空比设定1.7最大磁通密度设定Bmax图1-2中表示了TDK 制的磁珠磁芯PC44的B-H 曲线图.磁芯的磁通密度BT,如图1-2所示,与磁场强度HA/m 成比例,增加.另外,当B 达到一定的值时,在那基础上,即使增加H,B 也不会增加.在此磁束饱和状态下,不仅仅达不到作为变压器的机能,还有开关FET 破损的危险性,因此磁芯绝对必须在此饱和磁通密度以下来使用.另外,从产品目录上引用数据时,需要在符合使用条件的温度下选择饱和磁通密度,因此请注意.※磁芯的饱和磁通密度是根据温度而变动.在TDK 制PC44的120℃下的饱和磁通密度,将降低到25℃时的值的68.6％.因此,如果在25℃的条件下设计的话,有可能发生使用时的故障.1.8绕线电流密度设定设计的要点：单一输入的情况下设定为0.45、普遍输入的情况下设定为0.65左右.・ 最大占空比的设定,对开关元器件、整流元器件施加耐压方面会造成影响,绕线电流密度对绕线的温度上升有一定影响,因此一定要考虑冷却条件、使用温度范围、变压器构造等,再进行适当的设定.2、变压器特性设计2.1计算一次绕组的电流峰值变压器总输出功率P 2W 是瞬时最大值.在输出电流规格书中有设定峰值条件的情况下,用I opeak ×V N2max .另外,多输出的情况下,将各电路的输出功率的总和作为变压器总输出功率.变压器效率一般为0.95.2.2计算一次/二次绕组的匝数比匝数比根据输出入电压和最大占空比来决定.2.3计算一次绕组的电感量3、变压器构造设计3.1计算一次绕组的电流有效值计算一次绕线电流有效值I N1TYPRMS .不用考虑瞬时最低动作输入电压、过电流、峰值最大电流.首先求出占空比α.接着用以上所求出的占空比α,求出一次绕线电流有效值.作为标准,从１．１．８项中设定的绕线电流密度I/SA/mm 2和一次绕线电流有效值I N1typrms A 中,计算出一次绕线截面积S N1mm 2.3.2计算二次绕组的电流有效值设计要点：・ 变压器的发热,是根据,根据磁芯损失的铁损和根据绕线损失的铜损来决※省略以下的详细计算,可以将直流输入电流的1．6倍作※可以省略以下的详细计算,将直流输出电流的1．4倍作在实使用条件的通常驻机构状态下,用在１．３．１项中算出的占空比α、一次绕线电流有效值IN1typrmsA,算出连续流出的最大的二次绕线电流有效值.替换为与各自的二次绕线和一次卷的绕线比,进行计算,另※多输出变压器的情况下,将N12中加上对于全功力的其电路输出功力的比率.外在所求得的IN2typrmsA 作为标准,从在1．１．８项中设定的绕线电流密度I/SA/mm2与二次绕线电流有效值IN2typrms 中,计算出二次绕线断面积Smm2.N2设计要点：・变压器的发热,是根据,根据磁芯损失的铁损和根据绕线损失的铜损来决定的.绕线电。

当前位置:主页 > 电源电路 >连续电流模式反激变压器的设计时间:2009-08-10来源:本站整理作者:电子电路图网一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1..输入电压范围Vin=85—265Vac;2..输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3..变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V.+5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36当前位置:主页 > 电源电路 >连续电流模式反激变压器的设计(2)时间:2009-08-10来源:本站整理作者:电子电路图网由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax. Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc. Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ (1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2) 由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B 并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p –Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5) 由(3)(4)(5)式得:Is2p =1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]} =5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp] =1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p *t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:当前位置:主页 > 电源电路 >连续电流模式反激变压器的设计(3) 时间:2009-08-10来源:本站整理作者:电子电路图网Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24 =1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.•第一节. 概述.反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.2. 转换效率高,损失小.3. 变压器匝数比值较小.4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.第二节. 工作原理在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns 极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e =-N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通, 负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:Vce max = VIN / 1-DmaxVIN: 输入直流电压 Dmax : 最大工作周期Dmax = ton / T由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax =0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN.开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:读了《开关电源脉冲功率变压器的一种设计方法》(见2005.6.《国际电子变压器》)一文后，发觉不妥之处甚多，现整理出如下几条意见，一则与原作者商榷，二则供业内人士辨析、参考。

高频开关电源单端反激变压器的原理与设计方法
吕利明;肖建平;钟智勇;石玉
【期刊名称】《磁性材料及器件》
【年(卷),期】2006(37)1
【摘要】针对小功率电源的设计,详细介绍了单端反激变压器中连续电流模式(Continuous Current Mode, CCM)和断续电流模式(Discontinuous Current Mode, DCM)下变压器的工作原理,论述了采用面积乘积法(AwAe)设计反激式主功率变压器的方法.
【总页数】3页(P36-38)
【作者】吕利明;肖建平;钟智勇;石玉
【作者单位】电子科技大学,微电子与固体电子学院,四川成都,610054;中电科技集团29所,四川成都,610034;电子科技大学,微电子与固体电子学院,四川成
都,610054;电子科技大学,微电子与固体电子学院,四川成都,610054
【正文语种】中文
【中图分类】TM433
【相关文献】
1.一种实用的反激开关电源变压器设计方法 [J], 周党培;陈业仙
2.反激高频变压器的改进面积乘积设计方法 [J], 冯自成;康龙云
3.单端正激式高频开关电源设计 [J], 马云珑;侯学龙
4.单端正激式高频开关电源设计探讨 [J], 甘焯欣;
5.单端反激开关电源原理与设计 [J], 林晓伟
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