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一种ZVT—PWMBOOST电源主电路仿真与设计【摘要】开关电源相对于线性电源具有效率、体积、重量等方面的优势，尤其是高频开关电源正变得更轻，更小，效率更高，也更可靠，这使得高频开关电源成为了应用最广泛的电源。
针对传统的硬开关电源开关损耗大、工作频率低的问题，提出了一种ZVT-PWM BOOST变换器，通过采用辅助开关T1 和谐振电路使主开关在零电压下启动，降低开关损耗，提高开关频率。
设计过程中通过MATLAB/Simulink 软件对主电路进行仿真，调整优化相关的参数，得到理想的输出电压波形图，仿真结果表明该设计的可行性和正确性。
【关键词】开关电源；ZVT-PWM ;软开关；MATLAB【Abstract 】Switching power supply with respect to linear power supply efficiency ，size，weight ，and other advantages ，especially high-frequency switching power supplies are getting lighter ，smaller ，more efficient ，and more reliable ，which makes high-frequency switching power supplies has become the most widely used power. This design for the traditional hard switch power switch problem of low loss ，high operatingfrequency ，ZVT-PWM BOOST converter is proposed，through the use of auxiliary switch T1 and resonant circuit main switch start at zero voltage ，reduce the switching losses ，increase switching frequencies.Design process simulation byMATLAB/Simulink software for primary circuit ，adjust parameters to obtain the desired output waveform ，the analysis of the matlab results proves the its feasibility and validity .【Key words】Switching power supply ；ZVT-PWM；soft switch ；MATLAB1.绪论在电力电子器件中，磁性元件占总体的质量和体积的比例最大，如变压器、电感器、电容等。
基于Pspice 的Boost-ZVT 变换器的仿真研究李一鸣(湖南理工学院 计算机学院, 湖南 岳阳 414006)摘 要: 讨论了功率因数校正电路—Boost-ZVT 变换器. 区别于以往的Boost 变换器, 它实现了主开关管的软关断, 减少了开关损耗. 并利用Pspice 软件对主电路进行了仿真, 仿真结果表明Boost-ZVT 变换器在功率因数校正设计中具有良好的的效果, 而且有很高的实用价值.关键词: 功率因数校正; Boost-ZVT; 仿真中图分类号: TP311 文献标识码: A 文章编号: 1672-5298(2010)03-0034-05The Simulation Research of Boost-ZVTConverter Based on PspiceLI Yi-ming(College of Computer Science, Hunan Institute of Science and Technology, Yueyang 414006, china)Abstract : This paper focuses on the power factor correction circuit—Boost-ZVT converter. Distinguished from the past Boost converter, the Boost-ZVT converter, it implements the main switch of the soft turn-off, reducing switching losses. Finally, Pspice software is carried out the main circuit simulation. The simulation results show that Boost-ZVT converter has a good effect in power factor correction design, but also a high practical value.K ey words : PFC; Boost-ZVT; simulation引言由整流二极管和滤波电容组成的整流滤波电路应用十分普遍, 价格低廉、可靠性高是它的突出优点, 但是它对电网的谐波污染却十分严重, 由整流二极管和滤波电容组成的整流滤波电路主要存在如下的问题[1]:1. 启动时产生很大的冲击电流, 约为正常工作电流的十几倍至数十倍;2. 正常工作时, 由于整流二极管导通角很小, 形成一个幅度很高的窄脉冲, 电流波峰因数(CF)高、电流总谐波畸变率(THD)通常超过100%, 同时引起电网电压波形的畸变;3. 功率因数(PF)低, 一般约为0.5～0.6.大量应用整流电路, 使供给电网产生了严重畸变的非正弦电流, 输入电流中除含有基波外, 还含有很多的奇次、高次谐波分量, 这些高次谐波倒流入电网, 引起严重的谐波“污染”, 造成严重危害. 为了减少AC/DC 变流电路输入端谐波电流造成的噪声和对电网产生的谐波“污染”, 以保证电网供电质量, 提高电网的可靠性, 同时也为了提高输入端功率因数, 以达到节能的效果, 必须限制AC-DC 电路的输入端谐波电流分量. 由此可知提高功率因数在AC/DC 开关电源应用中具有重大的意义.1 Boost ZVT-PWM 变换器主电路拓扑及工作原理1.1 Boost ZVT-PWM 变换器工作原理Boost ZVT-PWM 变换电路[2]如图1所示. Boost ZVT-PWM 变换器不同于传统的Boost 变换器[1], 图1和图2分别为它的电路图及波形图. Boost ZVT-PWM 变换器在传统的Boost 变换器基础上增加了一个ZVT 网络, 该网络由辅助开关、谐振电感L ZVT Q r 、谐振电容C r 及二极管D 2 和D 3 组成. 电路工作时, 辅助开关先于主开关开通, 使ZVT 谐振网络工作, 电容C ZVT Q MAIN Q r 上电压(即主开关两端电压)下降到零, MAIN Q第23卷 第3期 湖南理工学院学报(自然科学版) Vol.23 No.32010年9月 Journal of Hunan Institute of Science and Technology (Natural Sciences) Sep. 2010收稿日期: 2010-05-27作者简介: 李一鸣(1979- ), 女, 湖南岳阳人, 硕士, 湖南理工学院计算机学院讲师. 主要研究方向: 计算机硬件及DPS 技术第3期 李一鸣: 基于Pspice 的Boost-ZVT 变换器的仿真研究 35创造主开关零电压开通条件. MAIN Q 1.2 运行模式分析假设输入电感足够大, 可以用恒流源I IN 代替, 而输出滤波电容足够大, 输出端可用恒压源V 0 代替. 设t < t 0 时, 和均关断, D MAIN Q ZVT Q 1 导通, 一个工作周期可分为七个工作模式[2]. 图2为电路工作波形图, 现分析如下:1) 在t 01~.t t 0 之前, 主开关和辅助开关关断, 二极管MAIN Q ZVT Q 1D 导通, 负载电流全部流过1D . 在t 0时刻, 辅助开关导通, 随着的开通, 谐振电感ZVT Q ZV Q T r I 中的电流线性上升到IN I . 而二极管1D 中的电流线性下降至零, 二极管1D 零电流关断, 即实现了二极管的软关断. 而在实际电路中, 二极管1D 需要经历反向恢复以除结电荷. 此时, ZVT 谐振电感r I 上的电压为V .02) 在t 12~.t t 1 时刻, 谐振电感L r 中的电流线性上升到I IN , L r 和C r 开始谐振. 在谐振周期内, C r 放电直到电压为零. 漏极电压变换率d d u t由C r 控制,C r 实际上是C DS 与C OSS 的和. 在C r 放电的同时, 谐振电感中的电流则持续上升. 漏极电压降至零所需的时间长度应是谐振周期的四分之一. 在谐振周期结束时, 主开关管的体二极管开通. 这一期间结束时, 的体二极管开通.MAINQ 图1 峰值电流模式控制PWM 原理图图2 Boost ZVT-PWM 变换器波形3) 23~.t t 这一期间开始时, 主开关的漏极电压降到零, 其体内二极管开通. 流过体二极管的电流由ZVT 电感提供. 由于电感两端的电压为零, 因此二极管处于续流状态. 而与此同时, 主开关管实现了零电压开通.MAIN Q 4) 34~.t t 在t 3 时刻, 控制电路感应到主开关管的漏极电压降为零时开通主开关管Q , 同时关断辅助开关管. 在辅助开关管关断后, L MAIN Q MAIN ZVT Q ZVT Q r 中的能量通过二极管D 2向负载传输.5) 45~.t t 在t 4 时刻, D 2 中的电流下降到零, 此时电路的工作状态与普通的升压变换器相同. 而实际当中, 将与辅助开关管Q 的结电容发生谐振, 使二极管D r L ZVT OSS C 1阳极电压为负.6) 56~.t t 这个阶段电路的工作过程和普通的Boost 升压变换几乎完全一致, 主开关管Q 关断, 其漏-源结电容被充至V MAIN 0, 主二极管D 1开始向负载供电. 由于一开始结电容使漏极电压为零, 因此主开关管的关断损耗大大降低.MAIN Q 7) 60~.t t 这个阶段处于续流状态, 二极管D 1导通, 电路通过电感L 为负载提供能量.2 Boost ZVT-PWM 变换器主电路参数计算设计指标: 单相交流220±10%V , 输入频率50Hz/60Hz, 输出电压为直流380V , 变换器效率大于95%, 功率因数大于98%.2.1 升压电感L 的计算最大峰值电流出现在电网电压最小, 负载最大时[3]36 湖南理工学院学报(自然科学版) 第23卷7.52APKI==.假设容许20%的电流脉动, 则有0.27.52 1.5ALIΔ=×=.在最低线电压时Boost变换器最小占空比0INmin0.263.V VDV−==由公式IN min491HSLV D TLI××==Δμ, 可取L = 470Hμ.2.2 输出滤波电容C0的选择输出电容C0由两个因数决定[3], 第一: 保持时间t H ; 第二: 输出电压纹波的大小. 输出电容由容许的输出最大纹波电压决定, 输出纹波电压频率为2倍的基频率, 设容许的最大输出纹波电压为0.5% 1.9VPKu UΔ=×=.电容电流表达式为ddccui Ct=, 取拉氏变换, 得.00()()(0)c ci s s C u s C u=××−×c由此可得()(0)()c cci s uu ss C s=+×. 再取反拉氏变换, 得cos(22)(0)222cpkc LLIu f tf Cπ=−π×−+π×cu.因而输出纹波电压为:cos(22)222cpkLLIuf Cf tπΔ=−π×−π×. 最大输出纹波电压峰值为22cpkPKLIuΔ=.最大电容电流等于最大负载即INcpkPIV=. 代入上式, 得IN0022PKLPuf C VΔ=π××, 所以IN2322F22L PKPCf V U==π×××Δμ.故可取C0 = 2200.Fμ2.3 谐振电感L r的设计谐振电感通过为升压电感电流提供交替的电流通路控制着二极管的ddit. 二极管的反向恢复时间是关闭时ddi的局部函数, 如果所控制的ddi t设定, 该二极管的反向恢复时间可近似估算出大约为60ns. 如果电感限制上升时间到180ns, (3×t rr)电感量可按0d/drVLi t=计算[4]. 其中dd3INPrrIit t=. 因为18.27A2INP PK LI I I=+×Δ=, 所以d=46A/μsdit. 由此可得8.3HrL=μ.2.4 谐振电感L r的设计最小谐振电容要确保主开关的ddvt, 有效谐振电容是MOSFET电容和外接电容之总和. 该电容限制关闭时间的ddvt, 自然地减少了米勒效应. 此外, 它还减少了关闭损耗, 因为开关电流转移到电容上. 该电容必须是优质高频电容, 低ESR﹑低ESL者为佳. 它还必须能在关闭时承受较大的充电电流. L与C结合产生一个14谐振周期[4]: 140ns=, 由此可得.479pFrC=第3期 李一鸣: 基于Pspice 的Boost-ZVT 变换器的仿真研究 373 Boost ZVT-PWM 变换器主电路参数计算为了验证主电路设计的可行性和参数选择的正确性, 利用Pspice 软件对该主电路进行仿真和分析[5]. 图3为Boost ZVT-PWM 变换器的Pspice 仿真模型图. 根据前面的理论计算, 最后的仿真参数为: 输入电压V in 为单相220V , 升压电感L 为470, 谐振电感L H μr 为8.3H μ, 谐振电感C r 为479, 输出滤波电容C pF 0为2200, 开关频率f 为100kHz.μF图3 Boost 型ZVT-PWM Pspice 仿真模型图4为主开关管T r 和辅助开关管T r 1的驱动波形图, 图中显示了主开关管T r 是在辅助开关管T r 1关断后才开通的, 而且辅助开关管导通时间很短, 显著地减少了开关管T r 1的损耗.图5为主开关管T r 驱动波形V gs , 漏源电流波形I ds 以及漏源电压V ds 仿真波形图. 图中我们可以看到主开关管在开通前先有电流反向流过其体内二极管, 使漏极电压箝位到零, 再加驱动脉冲从而实现零电压开通. 当驱动脉冲变为零时, 由于主开关管漏源极两端并联着谐振电容, 使得主开关管漏源两端的电压缓慢上升, 从而实现零电压关断.图4 主开关管T r 和辅助开关管T r1驱动波形图5主开关管T r 驱动波形、漏源电流波形和电压波形从图6中我们清楚地看到输入电流很好跟随交流输入电压, 实现了功率因数校正的目的.38 湖南理工学院学报(自然科学版) 第23卷4 结论综上所述: 在单相功率因数校正电路中采用Boost ZVT-PWM 变换器, 可以实现软开关PFC. 仿真结果表明该变换器能很好地达到功率因数校正的目的, 而且减少了开关管的损耗, 抑制了电磁干扰和提高了系统的效率. 图6 输入交流电压和交流波形参考文献[1] 周志敏, 周纪海, 纪爱华. 开关电源功率因数校正电路设计与应用[M]. 北京: 人民邮电出版社, 2004[2] 胡雪梅, 孙旭松. 有源功率因数校正技术及发展[J]. 电气时代. 2006(4): 116~118[3] Jong-Lick Lin, Member, IEEE, and Chin-Hua Chang. Small-signal modeling and control of ZVT-PWM boost converter [J]. IEEE Transaction onInductrial Electronics. 2003, (1): 210[4] Wannian Huang, Gerry Moschopoulos, Member, IEEE. A new family of ZVT-PWM converters with dual active auxiliary circuits [J]. IEEE Transactions onPower Electronics. 2006, (2): 370~380[5] 吴建强. Pspice 仿真实践[M]. 哈尔滨: 哈尔滨工业大学出版社, 2001(上接第16页)记(0,1)k nPα=∈, 则有11()(1)(1)1K x x M x M αααα−−=++−−.1(1)1(1)(1)11()(1)(1)[((1))1K x M x M x M M x M ααααααα−−−−−−′=++−=+−+]x α−.由0x M <≤可知, ()0K x ′≤, 即()()0K x K M =≥, 从而()0()H x H M =≥. 即有11100(,,)(,,,,,)(,,)(,,)(,,)0n k k f xx f x x M M h x x h x x h M M == """"""≥≥=. 综上所述, 函数f 在区间[0,]n M 内非负, 且若12(,,,)0n f x x x =", 则必有12n x x ==="x , 故不等式(4)成立, 且(4)中等式成立当且仅当12n x x x ===".最后, 从不等式(2)、(3)、(4), 我们提出如下猜想:()()(nn n n n n )A G A G G A ′′′′′′−−+≤.参考文献[1] Beckenback, E.F. and Bellman, R., Inequalities [M], Springer Verlag, Berlin 1961.[2] Horst Alzer. An inequality of W.L. Wang and P .F . Wang [J], Internat. J. Math. & Math. Sci, 1990,13:295~298 [3] Horst Alzer. The inequality of Ky Fan and related results [J]. Acra Appilicande Mathemarical, 1995,38:305~354 [4] Horst Alzer. On an additive analogue of Ky Fan’s inequality [J]. Indag.Mathem, N.S,1997,1:1~6 [5] 姜天权. 加权KyFan 不等式[J]. 南都学坛(自然科学版), 1997,17:39~41[6] 吴丹桂. 关于KyFan 不等式的起源和延拓[J]. 景德镇高专学报, 1998,13:27~29[7] Hardy G.H, Littlewood J.E, Polya G. 不等式[M]. 赵民义, 译. 北京: 人民邮电出版社, 2008。
一种新颖的ZVZCSPWM全桥变换器张恩利侯振义余侃民(空军工程大学电讯工程学院，陕西西安 710077）摘要：提出了一种新颖的零电流零电压开关（ZCZVS）PWM全桥变换器，通过增加一个辅助电路的方法实现了变换器的软开关。
与以往的ZCZVSPWM全桥变换器相比，所提出的新颖变换器具有电路结构简单、整机效率高以及电流环自适应调整等优点，这使得它特别适合高压大功率的应用场合。
详细分析了该变换器的工作原理及电路设计，并在一台功率为4kW，工作频率为80kHz的通信用开关电源装置上得到了实验验证。
关键词：全桥变换器；零电压开关；零电流开关；软开关；脉宽调制0 引言移相全桥零电压PWM软开关（PS-FB-ZVS）变换器与移相全桥零电压零电流PWM软开关（PS-FB-ZVZCS）变换器是目前国内外电源界研究的热门课题，并已得到了广泛的应用。
在中小功率的场合，功率器件一般选用MOSFET，这是因为MOSFET的开关速度快，可以提高开关频率，采用ZVS方式，就可将开关损耗减小到较为理想的程度[1]。
而在高压大功率的场合，IGBT更为合适。
但IGBT的最大的缺点是具有较大的开关损耗，尤其是由于IGBT的“拖尾电流”特性，使得它即使工作在零电压情况下，关断损耗仍然较大，要想在ZVS方式下减少关断损耗，则必须加大IGBT的并联电容。
然而由于轻载时ZVS很难实现（滞后臂的ZVS 更难实现），因此ZVS方案对于IGBT来说并不理想。
若采用常规的移相全桥软开关变换器，其优点是显而易见的，即功率开关器件电压、电流额定值小，功率变压器利用率高等，但是它们却也存在着各种各样的缺点：有的难以适用于大功率场合；有的要求很小的漏感；有的电路较为复杂且成本很高[2][3][4][5][6]。
本文提出了一种新颖的ZVZCS PWM全桥变换器，它能有效地改进以往所提出的ZVZCS PWM全桥变换器的不足。
这种变换器是在常规零电压PWM全桥变换器的次级增加了一个辅助电路，此辅助电路的优点在于没有有损元件和有源开关，且结构简单。
一种新型的BOOST ZCT-PWM变换器摘要：针对典型的Boost ZCT-PWM 变换器变换器中存在的主开关管开关管并非零电流零电流开通的问题，对原有电路做了改进，提出了一种新的拓扑结构和控制方法，实现了主开关管的零电流开通和关断关断，改善了变换器的工作状况，降低了开通损耗。
仿真结果表明，这种新型的改进电路确实达到了预期的效果。
关键词：变换器脉宽调制软开关仿真提高开关频率是解决电源装置轻小化的可行方法。
但在硬开关电路中，开关器件的损耗随开关频率的提高而增加，使电源效率降低，开关器件发热严重。
软开关技术的出现使这些问题得到了很好的解决[1]。
Boost电路作为一种基本的DC/DC变换器，已广泛应用于各种电源设计。
典型的Boost零电流过渡PWM电路只实现了主开关管的零电流关断，但其开通电流很大，增大了主开关管的电流应力，也增大了开通损耗[2]。
本文对传统的Boost ZCT-PWM 电路拓扑结构及控制方法均加以改进，使主开关器件实现了软开关。
1 典型Boot ZCT-PWM 电路工作原理及其不足图1示出典型 Boost ZCT-PWM 电路拓扑结构及其主要工作波形。
主开关管Q1超前于辅助开关管Qa开通，设Qa开通时刻为t0，在t0～t1时段，Q1和Qa均导通导通，施加在辅助支路La、Ca两端的电压为零，辅助元件La、Ca开始谐振。
在t1～t3时段，La、Ca继续谐振，谐振电流大于输入电流iin, Q1的反并联二极管D1导通，可实现Q1零电流关断。
在t3时刻，Qa关断。
在t3～t4时段，升压二极管DR、辅助二极管Da 均导通，La、Ca继续谐振。
在t4～t5时段，电路工作在基本的Boost电路工作状态下。
在t5时刻，Q1开通，流过其上的电流立即上升到iin。
可见，其属于硬开通，同时DR关断，存在严重的反向恢复问题。
由上述分析可见，电路中Q1的开通是典型的硬开关过程，其开通时的开通电流很大，故其损耗也会显著增大。
摘要：介绍了采用BoostPWMDC/DC变换器的正弦波逆变器的工作原理与控制方式，这是一种新型的正弦波逆变器。
关键词：升压；DC/DC变换器；正弦波逆变器1 引言传统的电压型逆变器只能降压，不能升压。
要升压就必须采用升压变压器，或在直流电源与逆变器之间串入Boost DC/DC变换器。
这对于应用于UPS及通信振铃电源的低频逆变器来说，将会使电源的体积重量大大增加。
而采用新型的BoostPWMDC/DC变换器组成的逆变器，将会很简单地实现升压逆变。
如果在一个周期内不断地按着正弦规律改变载波周期内的占空比D，就可以输出电压成为正弦波。
2 Boost变换器的升压特性BoostPWMDC/DC变换器具有优越的无级升压变压功能，因此，可以把它直接应用于需要升压变压的高开关频率PWM电压型逆变器中。
Boost变换器电路如图1（a）所示。
假定开关S的开关周期为T，开通时间为t on=DT，关断时间为t off=(1－D)T,而D=t on/T=0～1为开通占空比，(1－D)=t on/T为关断占空比。
Boost变换器有两个工作过程。
1）储能过程在S开通期间t on为电感L的储能过程，其等效电路如图1（b）所示。
S开通，输入电路被S短路，输入电流i1使电感L储能，加在L上的电压为电源电压U S，电压方向与电流方向相同。
由电磁感应定律得在t on期间，L中的电流增量为ΔI1on=2)放能过程在S关断期间t off，为电感L的放能过程，其等效电路如图1（c）所示。
S关断，D 导通，电源与输出电路接通，电感L放能，加在L的电压为输出电压U o与电源电压US之差（U o－U S）,电压方向与电流i2的方向相反。
由电磁感应定律得在t off期间，L中的电流减小量为ΔI2off=电路稳定后，ΔI1on=|ΔI2off|所以DT=(1－D)T；U S=(1－D)U o故输出输入电压变比（1）Boost变换器的工作波形如图1（d）所示，可以看出：输入电流i1是连续的，输出电流i2是断续的。
Boost变换器和Boost-ZVT变换器的比较研究万力;荣军;梁凯;张晓凡【期刊名称】《计算技术与自动化》【年(卷),期】2015(000)004【摘要】介绍普通Boost 变换器和Boost-ZVT变换器的工作原理，指出 Boost 变换器的开关管工作在硬开关状态，而Boost-ZVT变换器的主开关管工作在软开关状态。
通过理论分析可以知道Boost-ZVT变换器的效率更高，然后将两种电路应用于单相功率因数校正电路中。
最后在 Pspice软件环境下搭建功率因数校正电路Boost变换器与Boost-ZVT变换器的仿真模型并进行仿真，并对仿真结果进行分析和比较，指出了它们各自的优点与缺点。
%The operating principles of the common Boost converter and Boost-ZVT converter were introduced in detail, and it is pointed out that the switch of the Boost converter works in hard switching state,while the main switch of the Boost-ZVT converter works in soft switching state.Theoretical analysis shows the efficiency of Boost-ZVT converter is higher, and then the two circuits were applied to the single-phase power factor correction circuit.The simulation models of power factor correction circuit of Boost converter and Boost-ZVT converter were built in the Pspice software environment,and the simulation results were analyzed and compared,and their advantages and disadvantages were pointed out.【总页数】5页(P41-45)【作者】万力;荣军;梁凯;张晓凡【作者单位】湖南理工学院信息与通信工程学院，湖南岳阳 414006;湖南理工学院信息与通信工程学院，湖南岳阳 414006;湖南理工学院信息与通信工程学院，湖南岳阳 414006;湖南理工学院信息与通信工程学院，湖南岳阳 414006【正文语种】中文【中图分类】G642【相关文献】1.基于Pspice的Boost-ZVT变换器的仿真研究 [J], 李一鸣2.分数阶Boost变换器的两种预测电流控制 [J], 王允建;霍星星;张伟3.基于GaN的高频Boost变换器优化设计 [J], 王忠杰;王议锋;陈庆;陈博;王浩4.光伏系统中ASI Boost变换器的稳定性分析与控制 [J], 顾志铭;周宇飞;熊向晖5.燃料电池用交错并联型Boost变换器参数综合设计方法 [J], 马小勇;王议锋;王萍;孟准因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。
基于互补PWM控制的BuckBoost双向变换器在超级电容器储能中的应用一、本文概述随着可再生能源的快速发展和电动汽车的广泛应用，高效、稳定的能量转换和存储技术成为研究热点。
其中，BuckBoost双向变换器作为一种能够在宽输入电压范围内实现升降压转换的电力电子设备，在能量存储系统中发挥着重要作用。
而超级电容器作为一种具有高功率密度、快速充放电性能的储能元件，与BuckBoost双向变换器的结合将为能量存储和转换带来新的可能性。
本文旨在探讨基于互补PWM（脉宽调制）控制的BuckBoost双向变换器在超级电容器储能中的应用。
文章将介绍BuckBoost双向变换器的基本工作原理和互补PWM控制的实现方法，分析其在能量转换过程中的优势。
然后，文章将详细讨论如何将BuckBoost双向变换器与超级电容器相结合，构建高效稳定的储能系统。
在此基础上，文章将进一步探讨该储能系统在可再生能源并网、电动汽车能量回收等领域的应用前景和潜在优势。
本文的研究将为提高能量转换效率、优化储能系统性能提供理论支持和实践指导，对于推动新能源和电动汽车领域的发展具有重要意义。
二、超级电容器储能系统概述随着可再生能源和电动汽车等领域的快速发展，储能技术已成为当前研究的热点。
在众多储能技术中，超级电容器因其独特的性能优势，如充放电速度快、循环寿命长、功率密度高等，受到了广泛关注。
超级电容器储能系统（Supercapacitor Energy Storage System, SCESS）结合了超级电容器的这些优点，为电力系统和电子设备提供了高效、可靠的能量存储和释放方案。
超级电容器储能系统主要由超级电容器、充电/放电控制单元、能量管理单元以及辅助设备等组成。
超级电容器负责存储电能，其内部的电极材料和高效电解液保证了快速充放电和高能量密度的特性。
充电/放电控制单元则负责控制超级电容器的充放电过程，确保系统的稳定运行。
能量管理单元则负责监控系统的运行状态，根据实际需求调整充放电策略，实现能量的最优利用。
全软开关BoostZVT-PWM变换器
刘万强;张代润;黄念慈
【期刊名称】《四川大学学报（工程科学版）》
【年(卷),期】2002(034)003
【摘要】典型的Boost ZVT-PWM电路的主开关管实现了软通断,但辅助管仍然是在大电流下关断.提出了一种新型Boost ZVT-PWM电路,并对工作原理做了详尽分析.实验结果证明新电路的主开关管和辅助开关管均实现了软开关,进一步改善了变换器的工作状况.
【总页数】3页(P124-126)
【作者】刘万强;张代润;黄念慈
【作者单位】四川大学,电气信息学院,四川,成都610065;四川大学,电气信息学院,四川,成都610065;四川大学,电气信息学院,四川,成都610065
【正文语种】中文
【中图分类】TN86
【相关文献】
1.能量交换式全软开关Boost变换器的分析 [J], 张驰;许平勇;朱忠尼
2.双向全桥直流变换器的全功率范围软开关控制技术的研究 [J], 王跃;郭海平;高远
3.全软开关Boost ZCT-PWM变换器 [J], 陆冬良;张代润;黄念慈
4.一种ZCT PWM全软开关变换器的仿真研究 [J], 施博文
5.基于耦合电感式缓冲电路全软开关DC/DC变换器 [J], 易灵芝;朱和潇;龙谷宗;张恒
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Boost ZVT-PWM 变换器在光伏逆变器中的应用
关键电路参数设计
1)滤波电感Lf 设计
ZVT Boost 的输入电压范围是Uin=125V~360V，输出电压Vo=360V，输入最大电流为Iimax=15A，开关频率fs=20kHz，boost 电路工作在连续导电模式下。
由
其中ΔiL 表示电感电流纹波，取15%的电感电流纹波，则ΔiL=2.25A，将ΔiL 代入式(14),可以算出Lf=2mH，实际取2mH。
(2)辅助钳位电容Ca 设计
Ca 既作为主开关管的Q1 的缓冲电容，又作为辅助开关管的缓冲电容。
一般选择在最大负载时，Vca 从Vo 下降到0 的时间为(2~3)tf，tf 为Q1 的关断下降时间。
则Ca 可以由式(15)计算：
主、辅功率开关管采用fairchild 公司的IGBT FGH40N65UFD 作为ZVT Boost 电路的主开关管和辅助开关管，该开关管的最大tf=80ns。
因此，计算得Ca=10nF。
考虑一定的裕量，选择Ca 为22nF/1000V。
(3)辅助电感La 设计
辅助电路只是在主开关管Q1 开通的时候起作用，其他时候停止工作。
为不影响主电路的工作时间，辅助电路的工作时间不能太长，假设该时间为taa，一般可选择为开关周期Ts 的1/10，即t01+t12s/10，可得：
由于Cr 是主开关管的输出结电容，故可以忽略，上式简化为:
实验结果
根据以上图2 硬件设计方案和电路参数，在相同条件下在样机上分别进行如下两个逆变效率测试试验。
