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载波恢复技术及其相关算法4.1 载波恢复的基本原理在数字传输系统中，接收端解调部分通常采用相干解调(同步解调)的方法，因为相干解调无论在误码率、检测门限还是在输出信噪比等方面较非相干解调都具有明显优势。
相干解调要求在接收端必须产生一个与载波同频同相的相干载波。
从接收信号中产生相干载波就称为载波恢复。
相干解调的优越性是以接收端拥有准确相位的参考载波为前提的，如果频率有误差，解调就不能正常工作，如果相位有误差，解调的性能就会下降。
因为星座点数多的QAM(如64QAM,256QAM)对载波相位抖动非常敏感，所以对DVB-C 系统的QAM 调制方式来说，在接收端取得精确频率和相位的相关载波尤为重要。
在数字传输系统中，由于收发端的本振时钟不精确相等或者信道特性的快速变化使得信号偏离中心频谱，都会导致下变频后的基带信号中心频率偏离零点，从而产生一个变化的频偏，同时，信号的相位在传输中也会受到影响，引起信号的相位抖动。
为了消除因此产生的载波频偏Δf 和相偏Δθ，在数字传输系统接收端的QAM 解调器中需要通过载波恢复(Carrier recovery)环路来计算出信号中载波频偏与相偏，并将载波频偏与相偏的值反馈回混频器来消除载波频偏与相偏。
本文论述采用特殊的锁相环来获得相干载波的方法，其基本思想是：对于经过了下变频、滤波器、定时恢复和均衡之后的信号，应用盲载波恢复，通过利用锁相环，提取出频偏并且跟踪相偏。
4.2 载波恢复的具体方法以下介绍从抑制载波的己调信号中恢复相干载波的常用的方法：四次方环法、同相正交环法、逆调制环法、判决反馈环法。
4.2.1 四次方环四次方环[6]的基本方法是将接收信号进行四次方运算，然后用选频回路选出4c f 分量，再进行四分频，取得频率为c f 的相干载波。
具体的四次方环载波恢复框图如图4-1所示。
图4-1中接收到的射频信号与本地振荡器混频，在中频处理阶段进行滤波和自动增益控制后，升为四次幂，送入锁相环。
理解载波恢复简介在数字通信系统中，信息可以通过载波基本特性的变化来进行传输。
这些特性，如相位、频率、和幅度，在发射端被修改并且必须在接收端被检测到。
因此，对于接收端来说，恢复载波的频率、相位、和符号时序是绝对必需的。
这一过程就被称作载波恢复并且可以通过各种技术得以实现。
在本演示（或文档）中，我们将探讨频率偏移的影响以及载波恢复中存在的通道噪声。
ASCII 码文本的QAM 调制（带噪声）幅度瞬时正弦波状态：M(t)＜Φ(t)载波恢复基础知识In-Class Demos一个QAM 发送端使用特定的相位和幅度来调制载波信号，而另一方面，如果接收器能够确定原始信号的相位和频率，那它就能准确地检测到这个信号。
因此，两者之间的同步是必需的。
在理想情况下，发送端和接收端将会完美地同步工作。
换句话说，两者将会以同样的方式解释信号的相位和频率。
然而，实际的硬件并不是完美的，而且即使利用某种纠错机制，接收端也不可能精确地锁定到与发送端完全相同的相位和频率。
为了弥补这些不尽完美的特性，采用锁相环或PLL 来匹配接收端和发送端之间的频率（1）。
利用星座图，我们可以表示出每个符号的幅度和相位。
此外，每个符号覆盖在另一个符号之上是为了说明与我们所能恢复载波的相位和幅度之间的一致性。
理想情况下，当接收端的PLL 能够恢复载波，那么每个符号就会在星座图上清楚地分布。
然而，当载波由于通道噪声或频率误差的原因而无法恢复时，星座图也能表示来了。
在右边，我们示出了一幅符号出现在正确幅度处，但其相位正持续变化的星座图。
因为：Frequency = d Θ / dt频率= d Θ / dt所以，当星座图的相位持续变化时，我们能够确定频率估计是错误的。
在这个特定的实例中，我们已经通过在系统中引入足够的噪声来仿真频率误差，从而得以干扰PLL ，甚至将噪声去除之后，PLL 仍然可能无法锁定正确的频率。
载波恢复步骤解决这个载波恢复问题的方法有两个部分，它们可以粗略地分为以下两个部分：频率恢复和符号时序（相位）恢复。
实验二BPSK传输系统综合实验一、实验原理（一）BPSK 调制理论上二进制相移键控（BPSK）可以用幅度恒左，而其载波相位随着输入信号m （1、0 码）而改变，通常这两个相位相差180° .如果每比特能量为E”则传输的BPSK信号为：0°m = 0180°m = 1（二）BPSK 解调接收的BPSK信号可以表示成:为了对接收信号中的数拯进行正确的解调，这要求在接收机端知道载波的相位和频率信息，同时还要在正确时间点对信号进行判决。
这就是我们常说的载波恢复与位定时恢复。
1、载波恢复对二相调相信号中的载波恢复有很多的方法，最常用的有平方变换法、判决反馈环等。
在BPSK解调器中，载波恢复的指标主要有：同步建立时间、保持时间、稳态相差、相位抖动等。
本地恢复载波信号的稳态相位误差对解调性能存在影响，若提取的相V载波与输入载波没有相位差，则解调输出的信号为a\t） = a（t）cos： A倍.即输岀信噪比下降cos2 A，其将影响信道的误码率性能，使误码增加。
对BPSK 而言，在存在载波恢复稳态相差时信道误码率为：2、位定时抽样时钟在信号最大点处进行抽样，保证了输出信号具有最大的信噪比性能，从而也使误码率较小。
在刚接收到BPSK信号之后，位左时一般不处于正确的抽样位置，必须采用一左的算法对抽样点进行调整，这个过程称为位左时恢复。
常用的位左时恢复有：滤波法、数字锁相环等。
最后，对通信原理综合实验系统中最常用的几个测量方法作一介绍：眼图、星座图与抽样判决点波形。
1、眼图：利用眼图可方便直观地估讣系统的性能。
示波器的通道接在接收滤波器的输出端，调整示波器的水平扫描周期，使其与接收码元的周期同步。
在荧光屏上看到显示的图型很像人的眼睛，所以称为眼图。
2、星座图：与眼图一样，可以较为方便地估计出系统的性能，同时它还可以提供更多的信息，如I、Q支路的正交性、电平平衡性能等。
星座图的观察方法如下：用一个示波器的一个通道接收I支路信号，另一通道接Q支路信号，将示波器设置成X-Y方式。
载波同步技术平方法 抑制载波的双边带信号中插入导频科斯塔斯环 残留边带信号中插入导频 时域插入导频法 性能指标 两种载波同步方法的比较提取载波的方法一般分为两类：一类是不专门发送导频，而在接收端直接从发送信号中提取载波，这类方法称为直接法，也称为自同步法；另一类是在发送有用信号的同时，在适当的频率位置上，插入一个（或多个）称作导频的正弦波，接收端就利用导频提取出载波，这类方法称为插入导频法，也称为外同步法。
直接法（自同步法）有些信号（如抑制载波的双边带信号等）虽然本身不包含载波分量，但对该信号进行某些非线性变换以后，就可以直接从中提取出载波分量来，这就是直接法提取同步载波的基本原理。
下面介绍几种直接提取载波的方法。
设调制信号为()m t ，()m t 中无直流分量，则抑制载波的双边带信号为()()cos c s t m t t ω= （7-1）接收端将该信号进行平方变换，即经过一个平方律部件后就得到2222()1()()cos ()cos 222c c m t e t m t t m t t ωω==+（7-2）由式（7-2）可以看出，虽然前面假设()m t 中无直流分量，但2()m t 却一定有直流分量，这是因为2()m t 必为大于等于0的数，因此，2()m t 的均值必大于0，而这个均值就是2()m t 的直流分量，这样e (t )的第二项中就包含2c f 频率的分量。
例如，对于2PSK 信号，()m t 为双极性矩形脉冲序列，设()m t 为±1，那么2()m t =1，这样经过平方率部件后可以得到2211()()cos cos 222c c e t m t t t ωω==+（7-3）由式（7-3）可知，通过2c f 窄带滤波器从 ()e t 中很容易取出2c f 频率分量。
经过一个二分频器就可以得到c f 的频率成分，这就是所需要的同步载波。
因而，利用图7-1所示的方框图就可以提取出载波。
码距：把两个码组中对应位上数字不同的位数称为码组的距离，简称码距码间串扰：是由于系统传输总特性的非理想。
导致到当前码元的波形畸变、展宽，并使前面的波形出现很长的拖尾蔓延到当前码元的抽样时刻，从而对当前码元的判决造成干扰。
窄带随机过程：如果随机过程的频谱密度集中在中心频率F附近相对窄的频率范围，即满足，则称为窄带随机过程。
群同步：又称帧同步，是指在接收端产生与每“帧”、每“组”起止时刻相一致的同步时钟序列，以便对接收码元进行正确分组。
调制信道：指发送端调制器输出端至接收端调制器输入端之间的部分，是用来研究调制与解调问题的，属于广义信道。
编码信道：指发送端调制器输出端至接收端调制器输入端之间的部分，是用来研究调制与解调问题的，属于广义信道。
信道：是一种物理媒介，用来将来自发送设备的信号传送到接收端。
信道容量：是指信道能够传输的最大平均信息速率。
数字基带传输系统：不经载波调制而直接传输数字基带信号的系统称为数字基带传输系统。
最佳基带传输系统：将消除了码间串扰并且误码率最小的基带传输系统称为最佳基带传输系统。
数字带通传输系统：把包括调制和解调过程的数字传输系统称为数字带通传输系统。
数字基带信号：未经调制的数字信号所占据的频谱是从零频或很低频率开始的。
最佳接收机：指在差错概率最小准则下得到的最佳接收系统。
量化噪声：量化输出电平和量化前的抽样值一般不同，两者之间存在误差，这个误差称为量化噪声。
能量信号：若一个信号的能量E是一个正的有限值，则称此信号位能量信号。
差分相移键控：为克服绝对相移键控的相位模糊，差分相移键控就是利用前后相邻码元的载波相对相位变化传递数字信息。
相对移相键控：是利用前后相邻码元的载波相对相位变化来传递数字信息，而其频率和幅度保持不变。
角度调制：指高频载波的频率或相位按照基带信号的规律而变化的一种调制方式，是一种非线性调制，已调信号的频谱不再保持原理基带频谱的结构。
数字调制：是指用数字基带信号控制载波的某些参数，将数字基带信号变化为数字带通信号的过程。
载波多路复用-回复什么是载波多路复用（CDM）？为什么它在通信领域中如此重要？本文将一步一步回答这些问题，并深入探讨CDM的工作原理、应用和发展趋势。
1. 导言通信是现代社会不可或缺的一部分，人们需要通过各种方式进行信息传递和交流。
然而，随着通信技术的迅速发展，频谱资源的需求也越来越大。
由于频率有限，如何高效地利用频谱资源成为一个热门话题。
在这方面，载波多路复用技术（CDM）的出现对解决频谱资源瓶颈问题起到了关键作用。
2. 载波多路复用的基本概念载波多路复用是一种将多个独立的数据流同时传输在同一个频带内的通信技术。
它通过将不同的信号调制在不同的子载波上，并在接收端将它们解调还原到原始数据流，从而实现了多路复用。
在CDM中，每个用户都被分配一个唯一的码片序列，这些码片序列用于对用户数据进行调制和解调。
3. CDM的工作原理CDM技术的核心是码片序列的设计和使用。
码片是一种短而快速变化的数字序列，它被用来对数据进行调制和解调。
在发送端，数据流被与码片序列相乘，从而实现数据的调制。
在接收端，接收到的信号被与对应的码片序列相乘，从而将数据解调还原到原始状态。
4. CDM的优势和应用载波多路复用技术在通信领域有着广泛的应用。
首先，它可以实现频谱的高效利用，提高通信系统的容量。
其次，CDM技术具备抗干扰性能强的特点，能够在多路径传播和多用户同时使用的环境下提供稳定的通信质量。
此外，CDM还可以支持多种服务类型，例如语音、数据和视频等。
5. CDM的发展趋势随着通信技术的不断发展，载波多路复用技术也在不断演化和改进。
一方面，研究人员利用新的编码和调制技术来提高系统的性能和效率。
另一方面，CDM技术被应用于新兴的通信领域，例如无线局域网、物联网和5G 等。
预计随着5G的商用化，CDM技术将发挥更加重要的作用，并推动通信技术的进一步发展。
6. 结论载波多路复用技术是解决频谱资源瓶颈问题的重要工具之一。
它通过将多个用户的数据流同时传输在同一个频带内，实现了更加高效的频谱利用。
bps算法载波恢复
BPS算法是一种常用的数字信号处理算法，用于在数字通信中进行载
波恢复。
在数字通信中，信号经过调制后会受到噪声、多径等干扰，
导致信号的相位、频率等参数发生变化，从而影响信号的解调和恢复。
BPS算法通过对信号进行数字信号处理，可以有效地恢复信号的相位、频率等参数，从而实现信号的解调和恢复。
BPS算法的基本原理是利用数字信号处理技术对信号进行采样、滤波、解调等处理，从而恢复信号的相位、频率等参数。
具体来说，BPS算
法首先对接收到的信号进行采样，将连续的模拟信号转换为离散的数
字信号。
然后，对数字信号进行滤波，去除噪声和干扰，使信号更加
稳定。
接下来，BPS算法对滤波后的信号进行解调，通过解调可以恢
复信号的相位、频率等参数。
最后，BPS算法对解调后的信号进行重构，将数字信号转换为模拟信号，从而实现信号的解调和恢复。
BPS算法在数字通信中具有广泛的应用，特别是在高速数据传输和无
线通信中。
在高速数据传输中，BPS算法可以有效地恢复信号的相位、频率等参数，从而提高数据传输的可靠性和速度。
在无线通信中，BPS 算法可以对接收到的信号进行解调和恢复，从而实现无线通信的可靠
性和稳定性。
总之，BPS算法是一种常用的数字信号处理算法，用于在数字通信中进行载波恢复。
通过对信号进行采样、滤波、解调等处理，可以有效地恢复信号的相位、频率等参数，从而实现信号的解调和恢复。
BPS 算法在高速数据传输和无线通信中具有广泛的应用，是数字通信领域中不可或缺的一部分。
载波恢复及同步检波器电路设计1.载波同步1.1基本原理在数字传输系统中，接收端解调部分通常采用相干解调(同步解调)的方法，因为相干解调无论在误码率、检测门限还是在输出信噪比等方面较非相干解调都具有明显优势。
相干解调要求在接收端必须产生一个与载波同频同相的相干载波。
从接收信号中产生相干载波就称为载波恢复。
1.2具体方法提取载波的方法一般分为两类：一类是不专门发送导频，而在接收端直接从发送信号中提取载波，这类方法称为直接法，也称为自同步法；另一类是在发送有用信号的同时，在适当的频率位置上，插入一个（或多个）称作导频的正弦波，接收端就利用导频提取出载波，这类方法称为插入导频法，也称为外同步法。
1.3同步检波器载波恢复电路设计Costas环又称为同相正交环。
它的优点在于提取相干载波的同时完成了对I，Q两路的解调，而且性能也较好。
其模拟的结构框图如图所示：2同步检波电路设计2.1同步检波功能分析振幅调制信号的解调过程称为检波。
有载波振幅调制信号的包络直接反映调制信号的变换规律，可以用二极管包络检波的方法进行检波。
而抑制载波的双边带或单边带振幅调制信号的包络不能直接反映调制信号的变化规律，无法用包络检波进行解调，所以要采用同步检波方法。
包络检波见课本168页。
同步检波又称为相干检波，只用来解调DSB和SSB调制信号，它有两种实现电路：一种是由乘法器和低通滤波器组成；另一种将输入信号与同步信号叠加再经二极管包络检波器，解调出低频信号。
本论文主要讨论乘积型同步检波。
2.2原理框图这种方法是将外加载波信号电压接收信号在检波器重相乘，再经过低通滤波器，最后检出原调制信号，原理框图如图2-1所示。
已调振幅信号插入载波信号图2-1乘积型同步检波原理方框图2.3流程图u1u2u c图2-2 乘积型同步检波流程图。
文字见书本p180 <1>,<2>,<3> 2.4调幅信号发生器2.5单元电路设计2.5.1 MC1496乘法器MC1496采用的是双差分对乘法电路，其管脚图如下所示：。
为解调抑制载波相位键控(PSK)信号而设计的该相干载波恢复电路，涉及到多种权衡和性能考虑。
虽然有很多的方法是可用的，但本文将把焦点集中在一个多用途PSK解调器上，该解调器不需要改变任何结构，就能适用于不同的调制方案中的不同数据率。
这种解调器对卫星地面站接收来自具有不同有效载荷特性的各种遥感卫星的数据是很理想的。
图1展示了一个PSK解调器的简化结构。
它由一个输入自动增益控制(AGC)放大器、相干载波恢复电路和相干检波器组成。
中频(IF)信号加上噪声经带通滤波AGC放大器放大后,并行加到载波恢复电路和相干数据检波器上。
载波恢复电路再生了加到相干数据检波器的解调相干基准。
相干数据检波器提取了同相(I)和正交(Q)数据流,该数据流经低通滤波后，送到相应的位同步插件和信号调节器(BSSC)单元。
该BSSC单元恢复了用来使数据与符号时钟同步的相干符号时序。
在这种情况下，BSSC单元还提供串行数据和时钟输出。
利用如下的三种载波恢复电路之一，就能满足大多数应用场合：增倍环(像BPSK的平方环)、科斯塔斯(Costas)环和再调制环。
其它类型的载波恢复方案都是这些技术的延伸或改进。
例如，用于MPSK的增倍环(图2)是利用了先用带通滤波器滤除调制的第M阶非线性平方律函数。
一个传统的PLL，工作频率为M×f c，M是谐波乘数，f c是载波频率，锁定在非线性输出的第M谐波分量，而压控振荡器(VOC)除以M，以得到要求到的基准载波频率。
在BPSK Costas环(图3)中，通过将附加噪声的输入压缩载波分别与VCO的输出和经90度相移后的VCO输出信号相乘，对这两个乘积的结果进行滤波，并用这两个滤波后的信号的乘积去控制VCO信号的相位和频率。
当在I和Q臂的滤波器由积分陡落(integrate-and-dump)电路控制时,这个环叫做带有源滤波器的Costas环。
最佳的相位评估器需要在I路滤波器之后的双曲正切[tanh(KE b/N O)]非线性特性。
对于大的值,tanh(x)取x(±1)函数的极性或符号，可用一个硬限幅器来实现。
通过对这个双曲正切非线性特性的逼近，能够实现一个最佳的环。
这种环被成为硬限幅或极性环(图4)。
限幅器产生一个信号压缩系数，能够改善或降低跟踪性能。
另外，该限制器还允许利用通常具有非常小的直流偏移或直流漂移不稳定度的斩波器件，来代替产生环路误差信号的第三个模拟乘法器。
在硬限幅的改进Costas环中，为了改善采集性能，去掉了正交支路滤波器。
改进Costas 环，产生的频率恢复与第三乘法器输出端的频率误差近似成比例。
在采集过程中，这个环像一个其带宽与Costas环带宽的平方成正比的自动频率控制(AFC)电路。
这个改进允许采集频率偏移量比环路带宽大。
根据与I路中低通滤波器截止频率一致的初始频率误差来实现捕获。
不幸的是，在环路的跟踪起伏中不容易折衷考虑。
硬限幅改进型Costas环在假锁定性能方面实现了很大改进，但这是以增加跟踪起伏为代价的。
由于在I和Q滤波器的有限带宽所产生的失真，当采集抑制载波信号(而不是未调制载波)时，在Costas环中会出现假锁定现象。
实质上，在I和Q线路的输入数据脉冲不再是理想地正交，当被结合时，当接收到的信号与VCO的偏移是由二分之一数据率(边频带相关数据)的整倍数时，可能产生一个直流控制项。
假锁定状态与以下条件相对应，即接收机的本振由于信号中的噪声的影响而引起的频偏时，作为相位的函数，在环路误差特性中存在一个稳定的零点(被称为环路的“S曲线”)。
另一个改进的Costas环结构，将I和Q线路的平方和进行处理后发给环路误差信号，这样将禁止环路工作在虚锁点。
传统的正交Costas环曾被用来对QPSK信号的载波提取，然而，最受欢迎的方案是使用一个改进的带环路交叉臂的Costas环(图5)。
由限幅器产生的臂滤波器的输出符号用来与来自相反臂的信号进行交叉和混合。
限制器有效地解调QPSK正交比特，并且通过交叉能产生一个相同的相位误差项，可以随后通过相减来消掉。
相减后留下来的误差项，被用作为误差信号，来控制环路VCO的相位，从而实现闭环。
再调制是另一个受欢迎的载波恢复技术(图6)。
引入的信号被解调，信息波形被恢复。
这种基带的波形是用来再调制输入信号；如果这些波形是矩形的和时序一致的，再调制将调制完全去除。
在平衡调制器的输出中有一个纯载波分量，而且PLL将跟踪此分量。
再调制器有时等同于极性环，也就是硬限幅Costas环。
然而，再调制器通常在低频率(低于IF)中实现，并且由于影响宽带综合器实现的时间延迟，而不能提供多种数据率。
另一形式的再调制环将恢复后的信息加到VCO输出，使得到相位检测器的两路输入被同样地调制(图7)。
这两个波形的低频分量中产生了一个直流分量，其幅度与输入端完全没有调制时相同。
这种形式的再调制技术也可以用于Q PSK载波恢复和数据提取(图8)。
尽管有点类同，与常规的QPSK科斯塔(Costas)环相比，QPSK再调制环的采集时间还是快一些。
从非平衡QPSK(UQPSK)信号的载波恢复(在这里两个正交方向的功率以及数据率是不同的)也可以用上述常规技术，然而在存在噪声和干扰时，跟踪性能必须要另外地分析。
如果所有功率都集中在一个正交方向(标准的载波抑制PSK)，一个平方环对于跟踪信号是很合适的。
另一方面，如果每个正交方向的总功率有相同的分布，则平方环就不能跟踪这个信号，就必须使用4阶(或更高阶)环路。
有参考文献给出了在功率分配处于中间值状态时，应该使用这两种跟踪回路中的哪一种的建议。
如果信号比热噪声大很多(这是高数据率系统中通常的情况)，如果大功率相包含的功率超过了总功率的百分之七十三，则应该用平方环(或等效的Costas环)。
遥感卫星传送携带卫星传感信息的高数据率数字调制信号。
不同的卫星以不同的数据率用不同的载波抑制调制方案传送，包括QPSK、BPSK和UQPSK。
设计一个地面站来接收这些信号是一件简单的事情，利用馈源和前端系统，就可以实现指定频谱段的任何信号。
但是对于特定任务的设计方案，对每个卫星载荷(payload)就必须使用一个单独的数据速率解调器和位同步器。
这就增加了系统的复杂性和造价。
因此，需要一个具有多种任务能力的解调器，提供了一个低成本的、以不同数据速率接收多路高数据率信号的QPSK/UQPSK/BPSK设计解决方案。
可以使用具有不同环路结构的各种技术，来恢复从BPSK,QPSK,或UQPSK信号来的载波。
然而不是所有的环路结构在布进行任何结构和参数修改的条件下，就能接收多数据率数据。
例如，再调制环只能接收一个速率数据，这是由于要求在两路信号相乘之前，输入调制信号和解调的基带信号的时间必须一致，才能去除调制。
对于不同的数据率，用于取得时间对齐而用的延迟线的延迟量必须改变，而不能是一个固定值。
因此再调制环不适用于多任务、多数据率地面站。
由于这些对多任务遥测卫星地面接收站的特殊要求，在多任务解调器中使用下列环路来实现相干载波的恢复：一个可以转换到二阶结构的四阶科斯塔环；一个可以在四阶和平方环之间转换的乘法环；和一个长PLL载波恢复环。
图9描写了科斯塔环的构造：其中调制输入信号(来自AGC放大器)被分成二路，并与正交的LO信号(来自PLL的VCO)混频，产生所需的I和Q基带信号。
这些信号经过直流耦合的宽带放大器放大，然后传到位同步器做进一步处理。
同样的I和Q数据流采样信号也被放大并由科斯塔支路滤波器滤波。
该支路滤波器的输出被送到科斯塔相位检波器，它通过硬限幅极性环产生一个相位误差估值。
该环有两种操作模式：一种是用作为BPSK(或UQPSK)的载波基准环，另一种用于QPSK的载波再生。
当选择了BPSK模式，环路呈现二阶非线性特性。
当QPSK模式被选中后，它提供四阶非线性特性。
相应的输出相位差估值被送到PLL的积分器上，而积分器的输出驱动VCO。
VCO的输出被送入一个正交混合电路来产生I和Q混频器的LO信号。
图10显示了一个乘法环，它能在用于UQPSK/BPSK载波恢复的二阶，和用于QPSK载波恢复的四阶特性之间转换。
这里，图9中的单边低通支路滤波器被一个中心频率为IF载波频率的双边带通滤波器所取代。
这个预滤波器的噪声带宽按照字符速率的中间范围来选取。
对用二阶环的预滤波器的噪声带宽，按UQPSK信号的I通道数据率进行选取。
输出到PLL 的载波基准应该在二阶或四阶之间进行选择。
VCO输出同时也在×2或×4之间选择。
VCO 输出被送到功率分配器，而分配器的一路输出就被用作为相干载波基准。
早先提到的科斯塔和乘法环载波恢复方案，在处理遥测卫星地面站中所遇到的多速率数据时有几个局限性。
在任何载波恢复构造中，在为了去除调制信号而进行的非线性处理之前的宽带预滤波是必须的，这是为了与最高速率的调制信号相适应并把平方损失减到最小。
但是在接收低速率调制信号数据时，滤波器过宽的噪声带宽，增加了平方损失，因此严重地降低了输出信噪比。
载波基准环的采集门限相对于输入C/N比的增高，将导致在接收低数据率调制信号时的链路余度降低。
使用一个窄带滤波器可以改善PLL锁相环电路输入端的信噪比。
但是，PLL前置带宽控制由接收到信号的最大多普勒偏移所决定。
对于一些低环绕轨道卫星，该多普勒频率偏移可能高达±400kHz。
结果，PLL前置滤波器的通带响应必须至少要有超过±2MHz的平坦区，这将导致了比实际需要宽得多的噪声带宽。
因此，用于多数据速率接收系统的上述方案中载波基准，在准确估值方面遇到了一些限制和不确定性。
对于上述这些问题，使用用于遥测卫星地面站中的双载波恢复技术(乘法和科斯塔环)方法)还无法解决，而在国家遥测站(海得拉巴，印度)工作的本文作者及其同事，设计了一个新方案。
这个方案在载波恢复前端安装一个带宽较宽的前置滤波器，同时也利用一个窄带通滤波器，实现对载波基准PLL输入端信噪比SNR的优化。
这个方案产生了更好的环路锁定门限性能，并在不同调制方法(B PSK、UQPSK和QPSK)中的低信噪比和不同的输入数据率的条件下进行相干载波再生时，改善了环路稳定性，减小了环路抖动。
这种长回路PLL结构被用于解调器中的相干载波恢复(图11)。
375MHz的BPSK,QPSK,或UQPSK输入信号与来自载波基准PLL的VCO信号进行混频，产生中频IF信号。
这个IF 信号再通过一个三路功分器，其一路输出送到相干检测器进行I和Q相位检测，另两路输出被送到对应的两个带通滤波器，滤波器的带宽，则按照对应于QPSK/UQPSK(BPSK)每种格式下的最高波特率的最小平方损失准则来进行最佳选择。
然后滤波过的信号被执行乘法(通过非线性处理)以去除调制。
