下载文档原格式
开关电源学习漏感：变压器初次级耦合过程中漏掉的那一部分磁通！变压器的漏感应该是线圈所产生的磁力线不能都通过次级线圈,因此产生漏磁的电感称为漏感。
RCD钳位电路的作用：反激式开关电源在开关管断开的瞬间由于漏感不能通过变压器耦合到次级绕组，导致漏感的反激电动势很大，高压很容易导致开关管的损坏，所以用RCD钳位电压到安全的范围，将漏感的能量存储在电容C中，再由电阻R消耗掉。
反激式开关电源：反激电路是由buck-boost拓扑电路演变过来的。
演变的过程把MOS和二极管D1放到下面，与上图等效。
在A B之间增加一个变压器，由于初级和次级的电感上承受的伏秒积是相等的，所以用这个变压器来等效。
由于电感和变压器的初级电感并联，为了直观把电感合二为一，并且调整变压器的同名端得到下图；上面的电路图便是最基本的反激式开关电路图了，由于变压器在开关管导通时储存能量，断开时通过次级绕组释放能量，变压器的实质是耦合电感，耦合电感不仅承担输入与输出的电气隔离，而且实现了电压的变换，而不仅仅是通过改变占空比来实现。
由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感。
当MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电压尖峰，从而会导致器件的损坏。
故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个RCD 吸收电路。
用C来暂存漏感能量，用R来耗散之。
二极管的反向恢复电流理想的二极管在承受反向电压时截止，不会有反向电流通过。
而实际二极管正向导通时，PN结内的电荷被积累，当二极管承受反向电压时，PN结内积累的电荷将释放并形成一个反向恢复电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。
反向恢复电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强烈的高频衰减振荡。
因此，输出整流二极管的反向恢复噪声也成为开关电源中一个主要的干扰源。
可以通过在二极管两端并联RC缓冲器，以抑制其反向恢复噪声.。
碳化硅材料的肖特基二极管，恢复电流极小。
反激式开关电源设计详解一、工作原理1.开关管控制：反激式开关电源中，开关管起到了关键的作用。
当输入电压施加在开关管上时，开关管处于导通状态，此时电流流经变压器和输出电路，能量存储在变压器核心中。
当输入电压施加在开关管上时，开关管处于截止状态，此时能量释放，通过一对二极管和电容器形成输出脉冲电流。
2.变压器作用：反激式开关电源中的变压器主要用于将输入电压转换为所需的输出电压。
在导通状态下，输入电压施加在变压器的一侧，能量存储在变压器的磁场中。
在截止状态下，变压器的磁场崩溃，能量释放到输出电路中。
3.输出电路过滤：输出电流通过一对二极管和电容器形成脉冲电流。
为了使输出电流更加稳定，需要通过电容器对输出电流进行滤波，降低脉冲幅度，使输出电压更加平稳。
二、基本结构1.输入滤波电路：由于输入电源通常含有较多的噪声和干扰，为了保障开关电源的正常工作，需要在输入端添加一个滤波电路，通过滤波电容和电感将输入电压的尖峰和噪声滤除。
2.开关控制电路：开关控制电路用于对开关管进行控制，使其在合适的时机打开和关闭。
常见的控制方式有定时控制和反馈控制两种。
3.开关管：开关管在反激式开关电源中起到了关键的作用。
常见的开关管有MOS管、IGBT管等，其特性包括导通损耗、截止损耗和开关速度等。
4.变压器：变压器用于将输入电压变换为所需的输出电压。
同时，变压器还能起到隔离输入电源和输出负载的作用，保护负载。
5.输出整流滤波电路：输出整流滤波电路用于对输出电流进行整流和滤波，使输出电压更加稳定。
三、常见设计方法1.脉冲宽度调制（PWM）控制：PWM是一种常用的反激式开关电源控制方法，通过控制开关管的导通时间来调节输出电压和电流。
PWM控制能够实现较高的效率和较低的输出波纹，但需要一定的控制电路。
2.变压器匹配设计：在设计反激式开关电源时，需要合理选择变压器的匝数比，以实现所需的输入输出电压转换。
同时，还需要考虑变压器的大小和功耗。
设计反激变换器相关参数1.引言1.1 概述在撰写本文中，我将探讨设计反激变换器相关参数的重要性及其相关原理。
设计反激变换器参数是实现高效能和可靠性的关键因素之一。
反激变换器是一种常见的电源电路，用于将直流电压转换为交流电压或调节电压。
它由一个输入电源、一个变压器、一个开关器件（如功率MOSFET），以及一个输出滤波电路组成。
通过控制开关器件的开关状态和占空比，反激变换器能够实现输入电压到输出电压的转换。
在设计反激变换器时，需要考虑多个参数，包括输入电压范围、输出电压、输出电流、开关频率、变压器参数等。
这些参数的选择和设置将直接影响到反激变换器的性能和效率。
首先，输入电压范围是指反激变换器能够正常工作的电压范围。
在设计过程中，需要确保输入电压在此范围内，以保证反激变换器能够正常工作并提供稳定的输出电压。
其次，输出电压是反激变换器设计中的一个重要参数。
根据应用的需求，需要选择合适的输出电压数值。
此外，需要考虑输出电压的稳定性和精度，以及在负载变化时的响应能力。
输出电流是指反激变换器能够提供的最大负载电流。
在设计过程中，需要根据应用的需求和负载的特性来选择合适的输出电流数值，以保证反激变换器的正常工作。
开关频率是指反激变换器中开关器件的开关频率。
开关频率的选择需要综合考虑多个因素，包括开关器件的特性、电磁干扰的问题以及效率的要求。
最后，变压器是反激变换器中的一个关键部件。
在设计过程中，需要选择合适的变压器参数，包括变比和电感值，以满足输出电压和电流的要求。
总之，设计反激变换器相关参数是确保反激变换器正常运行和提供稳定输出的关键步骤。
通过合理选择和设置这些参数，可以实现高效能和可靠性的反激变换器设计。
在接下来的章节中，我们将更详细地讨论这些参数及其重要性。
1.2 文章结构文章结构：本文主要分为引言、正文和结论三个部分。
引言部分包括概述、文章结构和目的三个小节。
在概述部分，将简要介绍反激变换器的概念和应用背景，以引起读者的兴趣。
如何设计返驰式隔离电源导言本文以FPS为例来介绍如何设计返驰式隔离电源。
设计电源供应器基本上是很花功夫的工作，需要对许多变量反复作演算与取舍。
我们列出并说明一步一步的设计程序期望使设计电源供应器能容易一些。
文章最后之辅助设计软件FPS Design Assistant包含本文介绍之相关计算式，可让设计过程更有效率。
如何设计FLYBACK隔离电源供应器图1是使用FPS（Fairchild Power Switcher）返驰式隔离电源转换器的基本线路图，本文并会以此为参考线路来说明如何设计FLYBACK隔离电源供应器。
因为运用整合MOSFET、PWM及其它周边线路于单一封装的FPS，比利用独立之MOSFET及PWM控制器来设计电源供应器要简单许多。
在设计电源供应器会考虑变压器之设计、输出滤波电感、输出与输入电容的选择及封闭回路补偿的计算。
因此我们按照图1之参考线路，依特定的步骤来设计我们所需之线路。
最后附录范例，则是利用此步骤而设计的辅助软件来帮助我们完成整个线路计算。
图1：基本的flyback隔离电源转换器设计步骤本文将以目前的参考线路来说明设计的步骤。
而几乎所有FPS其第一脚至第四脚的功能定义是不变的。
因此此参考线路适合大部份的FPS。
步骤1 决定系统规格：●输入电压范围(V line min及V line max)●输入交流电频率●最大输出功率(P out)预估的效率(ηeff)：首先我们需要预估系统效率以计算最大输入功率。
当没有资料供参考时，一般我们会在低电压输出应用时，效率设在ηeff = 0.7～0.75。
在高电压输出应用时则设ηeff = 0.8～0.85。
●以预设的效率可算出输入功率为：若在多组输出的状况下，每组输出所占之比例系数为：其中P o(n)为第N组之最大输出，若电源供应器只有单组输出则K L(n) =1，考虑最大输入功率以选用适当的组件（如最适当的FPS）。
步骤2决定输入滤波电容容值(C DC)及其电压V DC之范围：最大V DC之涟波电压如下式：其中D ch是C DC电容充电工作周期如图2所示。
华中科技大学文华学院毕业设计(论文)反激变换器的变压器设计学生姓名：蔡明皓学号：080301011106 学部（系）：机械与电气工程学部专业年级： 08级电气工程及其自动化指导教师：张亚兰职称或学位：助教2012 年 5 月20日目录摘要 (2)关键词 (2)Abstract (3)Key Words (3)前言 (4)1变压器的简介 (5)1.1变压器的基本原理 (5)1.2变压器的分类 (6)1.3变压器的组成 (7)1.4高频变压器和普通变压器的设计的区别 (7)2 反激变压器简介 (9)2.1反激式变换器的简介 (9)2.3反激式开关电源变压器的工作原理 (9)2.4三种工作模式 (10)2.4.1 连续电流模式（CCM） (10)2.4.2断续电流模式（DCM） (11)2.4.3 临界电流模式（CRM） (11)2.4.4 结论 (12)2.5研究意义 (12)3 反激变换器的变压器的设计 (14)3.1已知参数的设定 (14)3.2主要参数的确定 (14)结束语 (17)参考文献 (18)致谢 (19)反激变换器的变压器设计摘要本文学习了变换器的工作原理，类型与组成。
阐述了反激式变换器的变压器，在三种工作模式下，反激变换器的工作特点及三种工作模式的优缺点；反激变压器的工作原理，最后设计了反激式变换器的变压器的参数。
得到了一种反激变压器的参数设计方法。
关键词反激式；变压器；参数设计Design of Flyback converter TransformerAbstractThis paper studies the working principle of the transformer，classification and component。
Later on，to Flyback converter Transformer，when it works on three operating model，what working characteristics shows and advantages and disadvantages of three operating model；studied the working principle of Flyback converter Transformer。
反激变换器的原理与设计反激变换器（flyback converter）是一种常用的直流电源变换器，能够将输入电压转换为所需的输出电压。
它主要由能量存储元件（电感器）、开关管（MOSFET）以及输出电压反馈回路等组成。
下面将详细介绍反激变换器的工作原理和设计要点。
1.原理：在能量存储阶段，切换管导通，输入电压通过电感器（主电感L）充电，电能被存储在电感器和漏感（副电感Lm）中。
此时二极管（D）关断。
在能量释放阶段，切换管关断，电感器中储存的能量开始传输。
电感器的电压将上升到储能电容器（C）和负载上，形成输出电压。
漏感中储存的能量也开始传输。
此时，二极管导通，漏感中的能量传递给负载和储能电容器。
2.设计要点：（1）选择合适的开关元件：切换管应选择能承受输入电压和输出功率的MOSFET管。
无源减压型和有源减压型的选型要求不一样，要根据具体需求进行选择。
（2）合理设计变压器：变压器设计是反激变换器设计的关键，主要包括匝数计算、电感值确定、磁芯选型等。
合理设计变压器能提高效率，减小开关压降。
（3）选取合适的反馈控制方式：常用的控制方式有电流模式控制和电压模式控制。
电流模式控制适用于负载变化较大的场景，能够保持输出电流的稳定性；电压模式控制适用于负载变化较小的场景，能够保持输出电压的稳定性。
（4）合理选择电容器和滤波电路：电容器的选择应根据输出电流和负载的特点来确定合适的容值。
滤波电路的设计可以减小电磁干扰和输出纹波。
（5）考虑过渡过程和保护措施：在设计过程中还要考虑到启动过程的稳定性、变压器的漏电感对输出电压的影响、过电流保护、过压保护等方面的问题，以确保变换器的可靠性和安全性。
总结：反激变换器作为直流电源转换器的重要一环，其设计和应用十分广泛。
设计反激变换器时，需要根据具体的输入输出电压和负载要求，选择适当的元件和控制策略，合理设计变压器和电路，以及充分考虑保护和稳定性问题。
这样可以提高反激变换器的性能，实现高效稳定的电源转换。
反激式变压器的设计(共7页)--本页仅作为文档封面，使用时请直接删除即可----内页可以根据需求调整合适字体及大小--反激式变压器的设计反激式变压器的工作与正激式变压器不同。
正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。
因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。
这里的主要物理量是电压、时间、能量。
在进行设计时，在黑箱估计阶段，应先估计出电流的峰值。
磁心尺寸和磁心材料也要选好。
这时，为了变压器能可靠工作，就需要有气隙。
刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，并满足式(24)。
(24)把 Lpri移到左边，用Ton=Dmax/f 代到上式中，用已知的电源工作参数，通过式(25)就可以算出一次最大电感——最大占空比(通常为50％或。
(25)这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。
在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为：(26)要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需的最大功率，可以使用下式：(27)所有磁心工作在单象限的场合，都要加气隙。
气隙的长度(cm)可以用下式近似(CGS制(美国))：（28a）式中Ac——有效磁心面积，单位为；Bmax——最大磁通密度，单位为G(Wb／cm )。
在MKS系统(欧洲)中气隙的长度(m)为(28b)式中Ac——有效磁心面积，单位为；Bmax——最大磁通密度，单位为T(Wb／m )。
这只是估算的气隙长度，设计者应该选择具有最接近气隙长度的标准磁心型号。
磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A L的参数。
这参数是电感磁心绕上1000匝后的数据(美国)。
根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式(29)计算确定。
(29)式中 Lpri——一次电感量，单位为mH。
如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供A L。
反激式开关电源变压器设计步骤及公式(4种计算方法比较)1.确定已知参数: （主要PWM方式）确定已知参数:（主要RCC方式）来自现代高频开关电源实用技术1,确定系统规格输出功率:输入功率: P୧=输入平均电流: Iୟ୴ൌሺౣሻ同左边占空比D୫ୟ୶=୲=0.5 f୫୧୬:25KHz输入直流电压Vୈେ=√2Vୟୡ在了解输出功率后确定所需磁芯A p=A e*A w（cm4）Ae:磁芯中心柱横截面积(cm2)；A w:磁芯窗口面积(cm2)最小AC输入电压:V ACMIN,单位:V最大AC输入电压:V ACMAX,单位:V输入电压频率:f L,50Hz or 60Hz输出电压:V O,最大负载电流:I O输出功率:P O,单位:WIo:Po=Vo*Ioη:0.85P୧ൌP୭η2.峰值电流1T=10000G s输入峰值电流:Iൌכሺౣሻ对于BUCK(降压),推挽,全桥电路K=1.4对于半桥和正激K=2.8对于Boost,BUCK-Boost和反激K=5.5 I୮ൌ2כP୭כTηכV୧୬ሺ୫୧୬ሻכt୭୬A e*A w>כଵలଶככ౩כౣכஔכౣכౙ(cmସ) ；Ae是磁芯截面积（cm2）,Aw是磁芯窗口面积（cm2）；f的单位为Hz，Bm的单位为Gs，取(1500)不大于3000Gs，δ导线电流密度取:2～3A/mmଶ ，K୫窗口填充系数取0.2～0.4，Ｋc磁芯填充系数，对于铁氧体该值取1IୋൌP୧V୧୬୫୧୬IൌIୟ୴D୫ୟ୶כ2T୭୬ൌଵD୫ୟ୶(uint:µs)1S=106µsLൌౣכ୍ౌే(µH)3.计算初级电感因所以t୭୬ൌDכTൌଵଶכ若f取25KHz,则t୭୬为20μS选磁芯也可用公式Fosc<50KHz S=1.15*√Po(cmଶሻFosc<60KHz S=0.09*√Po(cmଶሻFosc>=60KHz S=0.075*√Po(cmଶሻNPൌౌכ୍ౌేככ10L P:mH; ΔB:260mT;A e:mm2NsൌሺV୭Vୈሻכሺ1െD୫ୟ୶ሻכNV୧୬୫୧୬כD୫ୟ୶NaൌሺVୟVୟୈሻכሺ1െD୫ୟ୶ሻכNV୧୬୫୧୬כD୫ୟ୶L =ሺౣሻכୈ୍ౌేכ౩ౙ其中L 单位:H f:Hz 电压:V, 电流:A匝比：n=ሺౣሻ=౩౦4. 计算初级匝数初级电感:L ୮ൌሺౣሻכ୲୍౦检验磁芯正规名牌磁性材料的Bm 不得大于3000Gs ，国产杂牌不大于2500Gs 更保险A 值是在磁芯上绕1000匝测得(美国)则N ൌ1000ටౌై此式中L 单位为mH变压器次级圈数：Ns>୬כ୍౦כ౦ୗכౣ*10其中S 为磁芯截面积，Ｂ୫值为3000Gs若A 值是用100匝测得且单位是nH/N ଶ,则N ൌ100ටౌై此式中L 单位为mH,A 单位为mH/N ଶ,在计算时要将A 的值由nH 转换为mH 后再代入式中计算;例如:某A 值为1300 nH/N ଶ, L 值为2.3mH,则A =1300nH/N ଶ=1.3 mH/N ଶ代入中计算得N 为133T 初级匝数为:Np=౩୬B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm2 )B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500Gauss 之间，若所设计的power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以5. 匝比n=౩ౌ=ሺౣሻ晶体管的基极电流I =୍౦୦ూు6. 次级绕组匝数N ୱ=N *n N ୱଵ=౦כሺାౚሻכሺଵିୈౣ౮ሻሺౣሻכୈౣ౮多路输出时N ୱ୶=ሺ౮ାౚ౮ሻכ౩భభାౚభ其中x 代表几路I ୰୫ୱൌI √27. 原边供电绕组N ୟ=N ୱכ在多路输出时Vo 为主输出电压计算线径（包括初级次级）同左边8. 选择磁芯型号要满足,磁芯中心柱截面积S=0.09*√Po (cm ଶሻ或满足公式A=A ୣכA ୵ൌכଵలଶככ౩כౣכஔכౣכౙ(cm ସ ) ；Ae 是磁芯截面积（cm 2）,Aw 是磁芯窗口面积（cm 2）；f 的单位为Hz ，Bm 的单位为Gs ，取(1500)不大于3000Gs ，δ导线电流密度取:2～3A /mm ଶ ，K ୫窗口填充系数取0.2～0.4，Ｋc 磁芯填充系数，对于铁氧体该值取1做较大瓦数的 Power 。
反激电源变压器设计一、变压器参数的选择反激电源变压器的核心参数包括输入电压、输出电压、输出功率和工作频率。
在设计反激电源变压器时，首先要确定输入电压和输出电压的数值，通常可以根据电子设备的需求进行选择。
然后，根据输出功率计算变压器的功率大小，一般情况下可以按照变压器的负载能力来选择。
最后，确定工作频率，一般常用的工作频率有50Hz和60Hz两种，可以根据具体的应用需求来选择。
二、绕线的计算1.确定绕组的匝数比反激电源变压器通常是多绕组变压器，其中包括输入绕组、输出绕组和反馈绕组。
输入绕组的匝数Np从输入电压和功率的关系中可以计算得到，公式为Np = Vin * Iin / P，其中Vin表示输入电压，Iin表示输入电流，P表示输出功率。
输出绕组的匝数Ns可以由输出电压和功率的关系计算得到，公式为Ns = Vout * Iout / P，其中Vout表示输出电压，Iout表示输出电流，P表示输出功率。
反馈绕组的匝数Nf可以根据设计需求确定，通常取决于反馈网络的设计。
2.计算绕组的截面积绕制反激电源变压器时需要考虑绕组的电流和电阻损耗。
根据电流密度J，可以计算出绕组的截面积A，公式为A=I/J，其中I为电流密度，J为截面积。
电流密度的取值可以根据设计经验或者具体的应用需求来确定。
另外，要考虑绕组的电阻损耗，可以通过计算电阻来确定。
3.确定绕组的材料反激电源变压器的绕组通常采用铜导线，因为铜导线有较好的导电性能和热稳定性。
在选择铜导线时，要考虑导线的直径、长度和截面积等参数，同时还要根据绕组的电流来选择合适的导线规格，以保证导线能够承受相应的电流负荷。
三、设计注意事项1.绕制绕组时要注意匝数的计算和绕线的排列方式，以保证绕组的结构紧凑和电感性能的稳定。
2.反激电源变压器中会产生电磁干扰，因此在设计时要合理布局绕组，减小磁感应强度的泄漏。
3.反激电源变压器的绕组要用绝缘材料进行绝缘处理，以避免电气短路和绝缘击穿现象的发生。
AN4140 应用指南使用飞兆功率开关 (FPS ™)的离线反激式转换器变压器设计要素版本. 1.0.01. 引言对于反激式转换器，变压器是最重要的因素，它决定了效率、输出调整率和电磁干扰等性能。
相比普通变压 器，反激式变压器本质上是一个电感，为反激式转换器提供能量储存、耦合和隔离。
在普通变压器中，电流同 时通过初级线圈和次级线圈。
然而在反激式变压器中， 磁芯储能时，电流只会通过初级线圈，磁芯释放能量时，电流只会通过次级线圈。
通常在磁芯间引入气隙，以增 加能量储存能力。
本文提出了应用飞兆功率开关 (FPS) 的离线式反激式转 换器变压器的实用设计要素。
为了帮助读者深刻理解， 本文还提供了实际设计范例。
2. 普通变压器设计程序 (1) 选择合适的磁芯磁芯型式 : 铁氧体是商业开关式电源 (SMPS) 中最常用 的磁芯材料。
图 1 为各种铁氧体磁芯和骨架。
磁芯型式 应当依照系统需求进行选择，包括输出数量、物理高度、成本等。
表 1列明了各种磁芯的特点和典型应用。
图 1 铁氧体磁芯 (TDK)产品特性典型应用EEEI -成本低辅助电源 电池充电器EFD EPC -外型总高小LCD 监视器EER -线圈窗口面积大-各种骨架适合多路输出CRT 监视器、C-TV DVDP 、STBPQ-横截面积大-相对较贵表 1 各种磁芯的特点和典型应用磁芯尺寸 : 实际上，鉴于变量太多，初始磁芯选择一定 是粗糙的。
正确选择磁芯的一个方法是参照制造商的磁 芯选择指南。
如果没有合适的参照，可以以表 2 为出发点。
对于 67kHz 开关频率、12V 单一输出应用的通用输入范围，表 1 介绍的磁芯是非常典型的。
当输入电压范围为 195-265Vac （欧洲输入范围）或开关频率高于 67kHz 时，可以使用较小的磁芯。
对于低压和/或多路输 出的应用，通常应使用比表中所列品种更大的磁芯。
输出功率EI 磁芯EE 磁芯EPC 磁芯EER 磁芯0-10WEI12.5EI16EI19EE8EE10EE13EE16EPC10EPC13EPC1710-20W EI22EE19EPC1920-30W EI25EE22EPC25EER25.530-50W EI28EI30EE25EPC30EER2850-70W EI35EE30EER28L 70-100WEI40EE35EER35100-150W EI50EE40EER40EER42150-200W EI60EE50EE60EER49表 2 磁芯快速选择表（用于 67kHz 开关频率、12V 单一输出的通用输入范围）当确定了磁芯型式和尺寸，以下变量便可以从磁芯数据表中获得。
- A e : 磁芯横截面积 (mm 2) - A w : 线圈窗口面积 (mm 2)- B sat : 磁芯饱和磁通密度 (tesla)AN4140应用指南图 2 显示了磁芯中的 A e 和 A w 。
典型 TDK (PC40) 铁氧 体磁芯磁通密度与磁场强度特性曲线如图 3 所示。
由于 饱和磁通密度(B sat )随温度升高而减小，因此应当考虑 高温性能。
如果没有参考数据，可使用B sat =0.3~0.35 T 。
图 2 窗口面积和横截面积图 3 典型 (TDK/PC40) 铁氧体磁芯通量密度与磁场强度特性曲线(2) 确定变压器的初级端电感 (L m )为确定初级端电感，应当先确定一下变量。
（想了解详细的设计程序，请参照 AN4137 的应用指南。
）- P in : 最大输入功率- f s : FPS 设备开关频率- V DC min : 最小直流电压- D max : 最大占空比- K RF : 纹波系数，由最小输入电压和满载条件决定，如图 4 所示。
对于 DCM 运行，K RF = 1；对于 CCM 运行， K RF < 1。
纹波系数与变压器尺寸和 MOSFET 电流有效 值紧密相关。
虽然可以通过降低纹波系数来减少MOSFET 中的传导损耗，但过小的纹波系数会迫使变压器增大尺寸。
同时考虑效率和磁芯尺寸，合理的取值为： 对于通用输入范围，K RF = 0.3-0.5；对于欧洲输入范围，K RF = 0.4-0.8。
与此同时，对于尺寸要求严格的小于 5W 的低功率应用，应使用相对较大的纹波系数，以实现变压器尺寸最小化。
在这种情况下，对于通用输入范围，通常 K RF = 0.5-0.7；对于欧洲输入范围，通常再 K RF = 1.0-0.8。
图 4 MOSFET 漏极电流和纹波系数 (K RF )通过给定的变量，可以求得初级端电感L m 的值其中，V DC min 为最小直流输入电压，D max 为最大占空比， P in 为最大输入功率，f s i 为 FPS 设备开关频率，K RF 为纹波系数。
当L m 确定后，可以求得正常工作下的最大峰值电流和电流有效值whereI EDC P inV DC minD max ⋅-------=4() and ΔI V DC minD maxL mf s -----=(5)Ё I EDC P in V DC min D max ⋅--------------------------------4=()ϨΔI V DC min D max L m f s --------------------------------= (5)应用指南AN4140在选定的磁芯中，为避免磁芯饱和的变压器初级端最小圈数可以由下式得出N Pmin L m I over B sat A e -------------------106 (turns)×= (6)minoversat e( )其中，L m 为初级端电感，I over 为 FPS 逐脉冲限流水平， A e 为磁芯横截面积，B sat 为饱和通量密度（单位特斯拉）。
如果 FPS 的逐脉冲限流水平高于电源设计的峰值漏极电 流，可能会导致变压器尺寸过大，因为如公式 (6) 所示， 确定初级端最小圈数时使用了I over 。
因此，需要选择限 流规格合适的 FPS ，或通过增加纹波系数，将峰值漏极 电流调整至接近I over ，如图 5 所示。
考虑到瞬态响应和 I容差，将I peak 设计为I 的 70-80% 是合理的。
图 5 峰值漏极电流调节(3) 确定每个输出的圈数图 6 为变压器简图，其中 V o1代表受反馈控制调节的基准输出，V o(n)代表第 n 个输出。
首先，确定初级端和反馈控制下的次级端的圈数比 (n)， 用作参考。
其中，N p 和N s1分别为初级端和基准输出的圈数，V o1为 输出电压，V F1为二极管(D R1)由反馈控制调节的基准输出的正向压降。
然后，为Ns1确定适当的整数，从而通过公式 (6) 求得N p 大于N p min。
其他输出 （第 n 个输出）的圈数可由下式求得N s n ()V o n ()V F n ()+V o1V F1+---------------------------------=N s1⋅( )()Vcc 线圈的圈数可由下式求得N a V cc *V Fa+V o1V F1+---------------------------=N s1⋅( )()其中，V cc * 为 FPS 设备电源电压的标称值，V Fa 为D a 的正向压降，如图 6 所示。
因为 V cc 随着输出负载的增加 而增加，因此应将V cc *设为V cc 启动电压（参照数据表），以避免在正常工作时触发过压保护。
图 6 变压器简图。
当初级端圈数确定后，磁芯的气隙长度可用下式近似求得其中，A L 为 nH/turns 2中无气隙的 A L 值，Ae 为图 2 所示的磁芯横截面积，L m 由公式 (1) 求得，N p 为变压器初级端的圈数(4) 确定每个线圈的线径线径选择的基础是通过绕线的电流有效值。
当绕线很长 (>1m) 时，电流密度通常为 5A/mm 2。
当绕线很短、圈数 很小时，6-10 A/mm 2的电流密度也是可以接受的。
避免 使用线径大于 1mm 的绕线，以防出现严重的涡流损耗， 方便缠绕线圈。
对于高电流输出，最好采用并联线圈， 使用多股细线，以将集肤效应最小化。
AN4140应用指南3. 变压器构造方法(1) 线圈顺序(a) 初级线圈图 7 初级端线圈通常将全部初级线圈或一部分初级线圈置于骨架最内层。
这可以使绕线长度最小化，减少绕线中的传导损 耗。
因为其他线圈可以作为法拉第屏蔽，所以电磁干扰 噪声辐射可以减少。
当初级端线圈多于两层时，内层应当从 FPS 的漏端引脚开始，如图 7 所示。
这使得由最高 电压驱动的线圈可以被其他线圈屏蔽，从而将屏蔽效应最大化。
(b) Vcc 线圈通常来说，每个线圈的电压会受到临近线圈电压的影响。
Vcc 线圈的最佳放置方法由过压保护 (OVP) 敏感度、Vcc 工作范围和控制策略决定。
- 过压保护 (OVP) 敏感度 : 当异常情况导致输出电压大于正常工作值时，Vcc 电压也会增加。
FPS 使用 Vcc 电 压来间接监控次级端过压情况。
然而如图 8 所示，一个 RCD 缓冲器网络充当了另一个输出，Vcc 电压也受到缓 冲器电容电压的影响。
由于缓冲器电压随着漏极电流的 增加而增加，因此 FPS 过压保护不仅会在输出过压时触 发，也会在过载时触发。
过压保护敏感度与线圈间距紧密相关。
如果 Vcc 线圈临近次级端输出线圈，Vcc 电压会敏感地转变为输出电压 的变化值。
与此同时，如果 Vcc 线圈临近初次级端线 圈，Vcc 电压随着缓冲器电容而敏感地变化。
图 8 初级端线圈-Vcc 工作范围： 如前文所述，Vcc 电压会受到缓冲器电 容电压的影响。
由于缓冲器电容电压随着漏极电流变 化，Vcc 电压可能会超出工作范围，在正常工作时触发 过压保护。
这种情况下，Vcc 线圈应紧邻反馈控制调节 的基准输出线圈，远离初级端线圈，如图 9 所示。
图 9 减少 Vcc 变化的线圈顺序-控制策略 ： 在初级端调节中，输出电压应紧随 Vcc 电 压，以实现良好的输出调节。
因此，Vcc 线圈应当临近 次级线圈，以使 Vcc 线圈和次级线圈的耦合最大化。
与 此同时，Vcc 线圈应当远离初级线圈，以使其与初级线 圈的耦合最小化。
在次级端调节中，Vcc 线圈可以放置 在初级和次级线圈之间，或放置在最外层位置。
应用指南AN4140 (c) 次级端线圈当变压器具有多路输出时，最高输出功率线圈应当紧邻初级端线圈，以减少漏磁电感，使能源转换效率最大化。
如果次级端线圈圈数相对较少，那么线圈应当间隔开，横贯缠绕区域的全部宽度，从而提高耦合。
