关于做好河南理工大学青年骨干教师资助计划项目结项工作的通知

河南省教育厅办公室关于申报2025年度河南省高校科技创新团队支持计划的通知文章属性•【制定机关】河南省教育厅办公室•【公布日期】2024.07.19•【字号】教办科技〔2024〕231号•【施行日期】2024.07.19•【效力等级】地方规范性文件•【时效性】现行有效•【主题分类】高等教育正文河南省教育厅办公室关于申报2025年度河南省高校科技创新团队支持计划的通知教办科技〔2024〕231号各高等学校：根据《河南省高校科技创新团队支持计划实施办法》（教科技〔2020〕203号）精神，为做好2025年度“河南省高校科技创新团队支持计划”（以下简称“创新团队计划”）申报工作，现将有关事项通知如下：一、申请条件和领域1.申请的创新团队须符合《河南省高校科技创新团队支持计划实施办法》第九条、第十条和第十一条所列各项基本条件，团队成员须具备较高的思想政治素质，恪守科研诚信和学术规范。

对违反师德和学术不端行为者实行“一票否决”制。

2.申请的团队带头人年龄，不超过50周岁〔1975年1月1日（含）以后出生〕。

3.申请的团队带头人须具有博士学位且受聘副高级（含）以上的专业技术职务。

4.现任校级领导干部不得作为团队带头人申报；承担河南省高校科技创新人才支持计划、河南省高等学校重点科研项目基础研究专项未结项者，不得作为团队带头人申报；高校科技创新团队支持计划建设期内的团队骨干成员（团队成员排名前5者），不得作为团队带头人和研究骨干申报。

5.申请团队原则上应是学校校级创新团队且学校能够支持建设经费，并注重与团队所在重点学科和科研平台建设相结合。

6. 为提升高校科技创新服务我省经济社会发展能力，加快推进校企研发中心建设，本计划优先支持依托校企研发中心建设的科研团队。

7.按照如下10个领域归口申报：数理、化学化工、农业生物、能源、信息、人口健康、资源环境、材料、先进制造、管理。

重点支持围绕我省培育的“7+28+N”产业链群，特别是新一代信息技术、高端装备、新材料、现代医药等战略新兴产业和氢能与储能、类脑智能、生命健康、量子信息、未来网络、前沿新材料等未来产业相关领域。

河南省教育厅办公室关于2024年河南省本科高校青年骨干教师培养计划申报工作的通知文章属性•【制定机关】河南省教育厅办公室•【公布日期】2024.06.18•【字号】教办高〔2024〕186号•【施行日期】2024.06.18•【效力等级】地方规范性文件•【时效性】现行有效•【主题分类】教师队伍建设正文河南省教育厅办公室关于2024年河南省本科高校青年骨干教师培养计划申报工作的通知教办高〔2024〕186号各本科高校：为深入贯彻落实《中共河南省委河南省人民政府关于全面深化新时代教师队伍建设改革的实施意见》精神，加快推进河南省高等教育高质量发展，不断优化教师队伍结构，加强青年骨干教师培养，现就做好2024年度河南省本科高校青年骨干教师培养计划（以下简称“青骨计划”）申报工作通知如下：一、申报范围全省本科高校教学一线工作的专任教师。

已获省级及以上青年骨干教师、教学名师、科技创新人才等重大人才项目资助者，不纳入“青年骨干教师培养计划”培养范围。

二、申报条件1.全面贯彻党和国家的教育方针政策，遵纪守法、爱岗敬业、为人师表，具有良好的思想政治素质和教师职业道德。

2.在教学一线工作，原则上年龄不超过40周岁，具有博士学位、副教授及以上职称。

民办高校申报人选可放宽至具有硕士学位。

3.教学科研素质较高。

在教学方面，具有较强的教育教学能力，积极参与教育教学改革，熟练运用现代教学方法和手段，系统讲授过1门以上学科专业核心课程，主持校级以上教学改革项目，已取得一定数量的教学研究成果。

在科研方面，具有较强的科学研究能力，主持厅级以上科研项目，在科学研究、技术开发或社会服务等方面取得较好成果和成效，在国内外核心期刊发表有重要学术观点的论文、出版有较大影响的著作。

4.教学成果转化成效显著。

拟开展的研究项目学术上具有先进性，理论研究成果具有创新性和较高的学术价值。

项目具备科研成果转化为教学成果的优势，能以多种方式将科研成果融入专业课程的课堂教学、实践性教学环节和教材。

河南省教育厅关于印发《河南省高等学校青年骨干教师资助计划实施办法》的通知
文章属性
•【制定机关】河南省教育厅
•【公布日期】2004.10.08
•【字号】
•【施行日期】2004.10.08
•【效力等级】地方规范性文件
•【时效性】现行有效
•【主题分类】教师队伍建设
正文
河南省教育厅关于印发《河南省高等学校青年骨干教师资助
计划实施办法》的通知
各高等学校：
为全面落实“科教兴豫”和“人才强省”发展战略，在全省高等学校中积极推进“人才强校”工程，根据《中共河南省委河南省人民政府关于加快高等教育改革与发展的意见》（豫发〔2004〕5号）和《河南省教育厅关于加强高等学校师资队伍建设的意见》（豫教高〔2004〕160号）的精神，现将修订的《河南省高等学校青年骨干教师资助计划实施办法》、《河南省高等学校青年骨干教师资助计划项目申请书》印发给你们，请认真遵照执行。

附件：1.河南省高等学校青年骨干教师资助计划实施办法（略）
2.河南省高等学校青年骨干教师资助计划项目申请书（略）
二○○四年十月八日。

河南省教育厅办公室关于开展2024年全省职业院校骨干教师省级培训工作的通知文章属性•【制定机关】河南省教育厅办公室•【公布日期】2024.06.19•【字号】教职成函〔2024〕377号•【施行日期】2024.06.19•【效力等级】地方规范性文件•【时效性】现行有效•【主题分类】职业培训正文河南省教育厅办公室关于开展2024年全省职业院校骨干教师省级培训工作的通知教职成函〔2024〕377号各省辖市、济源示范区、航空港区、省直管县（市）教育局，各高等职业学校、省属中等职业学校，有关培训项目承担单位：为进一步加强职业院校教师队伍建设,持续发挥示范引领作用，推动提升我省职业院校教育教学质量和办学水平，根据《教育部财政部关于实施职业院校教师素质提高计划（2021-2025年）的通知》（教师函〔2021〕6号）要求，2024年我省将继续开展职业院校骨干教师省级培训工作。

现就做好培训有关工作通知如下。

一、培训对象和内容（一）专业课教师培训培训对象原则上以职业院校专业课教师为主，培训内容主要包括：党的二十大精神及职业教育政策解读、师德修养、专业教学理念、专业教学实践、专业技能提升、安全教育等。

（二）公共基础课教师培训培训对象为职业院校思想政治、语文、历史、数学、英语、体育与健康等公共基础课教师。

培训主要内容包括：党的二十大精神及职业教育政策解读、师德修养、职业教育理念、新课程标准、教学设计与实施、教学研究、安全教育等。

各项目承担单位要紧密结合现代职业教育体系建设改革的新形势新要求，科学规划设计培训内容，突出对党的二十大精神及职业教育新政策、新标准的宣传解读、课程思政育人格局的构建、“岗课赛证”综合育人、“三教”改革等重点内容，着力提升教师思想政治素质和师德素养，提高教师教育教学能力和专业实践能力，增强教师教书育人、管理育人、服务育人水平。

要将安全教育纳入培训内容，提升教师安全教育意识和理论水平，提高教师应对突发事件的应急处理能力，全面加强和改进职业院校安全工作。

河南省教育厅关于公布2013年度河南省高等学校青年骨干教师资助计划资助对象的通知文章属性•【制定机关】河南省教育厅•【公布日期】2013.11.22•【字号】教高[2013]1030号•【施行日期】2013.11.22•【效力等级】地方规范性文件•【时效性】现行有效•【主题分类】高等教育正文河南省教育厅关于公布2013年度河南省高等学校青年骨干教师资助计划资助对象的通知（教高〔2013〕1030号）各高等学校：根据我厅《河南省高等学校青年骨干教师资助计划实施办法》（豫教高〔2004〕240号）和《关于做好2013年度河南省高等学校青年骨干教师资助计划资助对象申报工作的通知》（教高〔2013〕678号）精神，经学校申报，资格审查，专家评审，结果公示，现确定郑州大学段智勇等300名青年教师为2013年度河南省高等学校青年骨干教师资助计划资助对象（见附件）。

现将有关事宜通知如下：一、各高校要把青年教师培养放在教师队伍建设的重要位置，加强组织领导，加大经费投入，健全管理制度，完善培养培训体系，着力提高青年教师的教学科研水平和整体素质。

二、青年骨干教师培养实行目标管理。

各高校要严格按照《河南省高等学校青年骨干教师资助计划实施办法》的规定，加强青年骨干教师的考核管理。

我厅将采取不定期抽查方式，督促检查青年骨干教师培养工作。

三、青年骨干教师资助计划项目，各高校须匹配等额经费资助。

非我厅资助经费高校，按经费渠道由其主管部门解决，民办高校自筹经费解决。

学校应建立专项经费使用档案，合理安排，专款专用，提高经费使用效益。

附件：2013年度河南省高等学校青年骨干教师资助计划资助对象及项目经费明细表河南省教育厅2013年11月22日附件。

河南省教育厅办公室关于河南省教育科学规划课题2022年鉴定结项工作的通知文章属性•【制定机关】河南省教育厅办公室•【公布日期】2022.03.31•【字号】教办教科〔2022〕84号•【施行日期】2022.03.31•【效力等级】地方规范性文件•【时效性】现行有效•【主题分类】教育综合规定正文河南省教育厅办公室关于河南省教育科学规划课题2022年鉴定结项工作的通知各省辖市、济源示范区、省直管县（市）教育局，各高等学校、省属中等职业学校，厅直属各单位（学校）：根据河南省教育厅《关于印发〈河南省教育科学规划课题管理与成果评奖暂行办法〉通知》（教教科〔2011〕337号）精神，现将河南省教育科学规划课题2022年鉴定结项工作的有关事宜通知如下：一、总体要求教育科学规划课题结项工作坚持以习近平新时代中国特色社会主义思想为指导，深入贯彻党的十九大和十九届历次全会精神，贯彻我省第十一次党代会精神，坚持正确的政治方向，坚守诚信、创新原则，着重验收课题最终成果的学术质量。

注重研究成果的科学性、创新性、价值性、规范性和时代特征，对不同类别课题实行分类评价，根据专家意见综合确定鉴定等级，确保结项评审的公平、公正。

已被撤项的课题，不得申请结项。

二、成果要求一般课题研究报告不少于1.5万字。

专项课题研究报告不少于2万字，且需按照课题申报文件和《立项通知书》的要求发表约定数量的相关学术论文，每篇论文不少于3000字；提交3000字左右的相关工作改革和发展建议。

重点课题研究报告不少于3万字，且需按照课题申报文件和《立项通知书》的要求出版学术专著或发表约定数量和层次的相关学术论文，专著不少于15万字，每篇论文不少于3000字；提交3000字左右的相关工作改革和发展建议。

重大招标课题研究报告不少于5万字，且需按照课题申报文件和《立项通知书》的要求出版学术专著或发表约定数量和层次的相关学术论文，专著不少20万字，每篇论文不少于3000字；提交5000字左右的相关工作改革和发展政策建议。

河南理工大学重点工作完成情况通报
重点工作通报“2014”12号
党委办公室
校长办公室编2014年7月7日
2014年上半年重点工作进展情况
（6月30日前应完成任务）
根据《河南理工大学2014年上半年重点工作任务分解》的安排，时
间节点为6月30日的重点工作有44项，6月20日通报尚未完成的重点
—1 —
工作有35项。

具体情况见附件。

附件：1．6月30日前应完成的重点工作进展情况统计表2．6月20日通报尚未完成的重点工作进展情况统计表
—2 —
附件1：
6月30日前应完成的重点工作进展情况统计表
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—10 —
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（共44项，完成26项、基本完成5项、部分完成5项、正在积极推进的1项、未完成7项）—12 —
附件2：
6月20日通报尚未完成的重点工作进展情况统计表
—13 —
—14 —
—15 —
—16 —
—17 —
（共34项，完成5项、基本完成8项、部分完成19项、未完成2项）—18 —。

河南省教育厅关于公布2024年度河南省基础教育教学研究项目结项评审结果的通知
文章属性
•【制定机关】河南省教育厅
•【公布日期】2024.09.14
•【字号】
•【施行日期】2024.09.14
•【效力等级】地方规范性文件
•【时效性】现行有效
•【主题分类】基础教育
正文
河南省教育厅关于公布2024年度河南省基础教育教学研究项
目结项评审结果的通知
各省辖市、济源示范区、航空港区教育局，厅直属中小学校（幼儿园）：依据《河南省教育厅评审工作管理办法（试行）》（教人〔2024〕110号）《河南省基础教育教学研究项目管理办法（试行）》和《河南省教育厅办公室关于组织2024年度河南省基础教育教学研究项目立项、结项申报工作的通知》（教办基研〔2024〕104号）的要求，各地先后申报了903项课题结项材料，河南省基础教育教学研究项目评审工作领导小组组织专家对这些结项材料进行了严格核查与评审，共871项课题验收合格，批准结项，现予以公布。

此外，2024年中原教研名家培育对象的结项申报材料经过专家严格核查与评审，共58项课题验收合格，批准结项，一并予以公布。

附件：1.2024年度河南省基础教育教学研究项目结项课题一览表
2.2024年度中原名师培育对象结项课题一览表
2024年9月14日。

第27卷㊀第11期2023年11月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.27No.11Nov.2023㊀㊀㊀㊀㊀㊀弱电网下抑制谐波谐振的LCL 型并网逆变器鲁棒性CCFAD 方法杨明1,㊀杨杰1,㊀赵铁英1,㊀郑晨2,㊀韦延方1(1.河南理工大学电气工程与自动化学院,河南焦作454003;2.河南省电力公司电力科学研究院,河南郑州450052)摘㊀要:LCL 型并网逆变器采用电容电流反馈有源阻尼在弱电网下进行并网电流控制时,如果系统环路谐振频率高于1/6的采样频率,数字控制延时会导致并网逆变器在较宽范围变化的电网阻抗影响下鲁棒性较差甚至失稳㊂通过分析指出,电容电流反馈有源阻尼环路可等效为并联在滤波电容两端的虚拟阻抗Z eq (s ),表现出的负阻特性是造成系统失稳的主要原因㊂鉴于此,提出一种采用负一阶惯性环节进行电容电流反馈有源阻尼的鲁棒性方法,在电容电流阻尼环路中引入惯性环节,利用频率稳定性分析对所提方法进行详细论述,并给出相关参数的设计过程㊂理论分析表明,该方法可保证Z eq (s )在LCL 滤波器谐振频率有效范围内始终处于正阻特性范围,不仅提高系统的稳定裕度,并网系统的谐波谐振也得到抑制㊂此外,该方法具有较好的灵活性,当采用电容电压反馈有源阻尼控制并进行锁相时,可节省一组电流传感器的使用㊂最后,通过实验验证了所提方法的有效性㊂关键词:电容电流反馈有源阻尼;数字控制延时;谐波谐振;负一阶惯性环节;电容电压反馈有源阻尼DOI :10.15938/j.emc.2023.11.013中图分类号:TM464文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)11-0125-13㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2021-11-26基金项目:国家自然科学基金(U1804143,61703144);河南理工大学青年骨干教师资助计划(2020XQG -18);河南省矿山电力电子装置与控制创新型科技团队基金(CXTD2017085)作者简介:杨㊀明(1982 ),男,博士,副教授,研究方向为新能源并网发电技术㊁电能质量控制;杨㊀杰(1997 ),男,硕士研究生,研究方向为并网逆变器的稳定性控制技术;赵铁英(1977 ),女,博士,研究方向为电力系统状态监控及故障限流;郑㊀晨(1990 ),男,博士,研究方向为光伏并网发电系统稳定性分析等;韦延方(1982 ),男,博士,副教授,研究方向为电力系统及其新型输配电的分析和控制㊂通信作者:杨㊀杰Robust CCFAD method for suppressing harmonic resonance ofLCL grid-connected inverter in weak gridYANG Ming 1,㊀YANG Jie 1,㊀ZHAO Tieying 1,㊀ZHENG Chen 2,㊀WEI Yanfang 1(1.School of Electrical Engineering and Automation,Henan Polytechnic University,Jiaozuo 454003,China;2.State Grid Henan Electric Power Research Institute,Zhengzhou 450052,China)Abstract :LCL filter grid connected inverter adopts capacitive current feedback active damping for net-work access control under weak current network.When the system resonance frequency is higher than1/6of the sampling frequency,the digital control delay will lead to poor robustness and even instability of grid connected inverter under the influence of wide-range varying grid impedance.Through analysis,it ispointed out that the capacitive current feedback active damping method is equivalent to the virtual imped-ance Z eq (s )connected in parallel at both ends of the filter capacitor,and the system instability is mainlycaused by the negative resistance characteristic of Z eq (s ).A robust method was proposed by using nega-tive first-order inertia link for capacitive current feedback active damping.The inertia link was introduced into the capacitive current damping loop,and the frequency stability analysis method was used to discuss it in detail,and the design process of related parameters was further given.Theoretical analysis shows that this method can ensure that Z eq(s)is always in the range of positive resistance characteristics within the effective range of the resonance frequency of the LCL filter,which not only improves the stability mar-gin of the system,but also suppresses the harmonic resonance of the grid-connected system.In addition, this method has better flexibility.If capacitive voltage feedback active damping control is used and phase-locked,the use of a set of current sensors is saved.Finally,effectiveness of the proposed method is veri-fied through experiments.Keywords:capacitive current feedback active damping;digital control delay;harmonic resonance;nega-tive first-order inertia link;capacitive voltage feedback active damping0㊀引㊀言LCL型并网逆变器是连接可再生能源发电单元与电网的关键接口设备,用来将直流电能转化为高质量的交流电能并馈入电网,其性能优劣对入网电能质量具有重要影响[1-2]㊂然而,LCL滤波器是一个欠阻尼三阶系统,其固有的谐振尖峰易引发控制系统失稳[3]㊂通常,对谐振尖峰的阻尼方式可分为无源阻尼与有源阻尼两种㊂其中,无源阻尼是在滤波器的滤波元件两端并联或串联无源电阻器,该方式具有可靠性强㊁实现简单等优点,但会产生不同程度的功率损耗,而在滤波电容两端串联无源电阻器因其功率损耗较小被广泛应用[4]㊂为进一步减小无源阻尼带来的功率损耗,可将无源阻尼方式通过反馈控制相应的电流或电压状态变量进行等效实现,便产生了有源阻尼方式,其中,电容电流比例有源阻尼方式不会改变滤波器在低频域和高频域的幅频衰减特性,被大范围推广使用,这与电容两端并联电阻的无源阻尼方式是等效的[5-8]㊂然而,随着数字控制技术的发展,数字控制延时将对并网逆变器控制系统的稳定性运行产生威胁㊂一般,系统常采用不对称规则采样方式进行脉冲宽度调制,会引入1.5拍的等效控制延时[9]㊂此时,电容电流有源比例有源阻尼回路等效为并联在滤波电容两端的虚拟阻抗,控制延时的存在导致该虚拟阻抗在一定频域范围内呈现负阻特性,造成并网逆变器对弱电网下较宽范围变化的电网阻抗鲁棒性较差[10]㊂当系统稳定裕度降低时,电网电压中含有的背景谐波电压将在并网电流中得到放大,甚至引发谐波谐振,劣化入网电能质量,严重威胁并网系统的稳定运行㊂目前,针对数字控制延时导致系统失稳的问题,已有诸多学者从不同角度加以分析并提出相应的解决方法,主要分为两类:1)改变传统采样方式,减小数字控制延时㊂例如:双采样模式实时运算方法[11]㊁及时采样方法[12]㊁基于过采样的控制方法[13]等减小数字控制延时的举措,可有效改善并网逆变器的稳定性,然而,不同采样方式的实现依赖于高精度的处理设备,增加处理器的运行复杂度,并不利于大规模应用㊂2)改变传统电容电流比例有源阻尼方式,通过引入具有相位超前环节对控制延时导致的相位滞后进行补偿[14-18]㊂但相位超前环节往往具有微分特性,即该环节传递函数分子部分的阶数大于等于分母部分的阶数,钳制了该方式实现的灵活性㊂综上所述,已有的改善数字控制延时引发并网逆变器稳定性降低的方法,在实现简单化和灵活性上仍有欠缺㊂鉴于此,本文提出一种利用负一阶惯性环节电容电流反馈有源阻尼(capacitive-current-feedback-active-damping,CCFAD)鲁棒性方法,该方法可有效扩大阻尼环路等效虚拟阻抗的正阻范围,极大地提高并网逆变器对电网阻抗的鲁棒性,并网系统谐波谐振亦得到抑制㊂此外,该方法具有较好的灵活性,仅通过反馈控制电容电压状态变量,即可实现滤波器的有源阻尼及锁相并网的功能,节省一组电流传感器的使用,降低并网逆变器的硬件成本㊂1㊀LCL型并网逆变器CCFAD控制模型建立㊀㊀图1为CCFAD双闭环LCL型并网逆变器总体控制结构图㊂图1中:V dc为直流侧电压;C dc为直流侧电容;V PCC和V g分别代表公共并网点(point of621电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀common coupling,PCC)电压与电网电压;逆变器机侧电感L 1㊁网侧电感L 2和滤波电容C 组成LCL 滤波器;i c 和i 2分别为电容电流与网侧电流;H i1为电容电流有源阻尼系数;H i2为网侧电流反馈系数;通常,电网阻抗呈阻感特性,但阻性分量有利于并网系统的稳定性,因此本文仅考虑电网阻抗为纯感抗的最恶劣工况,L g 代表电网等效电感;i ref 为参考电流信号,由给定参考幅值I ref 与锁相环(phase locked-loop,PLL)输出V PCC 相位信息sin θ相乘获得;G c (s )代表准比例谐振(quasi-proportional resonance,QPR)电流控制器的传递函数,表达式为G c (s )=K p +2K r ωi ss 2+2ωi s +ω20㊂(1)式中:K p 为比例系数;K r 为谐振系数;ω0ʈ314rad /s 为电网电压基波角频率;ωi 代表谐振宽度,为适应电网基频(1ʃ5%)ω0的波动,通常选取ωi =3.14㊂图1㊀LCL 型并网逆变器CCFAD 控制结构图Fig.1㊀CCFAD control structure diagram of LCL typegrid-connected inverter根据图1所示总体控制结构图,可以得到如图2所示的LCL 型并网逆变器系统结构图㊂图2中,K pwm =V dc /V tri 代表逆变桥等效增益(V tri 为脉冲宽度调制过程中的三角载波幅值);等效电感L T =L 2+L g ㊂为避免开关噪声对控制系统的影响,并网逆变器常采用不对称规则采样进行数字控制,其采样频率f s 为开关频率f sw 的2倍,这将引入1拍的计算延时与0.5拍的调制延时㊂G d (s )代表数字控制延时在s 域中的等效传递函数,常近似表示为G d (s )=1T s 1-e -sT s se -sT sʈe -1.5sT s ㊂(2)式中T s 代表采样周期㊂图2㊀LCL 型并网逆变器CCFAD 系统结构图Fig.2㊀CCFAD system structure diagram of LCL typegrid-connected inverter根据图1可以推导出i ref (s )到i 2(s )的开环传递函数T 0(s ),其表达式为T 0(s )=H i2G c (s )K pwmsL 1L T CG d (s )s 2+sH i1K pwm G d (s )L 1+2πf r ()2㊂(3)式中f r 代表LCL 滤波器的谐振频率,表示为f r =(L 1+L T )/(L 1L T C )2π㊂(4)为便于后续分析,本文以一台3kW 的单相LCL 型并网逆变器为例,主电路参数见表1㊂需要说明的是,电流控制器G c (s )仅对开环系统在基频附近的特性产生影响,本文主要分析数字控制延时与电网阻抗交互作用下在高频域对控制系统稳定性的影响,因此后续不考虑电流控制器(G c (s )=1)的作用㊂表1㊀并网逆变器主电路参数Table 1㊀Circuit parameters of grid-connected inverter1.1㊀传统CCFAD 控制的稳定性分析对图2进行等效变换,得到如图3(a)所示的系统结构图㊂由此可见,CCFAD 环路等效为并联在滤波电容支路两端的虚拟阻抗Z eq (s ),等效电路模型如图3(b)所示,其表示为Z eq (s )=R A e 1.5T s s ㊂(5)式中R A =L 1/(CK pwm H i1)不考虑数字控制延时(G d (s )=1)的情况下,Z eq (s )为纯电阻R A ,等效为滤波电容并联电阻的无721第11期杨㊀明等:弱电网下抑制谐波谐振的LCL 型并网逆变器鲁棒性CCFAD 方法源阻尼方式;数字控制延时的引入,Z eq (s )变成一个与频率相关的虚拟阻抗,势必会对控制系统的稳定性造成影响㊂图3㊀并网逆变器的等效模型Fig.3㊀Equivalent model of grid-connected inverter令s =j ω并代入式(5)得到Z eq (j ω),将其等效为虚拟电阻R eq (ω)与虚拟电抗X eq (ω)的并联形式,即Z eq (j ω)=R eq (ω)//j X eq (ω),R eq (ω)与X eq (ω)的表达式分别为:R eq (2πf )=R A /cos(3πT s f );X eq(2πf )=R A/sin(3πT sf )㊂}(6)根据式(6),如图4给出了R eq (ω)与X eq (ω)的频率特性曲线㊂观察图4可见,R eq (ω)在频域(0,f s /6)与(f s /6,f s /2)范围内分别呈现出正阻和负阻特性,分界频率为f s /6;X eq (ω)在频域(0,f s /3)与(f s /3,f s /2)范围内分别呈现出感抗和容抗特性,分界频率为f s /3㊂其中R eq (ω)与系统谐振尖峰的阻尼密切相关,而X eq (ω)会等效改变滤波电容的容值,造成系统谐振频率f r ᶄ偏离LCL 滤波器谐振频率f r ㊂文献[10]表明,T 0(s )存在一对右半平面极点与R eq (ω)在f ᶄr 处呈负阻特性是等价的㊂图4㊀R eq (ω)与X eq (ω)的频率特性曲线Fig.4㊀Frequency characteristic curve of R eq (ω)andX eq (ω)通常,为有效滤除网侧电流中的谐波分量,LCL滤波器谐振频率一般要求f r ɤf s /4㊂如图5所示,给出了开环传递函数T 0(s )的伯德图㊂从图5可以看出,当f s /6<f r ɤf s /4时,T 0(s )的相位曲线分别在f s /6与f r 处产生一次负穿越和一次正穿越,由于X eq (ω)呈感性,故f ᶄr >f r ㊂为保证并网系统闭环稳定,根据奈奎斯特稳定性判据,需使负穿越失效而正穿越有效㊂然而,电网阻抗的变化导致f r 向f s /6偏移,当f r =f s /6时,虚拟电阻R eq (ω)无穷大,这意味着断路,此时系统始终无法保持稳定㊂图5㊀开环传递函数T 0(s )的伯德图Fig.5㊀Bode diagram of T 0(s )分别记T 0(s )在f s /6和f r 处对应的幅值裕度为GM 1㊁GM 2,通过式(3)可以推导出二者的表达式为:GM 1=-20lgH i2K pwm(2πf s /6)L 1L T C [(2πf r )2-(2πf s /6)2+(2πf s /6)H i1K pwm /L 1]{};(7)GM 2=-20lgH i2L1H i1(L 1+L T)[]㊂(8)由此可以绘制出GM 1㊁GM 2关于L g 的变化曲线,如图6所示㊂从图6可以看出,GM 1随着L g 的增加逐渐减小,而GM 2随着L g 的增加逐渐增大,并且GM 1关于L g 的变化速率高于GM 2关于L g 的变化速率,即在L g 变化过程中GM 1率先为0dB㊂令GM 1=0dB,根据式(7)易推导出使系统处于临界稳定状态时L g 的值为L gm =H i2K pwm /(2πf s /6)-L 11+(2πf s /6)H i1K pwm C -(2πf s /6)2L 1C-L 2㊂(9)由此可见,当LCL 滤波器谐振频率f s /6<f r ɤf s /4时,在数字控制延时与电网阻抗的交互影响下,系统满足闭环稳定的条件较为苛刻,且无法适应较821电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀宽范围变化的电网阻抗,并网逆变器控制系统鲁棒性极差㊂图6㊀GM 1㊁GM 2关于L g 的变化曲线Fig.6㊀Curve of GM 1and GM 2with respect to L g1.2㊀并网系统的谐波谐振分析实际上,网侧电流包括激励参考电流产生的响应分量,还含有扰动电网电压产生的响应分量,由于参考电流具有较好的正弦度,因此在系统稳定性良好的情况下,使网侧电流发生畸变的主要原因是电网电压的扰动作用㊂根据图2可以推导出V g (s )到i 2(s )的扰动闭环传递函数Y (s ),表达式为Y (s )=i 2(s )V g (s )=-1sL g +H i2G x1(s )+1/G x2(s )㊂(10)其中:G x1(s )=K pwm G d (s )s 2L 1C +sCH i1K pwm G d (s )+1;(11)G x2(s )=s 2L 1C +sCH i1K pwm G d (s )+1s 3L 1L 2C +s 2L 2CH i1K pwm G d (s )+s (L 1+L 2)㊂(12)将s =j ω代入式(10),并进行简化可得|Y (j2πf )|=1R e1R e2+I m1I m2R2e2+I 2m2()2+2πfLg+R e2I m1-R e1I m2R 2e2+I 2m2()2㊂(13)其中:R e1=[H i2-(2πf )2L 2CH i1]K pwm cos(3πT s f );R e2=1-(2πf )2L 1C +2πfCH i1K pwm sin(3πT s f );I m1=2πf (L 1+L 2)-(2πf )3L 1L 2C +[(2πf )2L 2CH i1-H i2]K pwm sin(3πT s f );I m2=2πfCH i1K pwm cos(3πT s f )㊂üþýïïïïïïï(14)令L g =L gm ,将式(9)代入式(13),可以得到在频率f =f s /6处有1/|Y (j2πf )|=0成立,意味着当电网阻抗L g =L gm 时,电网电压在频率f s /6处的背景谐波将得到无限放大,这被称为并网系统的谐波谐振㊂根据式(13)可以绘制出|Y(j2πf )|关于变量L g ㊁f 的函数图像,如图7所示㊂观察图7可知,随着L g 的增加,|Y (j2πf )|的谐振尖峰逐渐向f s /6发生偏移,并且谐振程度逐渐加深,电网电压背景谐波将得到放大,此时网侧电流发生严重畸变㊂图7㊀|Y (j2πf )|关于L g ㊁f 的变化曲线Fig.7㊀Curve of |Y (j2πf )|with respect to L g and f为了验证|Y (j2πf )|对电网电压背景谐波的放大作用,在电网电压V g 中分别注入微量60~80频次谐波电压,其大小为基波幅值的0.25%,并网逆变器在不同电网阻抗条件下的网侧电流仿真波形如图8所示㊂从图8可以看出,随着L g 的增加,网侧电流质量逐渐劣化,对其进行快速傅里叶变换分析(fast Fourier transform,FFT)可见,谐波含量亦有所增大,并且谐波频次放大现象逐渐向低频域发生偏移,这与前述理论分析吻合㊂图8㊀传统CCFAD 方法网侧电流仿真波形Fig.8㊀Grid-side current simulation waveform of tradi-tional CCFAD method921第11期杨㊀明等:弱电网下抑制谐波谐振的LCL 型并网逆变器鲁棒性CCFAD 方法2㊀鲁棒性CCFAD 方法根据第二节分析可知,并网逆变器采用传统电容电流比例有源阻尼方法工作时,随着L g 的增加系统稳定裕度逐渐降低,同时电网电压中的背景谐波将被放大,易引发谐波谐振现象进而劣化并网电能质量㊂鉴于此,本节提出一种鲁棒性CCFAD 方法,可有效提高控制系统在弱电网下的稳定裕度,增强并网逆变器对电网阻抗的适应能力㊂图9给出了所提方法的系统结构图,其中H (s )的传递函数表达式为H (s )=-Ks +2πf n㊂(15)式中:K 为比例系数;f n 代表转折频率㊂图9㊀鲁棒性CCFAD 的系统结构图Fig.9㊀Robust CCFAD system structure diagram根据图9,可以得到所提方法的系统开环传递函数T 1(s )表达式,为T 1(s )=H i2G c (s )K pwmsL 1L T CG d (s )s 2+sH (s )K pwm G d(s )L 1+(2πf r )2㊂(16)2.1㊀鲁棒性CCFAD 的等效虚拟阻抗将式(5)中的H i1替换为H (s ),即可得鲁棒性CCFAD 方法并联在滤波电容支路两端的等效虚拟阻抗Z eq1(s )表达式,为Z eq1(s )=-L 1(s +2πf n )CKK pwm G d (s )㊂(17)同样地,将s =j ω代入式(17)得到Z eq1(j ω)=R eq1(ω)//X eq1(ω),其等效并联虚拟电阻R eq1(ω)与虚拟电抗X eq1(ω)分别为:R eq1(2πf )=-2πL 1CKK pwm f 2n+f2f n cos(3πT s f )-f sin(3πT s f );X eq1(2πf )=-2πL 1CKK pwm f 2n +f2f cos(3πT s f )+f n sin(3πT s f )㊂üþýïïïï(18)根据式(18)可知,K 值与虚拟阻抗Z eq1(j ω)的幅值有关,而R eq1(ω)和X eq1(ω)的特性分界频率仅由f n 决定㊂图10给出了R eq1(ω)与X eq1(ω)在奈奎斯特频率(f s /2)范围内关于f n 的特性曲线㊂从图10可以看出,R eq1(ω)存在两个分界频率,在频域(0,f R1)㊁(f R2,f s /2)范围内均表现为负阻特性,而在频域(f R1,f R2)范围内为正阻特性,并且0<f R1<f s /6㊁f s /3<f R2<f s /2,随着f n 的增加f R1与f R2逐渐向高频域发生偏移;X eq1(ω)仅存在一个分界频率,在频域(0,f X )㊁(f X ,f s /2)范围内分别表现为容抗特性与感抗特性,同样地,随着f n 的增加f X 亦逐渐向高频域发生偏移,并且f s /6<f X <f s /3㊂图10㊀R eq1(2πf )与X eq1(2πf )的频率特性曲线Fig.10㊀Frequency characteristic curve of R eq1(ω)and X eq1(ω)因此,为保证在系统谐振频率f ᶄr 变化范围内虚拟电阻R eq1(ω)均表现为正阻特性,需满足f R1ɤf r1㊂其中f r1为L g 趋于无穷大时LCL 滤波器的谐振频率,其值由式(4)获得㊂根据式(18)可求得f n 为f n =f R1tan(3πT s f R1)ɤf r1tan(3πT s f r1)㊂(19)2.2㊀参数设计将式(16)改写为T 1(s )=H i2G c (s )s 2L T C G (s )1+H (s )G (s )=H i2G c (s )s 2L T Cψ(s )㊂(20)其中G (s )=sK pwm G d (s )L 1[s 2+(2πf r )2]㊂(21)根据式(20)可知,ψ(s )等效为前向增益G (s ),反馈增益为H (s )的闭环负反馈系统,其开环传递函数为φ(s )=G (s )H (s )㊂因此,T 1(s )不包含右半平面极点与ψ(s )闭环稳定是等价的㊂将式(17)代入031电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀φ(s ),得φ(s )=sCZ eq1(s )[s 2+(2πf r )2]㊂(22)图11㊀开环传递函数φ(s )的伯德图Fig.11㊀Bode diagram of φ(s )由式(22)可见,φ(s )的相位曲线分别在f R1与f R2处各产生一次穿越,记幅值裕度分别为GM R1㊁GM R2,其伯德图如图11所示㊂GM R1与GM R2分别表示为:GM R1=-20lgf R1KK pwm(2π)2f 2n +f 2R1(f 2r -f 2R1);(23)GM R2=-20lgf R2KK pwm(2π)2f 2n+f 2R2(f2R2-f 2r)㊂(24)由于φ(s )不包含右半平面极点,为保证ψ(s )闭环稳定,需满足GM R1>0dB 且GM R2>0dB㊂根据式(23)㊁式(24)可知,GM R1是关于L g 的减函数,而GM R2是关于L g 的增函数,故在L g 变化过程中,仅需满足GM R1>0dB 即可保证ψ(s )闭环稳定,由式(23)可得K =(2π)2f 2n +f 2R1(f 2r -f 2R1)f R1K pwm10-GMR120㊂(25)将式(19)代入式(25),得K <(2π)2(f 2r1-f 2R1)f R1K pwm cos(3πT s f R1)㊂(26)如图12阴影部分所示,给出了f R1与K 的可取区域㊂显然,在频域(0,f r1)范围内,K 是关于f R1的单调减函数㊂由于K 值会改变虚拟电阻R eq1(ω)的幅值大小,势必影响系统谐振尖峰的阻尼效果㊂因此,为便于设计电流控制器,可适当选取较小的f R1,以此获得较大范围K 值,增强系统谐振尖峰的阻尼效果㊂图12㊀f R1与K 的可取区域Fig.12㊀Desirable area of f R1and K此外,滤波电容支路为高次谐波提供了低阻抗通路,导致电容电流中含有大量高次谐波电流,为提高脉冲宽度调制的可靠性,可选取分界频率f R1=325Hz,利用H (s )的低通幅频特性滤除谐波电流,通过(19)可求得f n =50Hz,此时0<K <898.88㊂事实上,电网阻抗不可能无穷大,并网逆变器接入电网时,电网强弱可由交流系统短路容量比(short-circuit ratio,SCR)来评定,并网逆变器需要在SCR ȡ10的复杂工况下稳定运行,因此本文考虑L g 的变化范围为0到2.6mH(SCR =10)㊂由于电网阻抗不利于系统稳定性,如图13所示,给出了T 1(s )在L g =2.6mH 时的伯德图㊂从图13可以看出,随着K 值增加,系统谐振尖峰阻尼效果越来越显著,并且开环截止频率随着K 值的增加而提高㊂因此,为了增强阻尼效果且提高系统带宽,可选取K =898㊂显然,T 1(s )不含右半平面极点,根据奈奎斯特稳定性判据,需使一次负穿越失效,才能够保证并网逆变器控制系统闭环稳定㊂此时易设计网侧电流反馈系数H i2=0.0447,QPR 电流控制器的参数为K p =1㊁K r =40[19]㊂图13㊀开环传递函数T 1(s )的伯德图Fig.13㊀Bode diagram of T 1(s )131第11期杨㊀明等:弱电网下抑制谐波谐振的LCL 型并网逆变器鲁棒性CCFAD 方法根据前述参数设计,如图14所示,给出了鲁棒性CCFAD 方法的开环传递函数T 1(s )伯德图㊂从图14可以看出,当电网电感分别为L g =0㊁1.3㊁2.6mH 时,系统的稳定裕度分别为PM =66ʎ㊁62.7ʎ㊁60.1ʎ,GM =8.06㊁4.75㊁4.24dB,此时系统具有较强的稳定性,并网逆变器对弱电网适应能力得到极大地提高㊂图14㊀补偿后T 1(s )的伯德图Fig.14㊀Bode diagram of T 1(s )after compensation为避免在L g 变化过程中,系统可能出现局部失稳现象,如图15所示,给出了系统闭环主导极点根轨迹㊂其中,延时环节采用三阶Pade 近似进行线性化处理[20]㊂图15㊀CCFAD 方法的主导极点根轨迹Fig.15㊀Dominant pole root locus of CCFAD method从图15可以看出,随着L g 的增加,传统电容电流比例有源阻尼方法的闭环主导极点逐渐向虚轴靠近,直至出现右半平面极点,并网逆变器失稳;然而,鲁棒性CCFAD 方法在L g 变化过程中,系统闭环主导极点始终处于左半平面,系统稳定性得到保证㊂同理,将式(7)中的H i 1替换为H (s ),如图16所示给出了在所提方法下,|Y (j2πf )|关于变量L g ㊁f的函数图像㊂比较图7和图16可以看到,所提鲁棒性CCFAD 方法在L g 较宽范围变化时,并网系统对电网电压背景谐波具有极强的抑制作用,并且随着L g 的增加,谐振程度逐渐变弱,避免了谐波谐振现象的发生㊂由此可见,所提方法不仅提高了并网系统在数字控制延时与电网阻抗交互作用下的稳定性,还增强了电网电压背景谐波抑制效果,有效改善并网电能质量㊂图16㊀所提方法下|Y (j2πf )|关于L g ㊁f 的变化曲线Fig.16㊀Change curve of |Y (j2πf )|with respect to L gand f under the proposed method与图8类似,在电网电压V g 中分别注入微量60~80频次谐波电压,此时谐波大小为基波幅值的0.5%,并网逆变器在不同电网阻抗条件下的网侧电流仿真波形如图17所示㊂图17㊀鲁棒性CCFAD 方法网侧电流仿真波形Fig.17㊀Grid-side current simulation waveform of ro-bust CCFAD method231电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀从图17可以看出,并网逆变器在所提鲁棒性CCFAD 方法下运行时,电网电压背景谐波得到抑制,并且随着L g 的增加,网侧电流谐波含量亦逐渐降低,并网系统在适应弱电网能力提升的同时,具有较好的并网电能质量㊂2.3㊀鲁棒性CVFAD 方法及其PF 校正LCL 型并网逆变器采用传统CCFAD 方法及鲁棒性CCFAD 方法进行电能变换时,需要使用三组传感器分别采集电容电流i c ㊁网侧电流i 2以及并网点电压V PCC 的信息㊂为了降低并网逆变器的硬件成本并增强设备可靠性,所提鲁棒性CCFAD 方法可转换为电容电压反馈有源阻尼(capacitive-voltage-feedback-active-damping,CVFAD)控制,系统结构图如图18所示㊂其中,有源阻尼环节H 1(s )=sCH (s )㊂此时,可通过采集电容电压信息进行锁相,减少了一组电流传感器的使用㊂然而,并网逆变器将处于非单位功率因数(power factor,PF)并网,为提高电能利用率,需要对并网功率因数进行校正㊂图18㊀鲁棒性CVFAD 方法的系统结构图Fig.18㊀System structure diagram of robust CVFADmethod需要说明的是,逆变器接入电网的并网功率因数测定是在公共并网点进行的,因此在分析并网系统PF 时可以忽略电网阻抗的存在㊂图19为LCL 滤波器的电路模型,以网侧电流i 2为参考向量,由于采用电容电压V c 锁相,则电容电压与网侧电流同相位㊂根据基尔霍夫电压定律(Kirchhoff s voltage law,KVL),如图20给出了V c 和V PCC 的矢量关系图㊂图19㊀LCL 滤波器电路模型Fig.19㊀Circuit model of LCLfilter图20㊀LCL 滤波器矢量关系图Fig.20㊀Vector diagram of LCL filter由图20可以求得V PCC 与V c 的相位差为γ=actanω0L 2I 2V c㊂(27)式中I 2和V c 分别代表网侧电流与电容电压的基频有效值,可通过电流㊁电压传感器采集的信息进行求取㊂由此可见,相位差γ是造成逆变器无法单位功率因数并网的原因㊂为减少并网点处的无功功率,应对功率因数进行校正㊂如图21所示,给出了传统前置二阶广义积分器(second-order generalized inte-grator,SOGI)的同步旋转坐标系锁相环(synchronous reference frame PLL,SRF-PLL)原理示意图㊂显然,根据图20和图21可知,电容电压的相位信息θ0超前并网点电压γ,为保证并网逆变器单位功率因数并网,实际参考电流的相位信息应为θ=θ0-γ,PF 校正如图21所示㊂图21㊀锁相环原理示意图Fig.21㊀Schematic diagram of phase-locked loop principle3㊀实验验证本文采用Rtuit 公司开发的实时数字控制器RTU-BOX204控制平台,搭建了如图1所示的3kW 单相LCL 型并网逆变器实验样机,主电路参数与表1一致,对所提鲁棒性CCFAD 方法进行实验验证,具体实验结构图如图22所示㊂其中,DCPS8022数字控制直流电源可提供400V ˑ20A 的输出功率,电流和电压霍尔传感器分别采用ACS712与LV25P,开关管选用两个二单元的IGBT 模块2MBI75VA,开关管驱动采用大功率IGBT 驱动模块TX-DA962,示波器采用泰克Tektronix MDO3014示波器100MHz 四通道混合域㊂331第11期杨㊀明等:弱电网下抑制谐波谐振的LCL 型并网逆变器鲁棒性CCFAD 方法图22㊀单相LCL型并网逆变器实验结构图Fig.22㊀Experimental structure diagram of single-phase LCL grid-connected inverter3.1㊀鲁棒性CCFAD方法的实验结果为验证所提鲁棒性CCFAD方法的有效性,本节给出相应的实验结果,此时仍采用并网点电压进行锁相㊂如图23所示,给出了并网逆变器运行在传统电容电流比例反馈有源阻尼控制下的网侧电流i2和并网点电压V PCC的稳态实验波形㊂可以看出,当电网电感L g=0.2mH时,并网逆变器的网侧电流质量已然较差,测得网侧电流总谐波畸变率(total harmonic distortion,THD)的值为4.65%;然而,随着L g增加至0.3mH,此时开环系统稳定裕度较低,电网电压中含有的背景谐波得到相应的放大,网侧电流与并网点电压波形发生明显畸变,并网电能质量较差,此时网侧电流与并网点电压的THD值分别达到了62.35%和20.83%,无法满足相应的并网要求(网侧电流THD<5%)㊂这与前述理论分析相吻合㊂图23㊀传统CCFAD方法下的并网实验波形Fig.23㊀Grid-connected experimental waveform under traditional CCFAD method当并网逆变器在所提鲁棒性CCFAD方法下运行时,网侧电流i2和并网点电压V PCC的稳态实验波形如图24所示㊂显然,并网系统分别在L g=0㊁1.3㊁2.6mH条件下均具有良好的入网电能质量,测得的相应网侧电流THD值均小于4%,验证了所提方法可显著提高并网逆变器对弱电网的适应能力,系统鲁棒性得到增强㊂此外,图25给出了网侧电流跳变的动态实验波形㊂从图25可以看出,当设置参考电流进行满载/半载动态跳变的情况时,网侧电流在跳变瞬间出现短暂的调节过程,但很快进入稳态,系统具有良好的动态性能㊂图24㊀鲁棒性CCFAD方法下的并网实验波形(V PCC锁相) Fig.24㊀Grid-connected experimental waveform under robust CCFAD method3.2㊀鲁棒性CVFAD方法的实验结果为验证所提方法的灵活性,本节给出了鲁棒性CVFAD方法相应的实验结果,此时仍采用并网点电压进行锁相㊂分别设置电网电感L g=0㊁1.3㊁2.6mH,当并网逆变器采用鲁棒性CVFAD进行并网运行时,其网侧电流i2和并网点电压V PCC的稳态实验波形如图26所示㊂431电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀。