PFC计算表格

CRM模式PFC设计之电感的计算(一)
对于小功率电源一般都采用临界导通型(CRM)模式APFC，它出现在正弦波零跨越时，可以改变开关频率且可以使开关频率变得非常高，不过一般IC内部都有对频率上限进行限制，防止EMI测试无法通过。

CRM模式APFC原理图：
下面具体讲讲CRM模式APFC的电感的计算:
条件：
输入最低交流电压电压Vmin=85V,
输入最高交流电压电压Vmax=265V,
输入交流电源频率Fac=50Hz,
输出功率Pout=100W
输出直流电压Vout=390V
最低满载效率η=92%
开关频率f=100KHz
计算步骤如下：
1. 先根据效率计算出最大输入功率Pin-max=Pout/η=100/0.92=108.7W
2. 因为输入电流的最大值出现在最低输入交流电压AC85V时，
所以，输入电流最大有效值Iinrms-max=Pin/Vac=108.7/85=1.279A
即输入电流有效峰值Iinrms-pk=2*SQRT(2)*Iinrms-max=2*SQRT(2)*1.279=3.617A
3. 开关周期为T=1/f=1/100000=10uS
4. 最高输入电压时的导通时间Ton-h=T*(1-SQRT(2)*Vin-max/Vout)=10*(1-SQRT(2)*265/390)=0.39uS
5. 最低输入电压时的导通时间Ton-l=Ton-h*(Vin-max/Vin-min)2=0.39*(265/85) 2=3.8uS
6. 升压电感最小值Lmin=Vin*Ton-l/Iinrms-max=(85*3.8*10-6)/1.279*103=0.252mH。

PFC电感计算计算磁芯大小的方法有几种，最常用的就是AP法，但实际上，因为磁粉芯的磁导率随磁场强度变化较大，计算经常需要迭代重复。

另外，因为磁环的规格相对比较少。

我们就不用AP法计算了。

而是直接拿磁芯参数过来计算，几次就可以得到需要的磁芯了。

经验越丰富，计算就越快了。

适合用来做PFC电感的磁粉芯主要有三类：铁镍钼(MPP)、铁镍50(高磁通)、铁硅铝(FeSiAl)。

其中，铁镍钼粉芯的饱和点大概在B=0.6附近。

而后两者都可以达到1以上。

此处，我们选用某国产的铁硅铝粉芯，下面是该粉芯的一些特性曲线图：从图上可以看见，当磁场强度上升的时候，磁导率在下降。

那么电感量也就会下降。

所以，我们希望电感量在承受直流偏磁时不要跌落的太多，那么设计所选择的磁场强度就不能太高。

我们选用初始磁导率μ0=60的铁硅铝粉芯，那么可以从图中看到，当磁场强度为100Oe时，磁导率还有原来的42%，而当磁场强度为100Oe时，磁感应强度为0.5T，远未到饱和点。

我们就把设计最大磁场强度定为100Oe。

那么根据L=N×N×AlH=0.4×3.14×N×I/Le我们得到的限制条件是：0.4×3.14×SQRT(L/Al)×I/Le<100由于100Oe时，磁导率只有初始值的42%，所以我们要对上式中的Al乘上这个系数。

那么带入相关的参数L=709uH，I=11.94A，我们有：0.4×3.14×SQRT(709E-6/(0.42×Al))×11.94/Le<100，简化后得到：0.616/(Le×SQRT(Al))<100注意：上式中，Le的单位是：cm，Al的单位是：H/(N×N) 现在，我们可以把磁芯参数带入计算了。

选择一个：A60-572A，Le=14.3cm，Al=140nH/(N×N)，Ae=2.889平方厘米，带入后得到：115<100 显然磁芯不合适，再选择一个更大的：A60-640，Le=16.4cm，Al=144nH/(N×N)，Ae=3.53平方厘米，计算得到：99<100，不等式满足。

Np' Np Ns' Ns CI
原边匝数预估 原边匝数 副边匝数预估 副边匝数 输入电容
72.80727478 73 4.16792308 4 1.907607486
T T T T uF
取整 取相近电容值 取整
PFC计算表格2.0
注：用于计算PFC电感，所涉及到的芯片有L6562,FAN6961等 为输入参数 序号 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 符号 Vinacmin Vinacmax Fgrid Vdcmin Vdcmax Vpfcout Po Eff PF fosc Vzcd L Iinrms ILpeak Ids Ae 项目名称
见后面选择表
磁芯：Bs(25℃)=510mT,Bs(100 ℃)=390mT 这里为了防止饱和，同时考 虑变压器温升问题，取最大磁感应强度 为饱和磁感应强度的一半，即：取 Bs=0.5*390mT=195mT=0.195T--0.25T
17
Bmax
磁19 20 21 22 23
最低交流输入电压 最高交流输入电压 交流电网频率 最低直流母线电压 最高直流母线电压 PFC输出母线电压 PFC输出功率 预计效率 预计PF值 PFC IC工作频率 过零电压值 PFC电感量 最大输入有效电流 电感峰值电流 功率开关管电流大小 磁芯有效面积
自动计算参数 值或范围 90 265 50 127.2792206 374.766594 390 230 0.95 0.998 40 15 281.721906 2.695449378 7.623882135 22.8716464 118 单位 Vac Vac Hz V V V W 备注
全球通用电压范围85Vac~265Vac,低电压范围 固定输入(100Vac/115Vac)电压范围 85Vac~130Vac;高电压固定输入 (220Vac/230Vac)电压范围185Vac~265Vac

PFC 电感计算PFC 即为功率因数较正器，其英文缩写为：Power Factor Correction.通常Boost 功率电路的PFC 有三种工作模式：连续、临界连续和断续模式。

控制方式是输入电流跟踪输入电压。

连续模式有峰值电流控制，平均电流控制和滞环控制等。

一.临界连续Boost 电感设计1. 临界连续特征Boost 功率开关零电流导通，电感电流线性上升。

当峰值电流达到跟踪的参考电流（正弦波）时开关关断，电感电流线性下降。

当电感电流下降到零时，开关再次导通。

如果完全跟踪正弦波，根据电磁感应定律有oni i T tI L t U ωωsin 2sin 2= 即onii T I L U = (8) 或22io i i i i on U PL U P L U LI T η===(9) 其中：U i 、I i 为输入电压和电流有效值。

在一定输入电压和输入功率时，T on 是常数。

当输出功率和电感一定时，导通时间T on 与输入电压U i 的平方成反比。

2. 确定输出电压电感的导通伏秒应当等于截止时伏秒：off ip o on ip T U U T U )(−=则on ipo ip off T U U U T −=(10)开关周期为o ip on on ip o o on ip o ip on of U U T T U U U T U U U T T T −=−=⎟⎟⎠⎞⎜⎜⎝⎛+−=+=11 (11) ip U 为整流后的输入电压, 可见，输出电压U o 一定大于输入电压U ip ，如果输出电压接近输入电压，在输入电压峰值附近截止时间远大于导通时间，开关周期很长，即频率很低。

如果首先决定最低输入电压（U i min ）对应的导通时间为T onL ，根据(9)式推导,导通时间T on 与输入电压U i 的平方成反比, 则最高输入电压(U i max )下的导通时间为2max min ⎟⎟⎠⎞⎜⎜⎝⎛=i i onL onhU U T T (12) 根据式（11）和（12）可以得到开关周期（频率）与不同电压比的关系。

AC输入最低时峰值与反激电压比例 Kv=
PF THD 输出二极管选择 二极管反向最小耐压 二极管平均电流 MOSFET选取 MOSFET最小耐压 MOSFET峰值电流 MOSFET电流有效值 MOSFET Rds(on) MOSFET导通损耗
PF= THD=
0.987 16.03 %
VR_DIODE= IAVE_DIODE=
267.20 0.90
V A
建议规格为1.2倍以上 建议取值3倍-5倍
VDS(min)= IPEAK_P= IRMS= Rds(on)= PCOND=
519.34 2.96 0.79 2.20 1.36
V A 建议规格为2倍以上
需要填写的参数
1.84
Flyback PFC计算公式 需要填写的规格
输入、输出规格
AC最低输入电压 AC输入频率 AC最高输入电压 系统最高输出电压 系统最大输出电流 系统转换效率 VAC(min)= FAC= VAC(max)= VO(max)= IO(max)= ɳ=
重要计算参数
90.00 60.00 264.00 40.00 0.90 90.00 V Hz V V A %
变压器设计
系统工作频率 输出二极管正向压降 原副边匝比 工作最大占空比 原边CS阈值电压 VDD设置电压 变压器原边线径电流密度 变压器副边线径电流密度 磁芯截面积 最大磁通选取 原边峰值电流 原边电流有效值 次级峰值电流 次级电流有效值 电感量 实际最大占空比 CS电阻取值 CS电阻损耗 原边线径直径选取 副边线径直径选取 原边最少圈数 实际所取原边圈数 实际所取副边圈数 实际辅助绕组圈数 磁芯中柱气隙 F= VF= N= D= VTH_OC= VDD= A_P= A_S= Ae= Bmax= IPEAK_P= IRMS_P= IPEAK_S= IRMS_S= L= D= RCS= PCS= DP= DS= NP(min)= NP= NS= NAUX= Gap= 38.00 1.30 1.84 1.67 0.47 1.00 15.00 5.00 5.00 123.00 280.00 2.959 0.787 5.060 1.577 0.42 0.37 0.34 0.21 0.45 0.63 36.36 96.00 52.17 18.95 0.00 ohm W mm mm T T T T mm V V 根据工作电压范围微调 A/mm^2 建议取值为4-10 A/mm^2 建议取值为4-10 mm^2 mT A A A A mH 建议取值为250-300 sqrt(2)*VAC/(N*(VO+VF)) 建议取值为0.45-0.48 KHz V

C BUS = P OUTPFC /2·∏·f o ·V DCPFCAV ·V RIPPLEV DC.PFC MIN = V DCPFCAV －0.5·V RIPPLE设PWM 欠压为: V UVPWMT HOLD = CBUS ·ηPWM ·（VDCPFC MIN^2－VUVPWM ^2）/2·P OUT 电容上纹波电流I RIPPLE (Cap = 0.707·P OUTPFC / VDCPFCAV 二极管上的平均电流I DC.PFC(Diode = POUTPFC / VDCPFCAV 二极管上的平均峰值电流I PK.PFC(Diode = 2·I DC.PFC(Diode MOS 管上的电流有效值I RMS.PFC(Mos =｛I IN ^2－1.5·I DC.PFC(Diode^2｝^1/2几个结论:(1 APFC 变换器效率一般要比隔离型变换器效率要高得多, 两者区别在于是否输入功率直接向负载输送。

(2 提高APFC 变换器效率的简单办法是增加输入功率直接向负载输送功率的比例, 为此通常适当降低V DCPFCAV 值, 通常175～V DCPFCAV 取395VDC 左右, 但对于90～264VAC264VAC 输入范围,输入范围, 通常在150～160VAC输入进行APFC 电压切换, 一般V DCPFCAV 电压切换为300VDC 左右, 若不太考虑输出保持时间T HOLD, 建议VDCPFCAV 电压切换为200VDC 左右。

(3 PFC 电容纹波电压和电流V RIPPLE 和I RIPPLE 与输入电压无关, 只与输出功率P OUTPFC 和PFC 输出电压V DCPFCAV 有关。

(4 PFC 升压二极管平均电流I DCPFC 与输入电压无关, 只与输出功率P OUTPFC 和PFC 输出电压V DCPFCAV 有关。

3、功率管峰值电流大
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PFC
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PFC的控制方法: 连续模式的控制方法
峰值电 流控制
滞环控制方法
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PFC
平均电
流控制
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讨论的内容 一、连续模式的电感设计 二、临界连续模式电感设计
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PFC
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1、确定输出电压 连续模式的电感设计 （1）输入电网电压变化范围 （U in ± Δ%）
PFC
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7、计算匝数
N = LΔI ΔBAe
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PFC
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临界Boost电感设计
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PFC
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1、临界连续特征
CRM控制法 （1）功率开关零电流导通
（2）电感电流线性上升
CRM电感设计
以峰值控制法 为例说明控制
概念.
（3）当峰值电流达到 跟踪的参考电流（正弦 波）时开关关断，电感 电流线性下降到零。
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DCM (DisconPtFinCuous Current Mode)
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BOOST PFC控制模式——CCM
CCM特点：
控制方法三种
适用场合 大功率场合
（1）峰值电流控制 （2）滞环电流控制 （3）平均电流控制
开关频率
可恒定（平均电流控制） 可变化（如滞环控制）
滞环电流
控制CCM
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iL L A D
0 UA
t
+ i i ub
UBi
-
QC
+ RL
U0
-
0 t
iL iLmax iLmin
0
I0 t

型号:编写:jianjun8410日期:序号参数单位1VACMIN 195V 2VACMAX 265V 3f L 50Hz 4fs132kHzMain outOut2Out3Out432000V 1.9000A PO60.860.8W 6η85%7Z 0.58U FB12V 0.2±%光耦/TL43110CIN(理论值)60.8UF 11CIN(实取值)100UF反馈电路类型计算数据UO IO SI 5一、设计需求部分9单端反激式开关电源反激式开关电源电7表格中灰色为允许数据输入，黄色为中间变量，蓝色为输出变量。

当在其中输入数据时，表格会自动计算相关参数。

欢迎大家在论坛中提出宝贵意见或使用情况。

________________ jianjun8410型号:编写:jianjun8410日期:序号参数单位计算数据单端反激式开关电源反激式开关电源电7表格中灰色为允许数据输入，黄色为中间变量，蓝色为输出变量。

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________________ jianjun841012VMIN254.1V13VMAX 374.8V 14VOR 110V15KP116DMAX 30.7%17IP 1.832A 18IAVG 0.281A 19IRMS 0.586A 20IR1.832A型号:编写:jianjun8410日期:序号参数单位计算数据单端反激式开关电源反激式开关电源电7表格中灰色为允许数据输入，黄色为中间变量，蓝色为输出变量。

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________________ jianjun841021储能方程式计算LP MIN 298.8UH 22脉动方程式计算LP MIN (辅助)315.1UH 23实取电感量LP 299UH 24估计初级漏感L_LKG7.48UH25BVDSS 647.8V 26PO(MOS)76.0W 27BVDSS(选定)700V 28PO(选定)125W 29VDS(选定) 6.21V 30RDS(ON)(选定)5Ω31ILIMIT(选定)2.70A 32BP0.42T二、关键元器件选择MOS 管芯片选择型号:编写:jianjun8410日期:序号参数单位计算数据单端反激式开关电源反激式开关电源电7表格中灰色为允许数据输入，黄色为中间变量，蓝色为输出变量。

Q=S*cosφ1*(tanφ1-
本计算方式适用于知道变 压器的有功功率 、补偿前 和补偿后的功率因数，计 算需要补偿的无功功率
Q=P*(tanφ1-tanφ2）
说明：此表为简单计算无功补偿容量的表格，需要输入视在功率/有功功率、补 偿前功率因数和补偿后功率因数，表格会自动生成需要补偿的无功功率。 制 表：杨兵利 电 话：13825007656 EMAIL：yangbingli@，yangbingli@
无功补偿容量计算表
计算方式 参数名称 视在功率 计算方式一 补偿前功率因数 补偿后功率因数 需要补偿的容量 有功功率 计算方式二 补偿前功率因数 补偿后功率因数 需要补偿的容量 参数大小 1000 0.8 0.95 337.0527159 1000 0.8 0.95 421.3158948 备注 本计算方式适用于知道变 压器的视在功率 、补偿前 和补偿后的功率因数，计 算需要补偿的无功功率
Q=S*cosφ1*(tanφ1-tanφ2）
Q

Vpfc=370(V)Vo=63(V)Io=4(A)Po=252(W)第一步：Th=0.25(ms)Cpfc=150(uF)E=0.95Pin=265.263158(W)Vin-min=368.803185(V)Vin-max=430(V)K=5第二步：Mmin=0.86046512Mmax= 1.00324513第三步：Vf=0.8(V)n= 2.89968652实际变压器匝比Nreal= 3.17644743第四步：第五步：最小增益最大增益确定变压器匝比（n=Np/Ns)整流管正向压降理论匝比预估变压器转换效率输入功率输入电压范围中最小输入（Vin-min)和最大输入（Vin-max)电压必须输入最大电压选择K,k值一般取3~7之间，其中K为Lm/Lr,fo和k一旦选择好，最大和最小的定！确定谐振网络的最大Mmax和最小Mmin增益！输入电压(PFC输出)输出电压输出电流输出功率保持时间要求PFC输出端的电容值fo-min=40.8455353(kHZ)fsw-max=229.906813(KHZ)Fs-max=165(kHZ)fsw-min=98.4233839(KHZ)fs-min=65(KHZ)Ae=150(mm^2)△B=0.25(T)Np-min=27.0209795(Ts)Np=25.4115795(Ts)对Np-min进行修正后Ns=8(Ts)CF=330(pF)Rfmin=15.5400155(kohm)Rfmax=10.1010101(kohm)Css=0.69795(uF)Rss= 4.29830217(Kohm)Fstart=135.104898(KHZ)fstat=300(KHZ)RFmax1= 3.78787879(kohm)Ifmin=0.1287(mA)Ifmax=0.3267(mA)Irfmax=0.198(mA)Ifstart=0.594(mA)Ifrss=0.4653(mA)Rfmax2=9.09090909(KHz)Rfmin2=15.5400155(KHZ)Rss2=4.29830217(KHZ)Css2=0.69795(uF)Css3=1(uF)软启动电阻软启动频率选择自己的软启动频率BOOST MODE下参数选择方法2选择大于Css2参数选择方法13脚电容的选择根据最小开关频率设置最大开关频率设置软启动电容选择次级匝数Ns使得Np>Np-min对Np-min进行修正后L6599相关参数的选择根据MOS参数求选择最小开关频率变压器磁芯面积核磁通变化量此时初级最小匝数最小谐振频率最大开关频率选择最大开关频率最小开关频率Ir=2(A)A=7.5(A/mm^2)d=0.12(mm)Num=23.57851(根）L1=481(uH)L2=70(uH)C=33(nF)Fr-min=37.34286(KHZ)此时的主绕组感量入此时的谐振感量谐振电容的值谐振电容的相关参数计算择将要用单根线经得到总共需要的线数关于主感量和谐振电感产生的最小谐振频率的计算绕线根数以及线经大小的选择入电流的有效值输入电流的密度压必须考虑！最小的开关频率将确Icr-rms= 1.78818(A)Vcr-max=329.1414(V)Im= 1.084846(A)Coss=160(pf)Cstray=100(pf)Ip=0.602(A)Tdead=300(ns)Lm1=1171.88(uH)LM2=359.36(uH)根据公式求输入所选MOS管的相关参数值MOS管的输出电容死区时间的设定(200~400)之间参数求最大允许值核算验证！如果Im<Ip，则从新选择降低Q或增大Lr+Lp最大输入电压时的电流谐振电容的有效值谐振电容的耐压值。

PFC电路简介及设计计算传统的工频交流整流电路，因为整流桥后面有一个大的；要设计一个功率因数校正电路，首先我们要给出我们的；已知参数：；交流电源的频率fac——50Hz最低交流电压有效；开关频率fs——65KHz输出电压纹波峰峰值Vo；那么我们可以进行如下计算：；1，输出电流Iout=Pout/Udc=600/；2，最大输入功率Pin=Pout/η=600/0；3，输入电流最大有效传统的工频交流整流电路，因为整流桥后面有一个大的电解电容来稳定输出电压，所以使电网的电流波形变成了尖脉冲，滤波电容越大，输入电流的脉宽就越窄，峰值越高，有效值就越大。

这种畸变的电流波形会导致一些问题，比如无功功率增加、电网谐波超标造成干扰等。

功率因数校正电路的目的，就是使电源的输入电流波形按照输入电压的变化成比例的变化。

使电源的工作特性就像一个电阻一样，而不在是容性的。

目前在功率因数校正电路中，最常用的就是由BOOST变换器构成的主电路。

而按照输入电流的连续与否，又分为DCM、CRM、CCM模式。

DCM模式，因为控制简单，但输入电流不连续，峰值较高，所以常用在小功率场合。

CCM模式则相反，输入电流连续，电流纹波小，适合于大功率场合应用。

介于DCM和CCM之间的CRM称为电流临界连续模式，这种模式通常采用变频率的控制方式，采集升压电感的电流过零信号，当电流过零了，才开通MOS管。

这种类型的控制方式，在小功率PFC电路中非常常见。

今天我们主要谈适合大功率场合的CCM模式的功率因数校正电路的设计。

要设计一个功率因数校正电路，首先我们要给出我们的一些设计指标，我们按照一个输出500W左右的APFC电路来举例：已知参数：交流电源的频率fac——50Hz最低交流电压有效值Umin——85Vac最高交流电压有效值Umax——265Vac输出直流电压Udc——400VDC输出功率Pout——600W最差状况下满载效率η——92%开关频率fs——65KHz输出电压纹波峰峰值Voutp-p——10V那么我们可以进行如下计算：1，输出电流Iout=Pout/Udc=600/400=1.5A2，最大输入功率Pin=Pout/η=600/0.92=652W3，输入电流最大有效值Iinrmsmax=Pin/Umin=652/85=7.67A4，那么输入电流有效值峰值为Iinrmsmax*1.414=10.85A5，高频纹波电流取输入电流峰值的20%，那么Ihf=0.2*Iinrmsmax=0.2*10.85=2.17A 6，那么输入电感电流最大峰值为：ILpk=Iinrmsmax+0.5*Ihf=10.85+0.5*2.17=11.94A7，那么升压电感最小值为Lmin=(0.25*Uout)/(Ihf*fs)=(0.25*400)/(2.17*65KHz)=709uH8，输出电容最小值为：Cmin=Iout/(3.14*2*fac*Voutp-p)=1.5/(3.14*2*50*10)=477.7uF，实际电路中还要考虑hold up时间，所以电容容量可能需要重新按照hold up的时间要求来重新计算。

MOS Rds(on)0.68ohm Vin 90V 实取N 58PFC diode Vf 1.05V PFC Po 100W L 312.62uH L=N*Bmax*Ae/Ip PFC choke DCR 0.21ohm Vo 220Vfsw=50.45kHz f=Tring+Ton+ToffMOS Vds(off)450V PF 0.995MOS off time(off)150nsη0.95实取实取L 260uH PFC Diode正向回复时间Tfr25nsL 260uH fsw 60.03kHz f=Tring+Ton+Toff Ae 64mm^2Bmax2328.74GsBmax=L*Ip/(N*Ae)Cm 0.1207Bsat 4200Gs α 1.160Bmax 2800Gs β2.575Ve2430mm^3槽宽8.1mm 槽厚4mm J6.5A/mm^2PFC MOS 导通损0.64W PFC choke Irms1.92A PFC MOS 交换损1.4293W Ip= 3.32A Ip=2*SQRT(2)*Irms=2*SQRT(2)*Po/(η*PF*Vin)MOS管Irms 0.97A PFC choke铜损0.77W tring=0.41uS tring=π*SQRT(L*Cds)PFC diode Irms 0.67A PFC Choke铁损0.644W Pcv=0.81*Ve*Cm*fsw^α*ΔB^βToff=9.32uS Toff=Ip*L/(Vo-SQRT(2)*Vin)单股线径0.44mm d=2*SQRT(S/π)PFC Diode通态损0.48W Ton= 6.79uS Ton=Ip*L/(SQRT(2)*Vin)集肤深度0.34mm Δ=7.65/SQRT(f)PFC Diode导通损0.57W P=1/2*(Vds-Vo)*Ipk*fsw T=16.52uS T=Tring+Ton+Toff 股数P 8P PFC总损耗为：3.96W频率fsw=60.53kHzf=1/T直径D 0.2mm N=48.24N=L*Ip/(Bmax*Ae)验证电流密度7.64A/mm^2MOS工作电流Irms 计算：Diode工作电流Irms计算：PFC Choke工作电流Irms计算：Bulk电容工作电流Irms计算：Diode工作电流Iav计算：Diode导态损计算：MOS交换损计算：验证验证InputCalculation and checkPC40相关参数Output实取实取计算计算实取I av =P o V oP 导通=I av ∗V f +I rms 2∗r dMOS 基本上是零电压导通。

基于L6562的PFC计算表格2.0
参与制作人员：M001天涯寒劍，M008Eric.Wen ， M005π≈3.1416 欢迎加入世纪电源网官方技术群：66821451
世纪电源网官方 技术群
注：用于计算PFC电感，所涉及到的芯片有L6562,FAN6961等
为输入参数
自动计算参数
序号 符号
项目名称
值或范围
1 Vinacmin 最低交流输入电压
85
2 Vinacmax 最高交流输入电压
265
3
Fgrid
交流电网频率
50
4
Vdcmin 最低直流母线电压 120.2081528
5 Vdcmax 最高直流母线电压 374.766594
6
Vpfcout PFC输出母线电压
390
7
Po
PFC输出功率
150
见后面选择表
磁芯：Bs(25℃)=510mT,Bs(100 ℃)=390mT 这里为了防止饱和，同时考 虑变压器温升问题，取最大磁感应强度
为饱和磁感应强度的一半，即：取 Bs=0.5*390mT=195mT=0.195T--0.25T
取整
取整 取相近电容值
T
T T T T uF
备注
全球通用电压范围85Vac~265Vac,低电压范围 固定输入(100Vac/115Vac)电压范围 85Vac~130Vac;高电压固定输入 (220Vac/230Vac)电压范围185Vac~265Vac
已知 输出功率，已知 预计PFC转换效率
预计PF值 IC工作频率 一般12--18V之间
8
Eff
预计效率
0.93
9
PF
预计PF值

6 8.98
40 25 162.计算结果
Vdcmin 99.00 Vdcmax ###### 反射电压（V） Vf ###### 周期 μ s T 16.67 最大导通时间( μs) t 6.84 Dmax0.59 最大占空比 输入功率（W） Pin 12.50 初级电流 Ip 0.43 最大电感量（mHLp ） 2.27 初级次级匝数比 n 28.45 磁芯气隙（cm） lg 0.07 初级匝数（Turn） Np ###### 初级线径（mm）Dp 0.39 输入电压（V） 次级匝数（Turn） Ns 7.12 次级线径（mm）Ds 0.84 辅助匝数（Turn） Na 22.80 辅助线径（mm）Da 0.19 0 输出电压3（V） V3 0 输出电流3（A） I2
-HB001
117.00 344.50 222.30 16.67 6.67 0.40 12.50 0.13 2.92 0.27 0.36 162.50 0.30 0.15 0.72 0.07 7.99 0.82 22.22 0.30
数据 117.000
16.667 10.250 初次匝比 0.615 0.057043651 12.500 VIPK电流 0.128 0.78 6.903 0.8670 0.174 0.32 0.154 162.500 87.65217391 0.229 0.231 1.150 0.170 5.000 5 0.778 次级匝数 13.913 28.14401934 0.183 磁强度（T） 0.239583333
yyf
调整
HB002 90.00 100.8
HB003 90.00 80.00 16.67 0.40 0.50 0.23 0.1210 0.14 125.00 0.26

Vpfc=370(V)Vo=63(V)Io=4(A)Po=252(W)第一步：Th=0.25(ms)Cpfc=150(uF)E=0.95Pin=265.263158(W)Vin-min=368.803185(V)Vin-max=430(V)K=5第二步：Mmin=0.86046512Mmax= 1.00324513第三步：Vf=0.8(V)n= 2.89968652实际变压器匝比Nreal= 3.17644743第四步：第五步：最小增益最大增益确定变压器匝比（n=Np/Ns)整流管正向压降理论匝比预估变压器转换效率输入功率输入电压范围中最小输入（Vin-min)和最大输入（Vin-max)电压必须输入最大电压选择K,k值一般取3~7之间，其中K为Lm/Lr,fo和k一旦选择好，最大和最小的定！确定谐振网络的最大Mmax和最小Mmin增益！输入电压(PFC输出)输出电压输出电流输出功率保持时间要求PFC输出端的电容值fo-min=40.8455353(kHZ)fsw-max=229.906813(KHZ)Fs-max=165(kHZ)fsw-min=98.4233839(KHZ)fs-min=65(KHZ)Ae=150(mm^2)△B=0.25(T)Np-min=27.0209795(Ts)Np=25.4115795(Ts)对Np-min进行修正后Ns=8(Ts)CF=330(pF)Rfmin=15.5400155(kohm)Rfmax=10.1010101(kohm)Css=0.69795(uF)Rss= 4.29830217(Kohm)Fstart=135.104898(KHZ)fstat=300(KHZ)RFmax1= 3.78787879(kohm)Ifmin=0.1287(mA)Ifmax=0.3267(mA)Irfmax=0.198(mA)Ifstart=0.594(mA)Ifrss=0.4653(mA)Rfmax2=9.09090909(KHz)Rfmin2=15.5400155(KHZ)Rss2=4.29830217(KHZ)Css2=0.69795(uF)Css3=1(uF)软启动电阻软启动频率选择自己的软启动频率BOOST MODE下参数选择方法2选择大于Css2参数选择方法13脚电容的选择根据最小开关频率设置最大开关频率设置软启动电容选择次级匝数Ns使得Np>Np-min对Np-min进行修正后L6599相关参数的选择根据MOS参数求选择最小开关频率变压器磁芯面积核磁通变化量此时初级最小匝数最小谐振频率最大开关频率选择最大开关频率最小开关频率Ir=2(A)A=7.5(A/mm^2)d=0.12(mm)Num=23.57851(根）L1=481(uH)L2=70(uH)C=33(nF)Fr-min=37.34286(KHZ)此时的主绕组感量入此时的谐振感量谐振电容的值谐振电容的相关参数计算择将要用单根线经得到总共需要的线数关于主感量和谐振电感产生的最小谐振频率的计算绕线根数以及线经大小的选择入电流的有效值输入电流的密度压必须考虑！最小的开关频率将确Icr-rms= 1.78818(A)Vcr-max=329.1414(V)Im= 1.084846(A)Coss=160(pf)Cstray=100(pf)Ip=0.602(A)Tdead=300(ns)Lm1=1171.88(uH)LM2=359.36(uH)根据公式求输入所选MOS管的相关参数值MOS管的输出电容死区时间的设定(200~400)之间参数求最大允许值核算验证！如果Im<Ip，则从新选择降低Q或增大Lr+Lp最大输入电压时的电流谐振电容的有效值谐振电容的耐压值。

参考开发二部的方案设计报告表3 PFC升压电感设计1.3.2 PFC 电路开关管选取开关管漏源极的最大承受电压约为400V ，考虑瞬态时漏感电压尖峰，尖峰电压可取输出电压的10%，则漏源极的最大承受电压约为440V 。

开关管电流有效值为A V V V P I PFCo ac ac OPFCrms m 408.4321622_min _min__=××××-×××=πη实际选取ST 公司的STW62NM60N ，具体参数如下：pFC ns t ns t ns t ns t nC Q R A I V V oss f off d r on d g on DSD DSS 250,012,65,30,50,741,904.0,65,600)()()(=========Ω 导通损耗W R I P on DS rmsm cond 0.4762)(2_=⨯=开关损耗[]W V C t t I V f P PFC o oss f r peak in PFC o PFC sw 2.735.0)(5.02___=⨯⨯++⨯⨯⨯⨯=PFC 开关管总损耗：W P P P sw cond 3.206m =+=1.3.3 PFC 电路整流管选取整流管所承受的最大电压约为400V ，考虑瞬态漏感尖峰，尖峰电压可取输出电压的10%，则整流管承受的最大电压约为440V 。

实际选取LXA08T600，V RMM =600V ，I F =8A ，nc Q RR 82=查LXA08T600的资料可知，在电流为1.1A 时V F =1.0V （25℃），其电压电流应力均满足设计要求。

整流管损耗W Q V f I V P RR PFC o PFC PFC o F PFC 2.1665.0__d_=⨯⨯⨯+⨯=。

声音传播的速度大 约是340米/ 秒。
光的速度30 万千米/ 秒。
120千米 210千米
2小时 3小时
每小时60千米 每小时70千米
速度=路程÷时间
3、哪辆汽车跑得快些？ 60<70 （ 70>60 ）答： 绿色汽车跑得快些。乌龟赢了。
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男生最好成绩10秒钟跑了62米。 女生最好成绩10秒钟跑了54米。
兔子每小时行驶 60千米。
兔子的速度是 60千米 / 时时。
单位时间内走 过的路程叫速 度。 一万
人步行的速度大 约是4千米/ 时。
飞机的速度大约是12 千米/ 分。
我 2 时行驶了 120 千米。
我跑的
快些?谁赢 得了比赛？
1234
哪辆车跑 的快些呢?
看看哪辆车每 小时行驶的路 程多,哪辆就快!
1、兔子每小时行驶多少千米？ 120 ÷ 2=60 （千米）答： 兔子每小时行驶 60 千米。
2、乌龟每小时行驶多少千米？ 210 ÷ 3=70 （千米）答： 乌龟每小时行驶 70 千米。