开关电源设计
三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt
dI
L
V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L
2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间
t OFF
3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。
那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF
4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD
→t OFF ＝（1－D ）/f
电流纹波率r P51 52
r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值
ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53
电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面：
A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。
B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26，
最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→
负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式
避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63
电感的能量处理能力1/2×L ×I 2
电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。
确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O
最终确认L 的值
基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m
B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2
恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。
在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7
H/m 为真空的磁导率。
则代入k 后，dB ＝μ0×I ×dl ×R/4πR 3 对其积分可得B ＝
3
40R C R
Idl ??πμ 磁通量：通过一个表面上B 的总量 Φ＝?
?S
B ds ，如果B 是常数，则Φ＝BA ，A 是表
面积
H ＝B/μ→B ＝μH ，μ是材料的磁导率。空气磁导率μ0=4π×10-7
H/m 法拉第定律（楞次定律）：电感电压V 与线圈匝数N 成正比与磁通量变化率 V ＝N ×d Φ/dt ＝NA ×dB/dt
线圈的电感量：通过线圈的磁通量相对于通过它的电流的比值L=H*N Φ/I 磁通量Φ与匝数N 成正比，所以电感量L 与匝数N 的平方成正比。这个比例常数叫电感常数，
用A L 表示，它的单位是nH/匝数2（有时也用nH/1000匝数2）L=A L *N 2*10-9
H 所以增加线圈匝数会急剧增加电感量
若H 是一闭合回路，可得该闭合回路包围的电流总量
?
Hdl ＝IA ，安培环路定律
结合楞次定律和电感等式dt
dI
L
V =可得到 V ＝N ×d Φ/dt ＝NA ×dB/dt ＝L ×dI/dt 可得功率变换器2个关键方程：
ΔB ＝L ΔI/NA 非独立电压方程 →B ＝LI/NA
ΔB ＝V Δt/NA 独立电压方程 →B AC ＝ΔB/2＝V ON ×D/2NAf 见P72-73
N 表示线圈匝数，A 表示磁心实际几何面积（通常指中心柱或磁心资料给出的有效面积Ae ） B PK ＝LI PK /NA 不能超过磁心的饱和磁通密度
由公式知道，大的电感量，需要大的体积，否则只增加匝数不增加体积会让磁心饱和 磁场纹波率对应电流纹波率r r ＝2I AC /I DC ＝2B AC /B DC
B PK ＝（1＋r/2）B D
C →B DC ＝2B PK /（r ＋2）
B PK ＝（1＋2/r ）B A
C →B AC ＝r B PK /（r ＋2）→ΔB ＝2 B AC ＝2r B PK /（r ＋2） 磁心损耗，决定于磁通密度摆幅ΔB ，开关频率和温度 磁心损耗＝单位体积损耗×体积，具体见P75-76
Buck电路
电容的输入输出平均电流为0，在整个周期内电感平均电流＝负载平均电流，所以有：5，
I L＝I o
6，二极管只在sw关断时流过电流，所以I D＝I L×（1－D）
7，则平均开关电流I sw＝I L×D
8，由基尔霍夫电压定律知：
Sw导通时：V IN＝V ON＋V O＋V SW →V ON＝V IN－V O－V SW
≈V IN－V O假设V SW相比足够小
V O＝V IN－V ON－V SW
≈V IN－V ON
Sw关断时：V OFF＝V O＋V D →V O＝V OFF－V D
≈V OFF 假设V D相比足够小
9，由3、4可得D＝t ON/（t ON＋t OFF）
＝V OFF/（V OFF＋V ON）
由8可得：D＝V O/{（V IN－V O）＋V O}
D＝V O/ V IN
10，直流电流I DC＝电感平均电流I L，即I DC≡I L＝I o见5
11，纹波电流I AC＝ΔI/2＝V IN（1－D）D/ 2Lf＝V O（1－D）/2Lf
由1，3、4、9得，
ΔI＝V ON×t ON/L
＝（V IN－V O）×D/Lf＝（V IN－DV IN）×D/Lf＝V IN（1－D）D/ Lf
ΔI/ t ON＝V ON/L＝（V IN－V O）/L
ΔI＝V OFF×t OFF/L
＝V O T（1－D）/L
＝V O（1－D）/Lf
ΔI/ t OFF＝V OFF/L＝V O/L
12，电流纹波率r＝ΔI/ I L＝2I AC/I DC在临界导通模式下，I AC＝I DC，此时r＝2 见P51
r＝ΔI/ I L＝V ON×D/Lf I L＝(V IN－V O)×D/Lf I L
＝V OＦＦ×（1－D）/Lf I L＝V O×（1－D）/Lf I L
13，峰峰电流I PP＝ΔI＝2I AC＝r×I DC＝r×I L
14，峰值电流I PK＝I DC＋I AC＝（1＋r/2）×I DC＝（1＋r/2）×I L＝（1＋r/2）×I O
最恶劣输入电压的确定：
V O、I o不变，V IN对I PK的影响：
D＝V O/ V IN V IN增加↑→D↓→ΔI↑, I DC＝I O,不变，所以I PK↑
要在V IN最大输入电压时设计buck电路p49-51
例题：变压器的电压输入范围是15-20v，输出电压为5v，最大输出电流是5A。如果开关频率是200KHZ，那么电感的推荐值是多大？
解：也可以用伏微秒数快速求解，见P69
（1）buck电路在V INMAX=20V时设计电感
（2）由9得到D＝V O/ V IN＝5/20＝0.25
（3）L=V O×（1－D）/ rf I L＝5*(1-0.25)/(0.4*200*103*5)=9.375μH
（4）I PK＝（1＋r/2）×I O＝（1+0.4/2）*5＝6A
（5）需要9.375μH 6A附近的电感
例题：buck变换器，电压输入范围是18-24v，输出电压为12v，最大负载电流是1A。期望电流纹波率为0.3（最大负载电流处），假设V SW＝1.5V，VD＝0.5V，并且f＝150KHz。那么选择一个产品电感并验证这些应用。
解：buck电路在最大输入电压V IN＝24V时设计
15，二极管只在sw关断时流过电流＝负载电流，所以I D＝I L×（1－D）＝I O
16，则平均开关电流I sw＝I L×D
17，由基尔霍夫电压定律知：
Sw导通时：
V IN＝V ON＋V SW →V ON＝V IN－V SW
V ON≈V IN假设V SW相比足够小
Sw关断时：
V OFF＋V IN＝V O＋V D →V O＝V OFF＋V IN－V D
V O≈V OFF＋V IN假设V D相比足够小
V OFF＝V O＋V D－V IN
V OFF≈V O－V IN
18，由3、4可得D＝t ON/（t ON＋t OFF）
＝V OFF/（V OFF＋V ON）
由17可得：D＝（V O－V IN）/{（V O－V IN）＋V IN }
＝（V O－V IN）/ V O
→V IN＝V O×（1－D）
19，直流电流I DC＝电感平均电流I L，即I DC＝I O/（1－D）
20，纹波电流I AC＝ΔI/2＝V IN×D/2Lf＝V O（1－D）D/2Lf
由1，3、4、17，18得，
ΔI＝V ON×t ON/L＝V IN×TD/L
＝V IN×D/Lf
ΔI/ t ON＝V ON/L＝V IN/L
ΔI＝V OFF×t OFF/L
＝（V O－V IN）T（1－D）/L
＝V O（1－D）D/Lf
ΔI/ t OFF＝V OFF/L＝（V O－V IN）/L
21，电流纹波率r＝ΔI/ I L＝2I AC/I DC在临界导通模式下，I AC＝I DC，此时r＝2 见P51
r＝ΔI/ I L＝V ON×D/Lf I L＝V OＦＦ×（1－D）/Lf I L→L＝V ON×D/rf I L
r＝V ON×D/Lf I L＝V IN×D/Lf I L
=V OＦＦ×（1－D）/Lf I L＝(V O－V IN)×（1－D）/Lf I L
电感量公式：L＝V OＦＦ×（1－D）/rf I L＝V ON×D/rf I L
r的最佳值为0.4，见P52
22，峰峰电流I PP＝ΔI＝2I AC＝r×I DC＝r×I L
23，峰值电流I PK＝I DC＋I AC＝（1＋r/2）×I DC＝（1＋r/2）×I L＝（1＋r/2）×I O/（1－D）最恶劣输入电压的确定：要在V IN最小输入电压时设计boost电路p49-51
例题：输入电压范围12-15V，输出电压24V，最大负载电流2A，开关管频率分别为100KHz、200KHz、1MHz，那么每种情况下最合适的电感量分别是多少？峰值电流分别是多大？能量处理要求是什么？
解：只考虑最低输入电压时，即V IN＝12V时，D＝（V O－V IN）/ V O＝（24-12）/24＝0.5
I L＝I O/（1－D）＝2/（1-0.5）＝4A
若r＝0.4，则I PK＝（1＋r/2）×I L＝（1+0.5/2）×4＝4.8A
电感量L＝V ON×D/rI L f＝12*0.5/0.4*4*100*1000＝37.5μH＝37.5*10－6H
f＝200KHz L＝18.75μH，f＝1MHz L＝3.75μH
24，二极管只在sw关断时流过电流＝负载电流，所以I D＝I L×（1－D）＝I O
25，则平均开关电流I sw＝I L×D
26，由基尔霍夫电压定律知：
Sw导通时：
V IN＝V ON＋V SW →V ON＝V IN－V SW
≈V IN假设V SW相比足够小
Sw关断时：
V OFF＝V O＋V D →V O＝V OFF－V D
≈V OFF 假设V D相比足够小
V OFF≈V O
27，由3、4可得D＝t ON/（t ON＋t OFF）
＝V OFF/（V OFF＋V ON）
由26可得：D＝V O/（V O＋V IN）
→V IN＝V O×（1－D）/D
28，直流电流I DC＝电感平均电流I L，即I DC≡I L＝I O /（1－D）
29，纹波电流I AC＝ΔI/2＝V IN×D/2Lf＝V O（1－D）/2Lf
由1，3、4、26，27得，
ΔI＝V ON×t ON/L＝V IN×TD/L
＝V IN×D/Lf
ΔI/ t ON＝V ON/L= V IN/L
ΔI＝V OFF×t OFF/L
＝V O T（1－D）/L
＝V O（1－D）/Lf
ΔI/ t OFF＝V OFF/L＝V O/L
30，电流纹波率r＝ΔI/ I L＝2I AC/I DC在临界导通模式下，I AC＝I DC，此时r＝2 见P51
r＝ΔI/ I L＝V ON×D/Lf I L＝V OＦＦ×（1－D）/Lf I L→L＝V ON×D/rf I L
r＝V ON×D/Lf I L＝V IN×D/Lf I L r＝V OＦＦ×（1－D）/Lf I L= V O×（1－D）/Lf I L
31，峰峰电流I PP＝ΔI＝2I AC＝r×I DC＝r×I L
32，峰值电流I PK＝I DC＋I AC＝（1＋r/2）×I DC＝（1＋r/2）×I L＝（1＋r/2）×I O /（1－D）最恶劣输入电压的确定：要在V IN最小输入电压时设计buck-boost电路p49-51
第3章离线式变换器设计与磁学技术
在正激和反激变换器中，变压器的作用：1、电网隔离2、变压器“匝比”决定恒比降压转换功能。
绕组同名端，当一个绕组的标点端电压升至某一较高值时，另一个绕组标点端电压也会升至较高值。同样，所有标点端电压也可以同一时间变低。因为它们绕组不相连，但在同一个磁心上，磁通量的变化相同。P89
漏感：可看作与变压器一次电感串联的寄生电感。开关关断的时刻，流过这两个电感的电流为I PKP，也即为一次电流峰值。然而，当开关关断时，一次电感所存储的能量可沿续流通路（通过输出二极管）传递，但是漏感能量却无传递通路，所以就以高压尖峰形式表现出来。一般把尖峰简单的消耗掉
反激变换器
反激在轻负载时进入DCM，在重载时进入CCM模式
例子：P96
74w的常用输入90V AC～270V AC反激变换器，欲设计输出为5A/10A和12V/2A。设计合适的反激变压器，假定开关频率为150KHz，同时，尽量使用较经济的额定值为600V的MOSFET。
解：
反激可简化为buck－boost拓扑
1，确定V OR和V Z
最大输入电压时，加在变化器上的整流直流电压是V INMAX＝2*V AC MAX=2702=382V
Mosfet的额定电压600v，裕量取30v，漏极的尖峰电压为V IN＋V Z＝382+ V Z≤570
V Z≤188V，需选取标准的180v稳压管
V Z /V OR＝1.4时，稳压管消耗明显下降，则V OR＝V Z /1.4＝128V
匝比
假设5V输出二极管正向压降为0.6V，则匝比为：
n＝V OR/（V O＋V D）＝128/（5+0.6）＝22.86
最大占空比（理论值）
V INMIN＝2*V AC MAX=902=127V
D= V OR /( V OR + V INMIN)=128/(128+127)=0.5这时为100％效率
一次与二次有效负载电流
若输出功率集中在5V，其负载电流为
I O＝74/5≈15A
一次输入负载电流为I OR＝I O /n＝15/22.86＝0.656A
占空比
输入功率P IN＝Po/效率＝74/0.7＝105.7W
平均输入电流I IN＝P IN/V IN＝105.7/127＝0.832A
I IN/D＝I LR因为输入电流只在开关导通时才有
I OR/（1－D）＝I LR因为输出电流只在开关断开时才有
I IN/D＝I OR/（1－D）→D＝I IN /（I IN＋I OR）＝0.832/（0.832+0.656）＝0.559
一次和二次电流斜坡实际中心值
二次电流斜坡中心值为（集中功率时）
I L＝I O/（1－D）＝15/（1－0.559）＝34.01A
一次电流斜坡中心值
I LR＝I L/n＝34.01/22.86＝1.488A
峰值开关电流
取r＝0.5
则I PK＝（1＋r/2）×I LR＝1.25×1.488＝1.86A
伏秒数
输入电压为V INMIN时，V ON＝V IN＝127V
导通时间t ON＝D/f＝0.559/150*103＝3.727μs
所以伏秒数为Et＝V ON×t ON＝127×3.727＝473 Vμs
一次电感
LμH＝E t/（r* I LR）＝473/（0.5*1.488）＝636μH
离线式变压器，需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种原因，r通常取0.5
磁心选择P99，为经验公式，待实践
磁心面积Ae＝1.11CM2
匝数
如前面的电压相关方程B＝LI/NA，则N＝LI/BA，此时的B应该为ΔB
LI＝伏秒数Et，ΔB＝2 B AC＝2r B PK /（r＋2）铁氧体磁心B PK≤0.3T
则有一次绕组匝数（和书上的计算公式不一样，需要公式变换）
np＝LI/（ΔB*Ae）
＝Et/{[2r B PK /（r＋2）]*A}
＝(1+2/r)*Et/(2 B PK*Ae)
＝473*10-6(1+2/0.5)/(2*0.3*1.11*10-4)
＝35.5匝
则5V输出的匝数是ns＝np/n＝35.5/22.86＝1.55匝≈2匝取整数
反过来计算np＝ns*n＝2*22.86＝45.72≈46匝
12V绕组的匝数是[（12＋1）/（5＋0.6）]*2=4.64≈5匝，二极管压降分别取1V和0.6V
实际的磁通密度变化范围
ΔB＝LI/NA＝Et/ NA＝0.0926 T
B PK＝ΔB（r＋2）/2r＝0.2315T
磁隙
磁芯间距
导线规格和铜皮厚度选择
是个问题，后续看
反激电源设计实例：34006820的待机部分，变压器11003877
20w待机电源5V/4A，超薄电源用，要求变压器体积小，待机电流小于30mA，开关频率67KHz，电压输入范围85-264V AC，650V的芯片内置MOSFET
1，假设效率η＝0.75
Po＝20W
Pin＝Po/η＝20/0.75＝26.667W
2，DC电压输入范围：
最小输入电压V DCMIN＝2*85＝120.19V，如下图，电容充电的问题，电压有10％－15％的变化，所以V DCMIN＝120.19*0.9＝108.2V V DCMAX＝2*264＝373.3V
3，确定最大占空比D MAX
在CCM下，一般D小于0.5，避免谐波振荡。取典型值D MAX＝0.43
反射电压V RO＝[D MAX/（1－D MAX）]×V DCMIN＝0.43/（1-0.43）*120.19＝90.67V
公式原理是初级次级绕在同一个磁心上，其磁通总量△Φ相等P90
变压器的磁心面积一样，不同的就是匝数
初级的△Φp＝△Bp*Ae＝△Bs*Ae＝△Φs次级的磁通总量
△Bp＝VΔt/NA＝V IN t ON/NpAe＝V DCMIN* D MAX /fNpAe 在开关导通时间
△Bs＝Vo*t OFF/ NsAe＝（Vo+V F）*（1－D MAX）/fNsAe 在开关断开时间
推出V DCMIN* D MAX /Np＝（Vo+V F）*（1－D MAX）/Ns
匝比n＝Np /Ns =V DCMIN* D MAX /[（Vo+V F）*（1－D MAX）]＝15.4实际为14
V RO＝n（Vo+V F）= V DCMIN* D MAX /（1－D MAX）＝108.2*0.43/0.57＝81.625V
4，变压器的初级电感Lp
反激有CCM和DCM两种工作模式，随负载和输入电压的变化而变化，超薄电源为将变压器最小化，将初级电感取小，在最小输入电压时，将电路工作在临界导通模式，则正常工作时都是在DCM模式。此时电流的纹波率r＝2
L＝V ON×t ON/△I＝V IN×D/f rI L＝V IN×D/f r(P IN/ DV IN)＝(V INMIN×D MAX)2/ f rP IN
＝（108.2*0.43）2/（26.667*2*67*103）＝605.8μH 实际600μH
5，确定磁芯和初级线圈的最小匝数
选择磁心有有几种不同的公式，有算磁心体积的，有算磁心截面积和开窗面积乘积的。总之，要适应本电源的实际应用，就要选择扁平的磁心。
《精通开关电源设计》提供的公式磁心体积Ve＝[0.7*（2+r）2/r] * P IN/f f单位为KHz p99 Ve＝2229mm3实际选择变压器，要求是扁平的形状，压低高度，利于超薄电源设计。
Np＝（1+2/r）*V ON*D/（2*B PK*Ae*f）＝（1+2/r）*V INMIN*Dmax/（2*B PK*Ae*f）P100 P72 ＝（1+2/2）*120.19*0.43/（2*0.3*141*10-6*67*103）＝16.4 如取B＝0.2，则Np＝24.6匝
规格书没有磁心的Ae，实际测量的为Ae＝141mm2，供应商提供的实际变压器为28匝
6确定输出匝数
匝比n＝Np/Ns＝V RO/（Vo＋V F）＝90.67/（5.1+0.6）＝15.91 实际为14
则5V输出的匝数为Ns＝24.6/15.91＝1.55 则为2匝，1匝漏感大，实际是2匝
则Np＝2*15.91＝31.82＝32匝，实际28匝
VCC匝数为n＝（VCC＋V F）/（V o＋V F）＝（16+0.6）/（5.1+0.6）＝2.91
N VCC＝2*2.91＝5.82＝6匝，实际为7匝
磁心气隙计算，也有不同的计算方式
第5章导通损耗和开关损耗
开关损耗与开关频率成正比
Vgs电压增大，到超过MOSFET提供的最大负载电流值后，则是“过驱动”，有助于减小导通电阻。
MOSFET导通关断的损耗过程P145
1、导通过程中，开关两端电压，直到电流转换完成才开始变化。即VI有交迭
2、关断过程中，直到开关两端电压转换完成，其电流转换才开始
导通损耗，mosfet的导通损耗与占空比有关，与频率无关
寄生电容
有效输入电容Ciss，输出电容Coss，反向传输电容Crss，他们与极间电容的关系如下：Ciss＝Cgs＋Cgd
Coss＝Cds＋Cgd
Crss＝Cgd
则有下式（Ciss，Coss ，Crss在产品资料中有）
Cgd＝Crss
Cgs＝Ciss－Crss
Cds＝Coss－Crss
门极开启电压Vt，mosfet的栅极有开启电压，只有栅极电压超过开启电压，才能使mosfet 完全导通，即把流过mosfet的电流超过1mA时的状态定义为导通状态。
所以传导方程要改g＝Id/Vgs →g＝Id/（Vgs－Vt）
如上图简化模型，mosfet导通和关断各有4个阶段P150
导通是Id电流先增加t2，Vd电压后减小t3。电流增加时间是对Cg充电从Vt到Vt＋Io/g 的时间。电压减小的时间是利用Cgd流出电流＝驱动电阻电流
关断是Vd电压先增加t2，Id电流后减少t3。电压增加时间是利用Cgd流出电流＝驱动电阻电流；电流减少是Cg放电从Vt＋Io/g到Vt的时间
t1阶段
导通过程t1，
Vgs从0上升到开启电压Vt，对Cg＝Cgs＋Cgd充电
关断过程t1，
Vgs下降到最大电流时电压Vt＋Io/g，Cg＝Cgs＋Cgd放电
t2阶段，有交越损耗
导通过程t2，
Id从0上升到Io＝g*（Vgs－Vt），
Vgs继续上升到Vt＋Io/g，对Cg＝Cgs＋Cgd充电
Vd因漏感出现小尖峰，其余Vd＝Vin不变。
t2是对Cg充电从Vt到Vt＋Io/g的时间。
关断过程t2，
Vgs被钳位于Vt＋Io/g不变，因为Io不变，Vgs＝Vt＋Io×g也不变。所以Cgs没有电流Vd从0变至Vin，所以有电流流过Cgd注入栅极，同时有同样电流通过Rdrive流出。
t2时间，由I＝Cdv/dt ＝/t由上行知道=（Vt＋Io/g－Vsat）/Rdrive Vsat为驱动电路的晶体
管导通电压，一般为0.2v
则t2阶段时间为＝Cgs ×Vin ×Rdrive/（Vt ＋Io/g －Vsat ）
t3阶段，有交越损耗 导通过程t3
Vgs 被钳位于Vt ＋Io/g 不变，因为Id ＝Io 不变，Vgs ＝Vt ＋Io ×g 也不变。所以Cgs 没有电流
Vd 从Vin 变至0，所以有电流流过Cgd 流出栅极，同时有同样电流通过Rdrive 流入。用这个来计算该阶段的时间。 关断过程t3
Vgs 由Vt ＋Io/g 继续下降到Vt ，Cg ＝Cgs ＋Cgd 放电， Id 从Io ＝g*（Vgs －Vt ）下降到0
Vd 因漏感出现小尖峰，其余Vd ＝Vin 不变
t4阶段
该阶段，导通Vgs 继续Cg 充电，关断Cg 继续放电。其它不变
栅荷系数，用来描述寄生缓冲电容的影响。目前都基于极间电容为定值来分析通断 P155 Idrive 是驱动电路，通过Rdrive 的电流
根据C ＝Q/V ，Qgs ＝Ciss ×（Vt ＋Io/g ） Qgs ＝
?+2
10
*t t dt Idrive
将I ＝CdV/dt 代入t3（Vin 变化为0），Qgd ＝Cgd ×Vin Qgd ＝
?+++3212
1*t t t t t dt Idrive
单独分析t3，将C ＝Q/V 代入该点，Qg ＝Ciss ×（0.9×Vdrive ）＋Qgd
Qg ＝
?+++4
3210
*t t t t dt Idrive
实际例子：
假设开关管的工作条件是：电流22A 、电压15V 、频率500KHz 。其最低驱动电阻（一个幅值4.5V 的脉冲通过它作用于栅极）是2Ω。关断时，开关管的关断电阻是1Ω。据此计算出其开关损耗和导通损耗。
Ciss ＝Qgs/（Vt ＋Io/g ）＝8/（1.05+22/100）＝6299pF 在指定的曲线上Ciss ＝4200pF
则缩放比例为Scaling ＝6299/4200＝1.5 Ciss ＝4200*1.5＝6300pF Coss ＝800*1.5＝1200pF Crss ＝500*1.5＝750pF 则
Cgd ＝Crss ＝750pF
Cgs ＝Ciss －Crss ＝6300－750＝5550 pF
Cds＝Coss－Crss＝1200－750＝450 pF
Cg＝Cgs＋Cgd＝6300 pF
导通时
时间常数是Tg＝Rdrive×Cg＝2*6300pF＝12.6ns
电流传输时间为
t2＝－Tg×In{1－Io/[g×（Vdrive－Vt）]}=－12.6×In{1－22/[100×（4.5－1.05）]}＝0.83ns 电压传输时间为
t3＝Vin×（Rdrive×Cgd）/[ Vdrive－(Vt+Io/g)]＝15*（2*0.75）/[4.5－(1.05+22/100)]=6.966ns 所以，导通过程的交叉时间是
tcross_turnon＝t2＋t3＝0.83+6.966＝7.796ns
因此，导通的交叉损耗是
P cross_turnon＝1/2×Vin×Io×tcross_turnon×fsw＝1/2*15*22*7.8*10-9*5*105＝0.64W
关断时
时间常数是Tg＝Rdrive×Cg＝1*6300pF＝6.3ns
电压传输时间为
T2＝（Vin×Cgd×Rdrive）/（Vt＋Io/g）＝（15*0.75*1）/（1.05+22/100）＝8.858ns
电流传输时间为
T3＝Tg×In[(Io/g+Vt)/Vt]＝6.3*In[(22/100+1.05)/1.05]=1.198ns
关断的交叉时间是
tcross_turnoff＝T2＋T3＝8.858+1.198＝10ns
因此，关断的交叉损耗是
Pcross_turnoff＝1/2×Vin×Io×tcross_turnoff×fsw＝1/2*15*22*10*10-9*5*105＝0.83w
最终总的开关交叉损耗是：
Pcross＝P cross_turnon＋Pcross_turnoff＝0.64+0.83＝1.47w
Cds电容并不影响V－I重叠面积（因为不和栅极连接）。但是在开关管关断和导通时分别充电和放电，这也是额外损耗（消耗在那里？），在低压是不明显，但是在高压时这个损耗比较大。
P_Cds＝1/2×Cds×V2in×fsw＝1/2*450*10-12*152*5*105＝0.025w
因此总的开关损耗是
Psw＝Pcross＋P_Cds＝1.47+0.025＝1.5w
驱动损耗是
Pdrive＝Vdrive×Qg×fsw＝4.5*36*10-9*5*105＝0.081w
在反激DCM模式下，mosfet的导通损耗原则上是0，关断时，电感中电流为纹波电流。第6章布线要点
第7章反馈环路分析及稳定性
需要数学知识有傅里叶变换、拉普拉斯变换。还要熟悉微积分、级数、复变函数。
第8、9、10、11、12、13、14章传导EMI方面
dBμV＝20×log（mV/10-6） P240
1mV→20×log（10-3/10-6）＝60 dBμV
dB＝20×log（n）→1dB＝20×log（1.122） 0dB＝20×log（1）
传导发射的限制通常最高只达到30MHz，因为电网上30MHz以上的传到噪声会迅速衰减，不会传播的很远并造成干扰。
整流桥二极管会产生大量中频到高频的噪声，尤其在关断瞬间。
线路阻抗不平衡，会使CM噪声转变成DM噪声
这个实践性比较强，先写几个注意事项：
1，DM扼流圈放在AC输入端，用于DM噪声消除，一般DM扼流圈比较小，
2，放2个CM扼流圈，一般CM扼流圈比较大，达到mH级，因为Y电容比较小
3，在桥堆前面放一个X电容，用于平衡2线上的CM噪声，使CM扼流圈有用
4，Y电容不能太大，有安全考虑，LC滤波器的设计
5，DM噪声大部分因为，开关管的滤波电容，其ESR不能为0，开关管的电流在ESR上形成噪声电压源。
6，CM噪声，主要来自开关管（漏极）和散热支架（接地）之间有耦合电容，高频开关电压和地之间通过电容充放电，形成到地的CM噪声。还有一部分是来自变压器。P255-263
《精通开关电源设计》笔记 三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。
电子工程师必备基础知识（一） 运算放大器通过简单的外围元件，在模拟电路和数字电路中得到非常广泛的应用。运算放大器有好些个型号，在详细的性能参数上有几个差别，但原理和应用方法一样。 运算放大器通常有两个输入端，即正向输入端和反向输入端，有且只有一个输出端。部分运算放大器除了两个输入和一个输出外，还有几个改善性能的补偿引脚。 光敏电阻的阻值随着光线强弱的变化而明显的变化。所以，能够用来制作智能窗帘、路灯自动开关、照相机快门时间自动调节器等。 干簧管是能够通过磁场来控制电路通断的电子元件。干簧管内部由软磁金属簧片组成，在有磁场的情况，金属簧片能够聚集磁力线并使受到力的作用，从而达到接通或断开的作用。 电子工程师必备基础知识（二） 电容的作用用三个字来说：“充放电。”不要小看这三个字，就因为这三个字，电容能够通过交流电，隔断直流电；通高频交流电，阻碍低频交流电。 电容的作用如果用八个字来说那就：“隔直通交，通高阻低。”这八个字是根据“充放电”三个字得出来的，不理解没关系，先死记硬背住。 能够根据直流电源输出电流的大小和后级（电路或产品）对电源的要求来先择滤波电容，通常情况下，每1安培电流对应1000UF-4700UF是比较合适的。 电子工程师必备基础知识（三） 电感的作用用四个字来说：“电磁转换。”不要小看这四个字，就因为这四个字，电感能够隔断交流电，通过直流电；通低频交流电，阻碍高频交流电。电感的作用再用八个字来说那就：“隔交通直，通低阻高。”这八个字是根据“电磁转换”三个字得出来的。
电感是电容的死对头。另外，电感还有这样一个特点：电流和磁场必需同时存在。电流要消失，磁场会消失；磁场要消失，电流会消失；磁场南北极变化，电流正负极也会变化。 电感内部的电流和磁场一直在“打内战”，电流想变化，磁场偏不让变化；磁场想变化，电流偏不让变化。但，由于外界原因，电流和磁场都可能一定要发生变化。给电感线圈加上电压，电流想从零变大，可是磁场会反对，因此电流只好慢慢的变大；给电感去掉电压，电流想从大变成零，可是磁场又要反对，可是电流回路都没啦，电流已经被强迫为零，磁场就会发怒，立即在电感两端产生很高的电压，企图产生电流并维持电流不变。这个电压很高很高，甚至会损坏电子元件，这就是线圈的自感现象。 给一个电感线圈外加一个变化磁场，只要线圈有闭合的回路，线圈就会产生电流。如果没回路的话，就会在线圈两端产生一个电压。产生电压的目的就是要企图产生电流。当两个或多个丝圈共用一个磁芯（聚集磁力线的作用）或共用一个磁场时，线圈之间的电流和磁场就会互相影响，这就是电流的互感现象。 大家看得见，电感其实就是一根导线，电感对直流的电阻很小，甚至能够忽略不计。电感对交流电呈现出很大的电阻作用。 电感的串联、并联非常复杂，因为电感实际上就是一根导线在按一定的位置路线分布，所以，电感的串联、并联也跟电感的位置相关（主要是磁力场的互相作用相关），如果不考虑磁场作用及分布电容、导线电阻（Q值）等影响的话就相当于电阻的串联、并联效果。 交流电的频率越高，电感的阻碍作用越大。交流电的频率越低，电感的阻碍作用越小。 电感和充满电的电容并联在一起时，电容放电会给电感，电感产生磁场，磁场会维持电流，电流又会给电容反向充电，反向充电后又会放电，周而复始……如果没损耗，或能及时的补充这种损耗，就会产生稳定的振荡。 电子工程师必备基础知识（四）
开关电源学习笔记
开关电源学习笔记 阅读书记名称《集成开关电源的设计调试与维修》 开关电源术语： 效率：电源的输出功率与输入功率的百分比。其测量条件是满负载，输入交流电压标准值。 ESR：等效串联电阻。它表示电解电容呈现的电阻值的总和。一般情况下，ESR值越低的电容，性能越好 输出电压保持时间：在开关电源输出电压撤消后，依然保持其额定输出电压的时间。 启动浪涌保护：它属于保护电路。它对电源启动时产生的尖蜂电流起限制作作用。为了防止不必要的功率损耗，在设计这一电路时候，一定要保证滤波电容充满电之前，就起到限流的作用。 隔离电压：电源电路中的任何一部分与电源基板之间的最大电压。或者能够加在开关电源的输入与输出端之间的最大直流电压。 线性调整率：输出电压随负载在指定范围内的变化百分率。条件是线电压和环境温度不变。 噪音和波纹：附加在直流信号上的交流电压的高频尖锋信号的峰值。通常是mV度量。 隔离式开关电源：一般指开关电源。它从输入的交流电源直接进行整流滤波，不使用低频隔离变压器。 输出瞬态响应时间：从输出负载电路产生变化开始，经过整个电路的调节作用，到输出电压恢复额定值所需要的时间。
过载过流保护：防止因负载过重，是电流超过原设计的额定值而造成电源的损坏的电。远程检测：电压检测的一种方法。为了补偿电源输出的电压降，直接从负载上检测输出电压的方法。 软启动：在系统启动时，一种延长开关波形的工作周期的方法。工作周期是从零到它的正常工作点所用的时间。 快速短路保护电路：一种用于电源输出端的保护电路。当出现过压现象时，保护电路启动，将电源输出端电压快速短路。 占空比：开关电源中，开关元件导通的时间和变换工作周期之比。 元件选择和电路设计： 一：输入整流器的一些参数 最大正向整流电流：这个参数主要根据开关电源输出功率决定，所选择的整流二极管的稳态电流容量至少应是计算值的2倍。 峰值反向截止电压（PIV）：由于整流器工作在高压的环境，所以它们必须有较高的PIV值。一般600V以上。 要有能承受高的浪涌电流的能力：浪涌电源是用开关管导通时的峰值电流产生。 二：输入滤波电容 输入滤波电容对开关电源的影响 电源输出端的低频交流纹波电压 输出电压的保持时间 滤波电容的计算公式： C=（I*t）/ΔV
《开关电源》笔记 三种基础拓扑（buck boostbuck-boost ）的电路基础： 1，电感的电压公式V L dI ＝L I ，推出 I ＝V × T/L dt T 2，sw 闭合时，电感通电电压 VON ，闭合时间tONsw 关断时，电感电压 VOFF ，关断时间 tOFF 3，功率变换器稳定工作的条件： ION ＝ I OFF 即，电感在导通和关断时， 其电流变化相等。 那么由 1，2的公式可知，V ON ＝L × ION/ tON ，VOFF ＝L ×ΔIOFF/ tOFF ，则稳定 条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4，周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝tON/T ＝tON/（tON ＋tOFF ）→tON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P5152 r ＝I/IL ＝2IAC/IDC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压 值 I ＝Et/L μH Et ＝V × T （时间为微秒）为伏微秒数， L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝Et/（IL ×L μH ）→IL ×L μH ＝Et/r →L μH ＝Et/（r*IL ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般 0.4比较合适，具体 见 P53 电流纹波率r ＝ I/IL ＝ 2IAC/IDC 在临界导通模式下，IAC ＝IDC ，此时r ＝2 见P51 r ＝I/IL ＝VON ×D/LfI L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/LfI L →L ＝V ON ×D/rfI L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rfI L ＝V ON ×D/rfI L 设置r 应注意几个方 面： A,I PK ＝（1＋r/2）×IL ≤开关管的最小电流，此时 r 的值小于0.4 ，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方 式 P24-26， 最大负载电流 时 r ’＝ I/ILMAX,当r ＝2时进入临界导通模式，此时 r ＝ I/Ix ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’/2）I LMAX 时，进入临界导通模式 ,例如：最大负载电流 3A ，r ’＝0.4，则负 载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模 式 避免进入临界导通模式的方法有 1，减小负载电流 2，减小电感（会减小 I ，则减小r ）3， 增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算 1/2×L ×I 2 PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的 r 值负载电流ILIPK 输入电压范围VIN 输 出电压VO 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于 EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m Wb/m 2 B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉 （ T ）或韦伯每平方米 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为 dB ＝k ×I ×dl ×aR/R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，aR 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量
《开关电源》笔记 三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。
开关电源术语 这些定义应被认为是有关于开关电源的 ,并不一定等同的适用于其它技术领域. 考虑到在其它出版物(标准,词典,制造商数据手册 ,技术笔记,手册)已经同时给出了定义,下列的术语仅代表作者本人的观点,并可能与使用本文档的特定用户有轻微的差别. 绝对额定最大值,元件: 如果超过将导致永久性的器件损坏的规定值. 这不是连续额定值,并不表示适当的操作. Ae, 有效区域: 对于给定几何尺寸的磁芯,是指具有同样磁性的同种原料的圆柱形磁芯的横截面积. 周围温度Ambient Temperature (1): 目标温度和SMPS周围静止空气的温度,在距离电源最小为4" (100mm)处测得. 周围温度Ambient Temperature (2): 根据MIL-STD-810E: 除了必要的支撑点,测试单元应完全出于空气的包围中.周围空气的温度梯度应为测量温度的2℃之内且不超过1℃每米. 安培匝数Ampere Turns (NI): 流过线圈的电流与线圈匝数的乘积. ATP: 验收测试步骤(Acceptance Test Procedure). BABT: 英国无线电通讯认证部(The British Approvals Board for Telecommunications).对英国市场上的无线电通讯设备进行认证的肚里组织.BABT对测试实验室进行认证和授权. 行为模型(Behavioral Model): 用数学关系表达的电路模块的模型.是最高的仿真层次. BJT: 双极结晶体管(Bipolar Junction Transistor.). BOM: 物料清单(Bill of Material). 升压式(Boost): 一种基本的开关电源结构,在开关导通时能量存储到电感中,在开关断开时能量
【最牛笔记】大牛开关电源设计全过程笔记！ 反激变换器设计笔记 1、概述 开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。 基本的反激变换器原理图如图1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。 2、设计步骤
接下来，参考图2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器 1.Step1：初始化系统参数 ------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC ------电网频率：fline（国内为50Hz） ------输出功率：（等于各路输出功率之和） ------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率： 对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：
单路输出时，KL（n）=1. 2. Step2：确定输入电容Cbulk Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265VAC），取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。
一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC： 3. Step3：确定最大占空比Dmax 反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。
仙童资料翻译：十三个步骤教你完整设计正激双路输出开关 电源，妥妥的！ 最新通知【通知】跳槽季电源企业怎么快速招到电源工程师？各地招聘电源工程师（点击下面蓝色标题直接查看）【东莞】诚聘开关电源技术人才，管理人才！ 【上海】爱立信招聘电源工程师，磁性元器件工程师，电源验证工程师...... 步骤一确定系统对象图1线性电源范围 电压倍压电路如图1所示，通常是用于正激式电路，在普通电压输入的情况下。所以最小的线性电压是实际电压的2倍。——线性频率fL——最大输出功率P0——预计功率：这是需要估计这功率转换器的效率去计算出这最大的输入电压。如果无法参考资料，设Eff=0.7~0.75，用于低电压输出的设备；设Eff=0.8~0.85，用于高电压输出的设备。确定的估计效率，这最大的输出功率是基于输入最大功率，选择适合的开关芯片。因为MOSFET管的两端电压是转换器的两倍电压，一个额定电压是800V的开关芯片，MOS管就可用于一般的电压输入。开关芯片的种类的额定功率已经在设计软件之内。步骤二确定DC电容（）和DC电压范围图2这最大的DC电压(DC link voltage)波纹是： Dch是是链电容(DC link capacitor)占空比，如图2，通常值为
0.2。 用于倍压器的两个电容要串联，每个电容值是方程（2）中所需电容的2倍。在已知的最大电压波纹，那么这最小和最大的直流链电压（DC link voltage）是：步骤三确定变压器重置方式和最大占空比（Dmax）正激式开关电源一个固有的限制，在MOSFET关闭的时候，就是变压器必须重置。因此，额外的重置方案应该被纳入。现有两个重置方案：a．辅绕组重置该方案有益于效能，因为能量被储存在磁化电感中，且能量会释放回输入电路中。但是额外的绕组会使得变压器的构造更复杂。图3 MOSFET管上最大的电压和最大占空比是：Np和Nr和分别分别是初级（primary winding）匝数(笔者注：初级=主绕组)和辅绕组匝数。由方程（5）（6）可得，当Dmax逐渐减少，在MOSFET管上最大的电压会跟着减少。然而，减小的Dmax 导致在次边的电压应力上升。因此，在一般输入电压下，设定Dmax=0.45和Np和Nr是比较合适的。在辅边重置电路中，开关芯片内部已经限制占空比低于50%，用于阻止磁饱和现象发生在变压器上。b．RCD重置图4画出带有RCD 重置的正激式简化电路图。缺点是储存在磁电感中的能量被消耗。在RCD缓冲器中，不像辅绕组重置方案可以返还能量于输入电压中，但是，因为它简单，这方案广泛应用于许多预算有限的开关电源中。
开关电源学习笔记 阅读书记名称《集成开关电源的设计调试与维修》 开关电源术语： 效率：电源的输出功率与输入功率的百分比。其测量条件是满负载，输入交流电压标准值。 ESR：等效串联电阻。它表示电解电容呈现的电阻值的总和。一般情况下，ESR值越低的电容，性能越好 输出电压保持时间：在开关电源输出电压撤消后，依然保持其额定输出电压的时间。 启动浪涌保护：它属于保护电路。它对电源启动时产生的尖蜂电流起限制作作用。为了防止不必要的功率损耗，在设计这一电路时候，一定要保证滤波电容充满电之前，就起到限流的作用。 隔离电压：电源电路中的任何一部分与电源基板之间的最大电压。或者能够加在开关电源的输入与输出端之间的最大直流电压。 线性调整率：输出电压随负载在指定范围内的变化百分率。条件是线电压和环境温度不变。 噪音和波纹：附加在直流信号上的交流电压的高频尖锋信号的峰值。通常是mV度量。 隔离式开关电源：一般指开关电源。它从输入的交流电源直接进行整流滤波，不使用低频隔离变压器。 输出瞬态响应时间：从输出负载电路产生变化开始，经过整个电路的调节作用，到输出电压恢复额定值所需要的时间。 过载过流保护：防止因负载过重，是电流超过原设计的额定值而造成电源的损坏的电。 远程检测：电压检测的一种方法。为了补偿电源输出的电压降，直接从负载上检测输出电压的方法。 软启动：在系统启动时，一种延长开关波形的工作周期的方法。工作周期是从零到它的正常工作点所用的时间。 快速短路保护电路：一种用于电源输出端的保护电路。当出现过压现象时，保护电路启动，将电源输出端电压快速短路。 占空比：开关电源中，开关元件导通的时间和变换工作周期之比。 元件选择和电路设计： 一：输入整流器的一些参数 最大正向整流电流：这个参数主要根据开关电源输出功率决定，所选择的整流二极管的稳态电流容量至少应是计算值的2倍。 峰值反向截止电压（PIV）：由于整流器工作在高压的环境，所以它们必须有较高的PIV值。一般600V以上。 要有能承受高的浪涌电流的能力：浪涌电源是用开关管导通时的峰值电流产生。 二：输入滤波电容 输入滤波电容对开关电源的影响 电源输出端的低频交流纹波电压 输出电压的保持时间 滤波电容的计算公式： C=（I*t）/ΔV C：电容量，F I：负载电流，A t：电容提供电流的时间，S ΔV：所允许的峰-峰值纹波电压，V
《开关电源入门》,图灵出版的和美国半导体总工写的.《开关电源设计与优化》写的不适合初学者 1、《开关电源指南》第2版,浙江大学徐德鸿翻译的,也有可能是他的学生翻译,他署名出版而已.说实话,翻译水平很烂,错误相当多,但里面很多内容,相当不错,很适合入门.英文水平高的,可以看英文原版. 2、《开关电源设计》第2版,华南理工大学王志强翻译的,挺厚的,黑白相间的书皮,也不错. 3、《电力电子系统建模》浙大徐德鸿翻译,《开关变换器的建模与控制》, 张卫平著. 这两本书,详细讲解了开关电源的建模方式和环路补偿,怎么调整电源环路的稳态性能和暂态性能.这两本书看懂了,做电源,我个人觉得,理论水平已经达到一定高度了. 4、《直流开关电源的软开关技术》和《全桥移相软开关技术》,南航阮新波的博士论文,整理后出版的两本书,国内凡是写软开关的书,大部分都是照抄它们或者无一不参考它们.其中后一本书已经绝版了,市场上已经买不到,淘宝网上有复印版本卖,大概45元,质量很不错的. 5、《开关电源磁性元器件》,赵修科著.磁性器件,可以说是开关电源的心脏,不懂磁,想做好电源,那是不可能的.这本书对磁的理解深刻而全面. 6、control loop cookbook 德州仪器的技术资料,作者就是提出著名右半平面零点概念的那个人,相当的好. 其他的书嘛,就是大学教材,模拟电路和经典控制理论,一定是要读通掌握才行.总的来说,软开关,就看阮新波足够;环路方面,主要还是看外国人写的;磁和变压器方面,主要看赵修科和台湾人写的. 仿真软件还是要掌握一些的. 1、orcad pspice适合做电路元件级级仿真,仿模拟电路和开关电源小信号模型,效果相当好. 2、saber适合做系统级仿真,特别适合开关电源这种含有脉冲式信号的电路,模型库参数全,仿真精度高,尤其是强大的仿真结果后续处理能力,是我用过的仿真软件中,功能最强大的一款.不过,在国内普及程度,没有pspice高,一套正版8
反激式开关电源设计
反激式开关电源变压器设计 2011年04月25日来源：网络 [责任编辑：wangpan] 中心议题： * 反激式开关电源变压器的设计步骤 解决方案： * 选定原边感应电压V * 确实原边电流波形的参数 * 选定变压器磁芯 * 计算变压器的原边匝数 * 确定次级绕组的参数，圈数和线径 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。 算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。 第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电
压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来， 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L，这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L，这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L，，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOFF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（80+90）=0.47 第二步，确实原边电流波形的参数。 原边电流波形有三个参数，平均电流，有效值电流，峰值电流。首先要知道原边电流的波形，原边电流的波形如下图所示，画的不好，但不要笑啊。这是一个梯形波横向表示时间，纵向表示电流大小，这
从《精通开关电源设计》 整理出的 “反激变换器的设计步骤 齐纳管吸收漏感能量的反激变换器： 0. 设计前需要确定 的参数 开关管 Q 的耐压值： Vmq 输入电压范围： Vinmin ? Vinmax 输出电压 Vo 电源额定输出功率：Po （或负载电流Io ） 电源效率： X 电流/磁通密度纹波率：r （取0.5，见注释C ） 工作频率： f 最大输出电压纹波： Vopp1. 齐纳管 DZ 的稳压值 Vz Vz 2. 一次侧等效输出电压 Vor Vor = Vz / 1.4 （见注释 A ）3. 匝比 n （Np/Ns ） 般取0.5?1V 。4.最大占空比的理论值 Dmax Dmax = Vor / （Vor + Vinmin ） ，此值是转换器效率为 100%时的 理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算 法计算。 般控制器的占空比限制 Dlim 的典型值为 70%。 上面是先试着确定 Vz ,也可以先试着确定 n ,原则是n = Vin n = Vor / （Vo + Vd ） ，其中 Vd 是输出二极管 D 的正向压降，
/ Vo，Vin 可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz， Dmax 等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n 进行调整，反复计算，可以得到比较合理的 选 择。 5. 负载电流Io Io = Po / Vo,如果有多个二次绕组，可以用单一输出等 效。 6. 一次侧有效负载电流Ior Ior = Io / n ，由Ior X Np = Io X Ns 得来。7.占空比 D D = Iin / (Iin + Ior) ，其中lin = Pin / Vin，而Pin = Po / X。这 里Vin 取Vinmin 。(见注释B)8. 二次电流斜坡中心值Il Il = Io / (1 - D)9. 一次电流斜坡中心值Il r Ilr = Il / n10. 峰值开关电流 Ipk Ipk = (1 + 0.5 X r) X Ilr11.伏秒数Et Et = Vinmin X D / f ，(Et = Von X Ton = Vinmin X D/f) 12. 一次电感Lp Lp = Et / (Ilr X r)13. 磁芯选 择 (1) Ve = 0.7 X (((2 +「)八2) / r) X (Pin / f) , Ve 单位cmT ; f单位KHz，根据此式确定磁芯有效体积Ve,寻找符合此要 求的磁芯。(见注释 D ) (2)最适合反激变压器的磁芯是“ E Cores”和“ U Cores”,“ ETD'、” ER'、“ RM'这三种用于反激性能一般，而 “ Planar E”、
AND8242/D 19 V , 3.0 A Universal Input AC-DC Adaptor Using NCP1271 Prepared by: Jon Kraft and Kahou Wong ON Semiconductor INTRODUCTION The N CP1271 is one of the latest fixed-frequency current-mode PWM switching controllers with (1) adjustable Soft-Skip t standby operation for low-level audible noise, (2) integrated high-voltage startup for saving standby power, (3) timer based overload fault detection, and (4) internal latch protection features. Table 1 summarizes all the features of an NCP1271 based power supply. This application note presents an example circuit (Figure 1) using the NCP1271 (65 kHz version) in a flyback topology. The design steps and subsequent measurements are also included. An Excel based design worksheet is available at https://www.doczj.com/doc/fc4308649.html,. The measurements show that the 19 V , 3.0 A circuit delivers above 85% across a universal input (85 to 265 Vac).The no load standby consumption is 83 mW at 230 Vac and the light load operation is greater than 75% efficient. Figure 1. Application Circuit Schematic APPLICATION NOTE https://www.doczj.com/doc/fc4308649.html,
《开关电源技术》课程教学大纲 总学时：32 学分：2 理论学时：32 实验学时：0 面向专业：农业电气化与自动化、电气工程及其自动化 课程代码：先开课程：电力电子技术 课程性质：专业选修课 执笔人：刘晓红审定人：连正国刘立山 第一部分：理论教学部分 一、说明 1、课程的性质、地位和任务 本课程是电气工程及其自动化专业、农业电气化与自动化专业的选修课程，为拓宽学生在电力电子技术学科知识面有着十分重要的地位，也是电力电子技术学科分支基础课。随着电力电子技术的迅速发展，高频开关电源已经广泛应用于计算机、通信、工业加工和航空航天等领域。本课程主要任务包含：开关电路电路的功率变换、磁性元件的设计原则以及闭环反馈的稳定性和驱动保护等内容。 2、课程教学和教改基本要求 学习这门课程时，要着重基本概念、基本电路的理解和对基本电路的分析、设计能力的培养，具备一定的计算和调试能力,做到器件、电路、应用三个方面结合。 二、教学内容与课时分配 基本开关型调整器（4学时） 线性调整器工作原理、优缺点、功率损耗、效率与输出电压关系；buck开关型调整器拓扑工作原理、效率和设计；boost开关调整器拓扑工作原理、模式分析和设计；反极性开关调整器拓扑原理和设计。 重点：基本开关型调整器拓扑结构、工作原理、特点。 难点：各基本开关型调整器特点及其设计要求。 建议教学方法：课堂讲授
推挽和正激变换器拓扑（8学时） 推挽拓扑原理、磁通分析及其设计要求；正激变换器拓扑工作原理、磁路分析和基本设计要求；双管单端正激变换器拓扑原理和设计要求；交错正激变换器拓扑基本工作原理、特点以及设计要求。 重点：推挽和正激变换器各拓扑结构的工作原理、工作特点和设计要求。 难点：推挽和正激变换器各拓扑结构的工作原理分析。 建议教学方法：课堂讲授 半桥和全桥变换器拓扑（8学时） 半桥变换器拓扑的工作原理设计要求；全桥变换器拓扑基本工作原理和设计要求。 重点：半桥和全桥变换器拓扑结构、工作原理、设计要求 难点：半桥和全桥变换器拓扑工作原理 建议教学方法：课堂讲授 反激变换器（6学时） DCM模式下反激变换器工作原理；连续模式下的反激变换器工作原理；交错反激变换器；双端不连续模式反激变换器。 重点：DCM模式下反激变换器工作原理；连续模式下的反激变换器工作原理 建议教学方法：课堂讲授 电流模式拓扑和电流馈电拓扑（4学时） 电流模式拓扑优点；电流模式和电压模式控制电路的比较。 重点：电流模式和电压模式控制电路原理、特点 建议教学方法：课堂讲授 变压器设计（2学时） 开关电源电路高频变压器设计要求 重点：高频变压器设计步骤 建议教学方法：课堂讲授 三、考核方式和要求 闭卷考试，采用百分制。主要考查学生对开关电路电路拓扑结构、工作原理、设计要求等基本原理分析和计算能力，以及对一些基本的概念的理解能力。
对于开关电源的噪声，除了芯片本身，Layout的设计最为重要，记录一些相关的技巧。不少关于EMI的观念具有通用性。下面我们谈谈关于开关电源设计的一些关键问题。 AC和DC电流路径 开关电源在导通和关闭两种状态下的电流回路不尽相同，于是在部分支路上会出现阶跃电流（step current）（图1. C），这就是所谓需要关注的AC电流路径。 以PCB走线20nH/inch计算，典型buck converter的AC电流路径上电流变化大约是开关电源关闭转换时负载电流大小的1.2倍，是导通转换时负载电流的80%。高速场效应管的转换时间为 30ns，Bipolar的转换时间为70ns；根据V=L*dI/dt，当转换时间（transition time）为30ns的1安培电流流过的一英寸走线将产生0.7V的电压，相同时间3安培两英寸走线就是4V！所以第一条准则便是：吝惜AC电流路径走线长度。 此外电源芯片的GND脚走线尽可能短以防止出现“地弹”（ground bounce），输入电容位置应靠近芯片。 元件要“扎堆” 最大的遗憾是不能把元件重叠起来，因此究竟先考虑哪个元件就十分重要了。 准则一：输入端的两个电容Cin和Cbypass。 输入端电容的作用是抑制输入电压的波动。输入电压的波动主要来自电源开关时的脉冲输入电流，Bulk电源的输出电流较平整（LC串联电路）；Boost电源的情况正好相反，输入电容电流平整，脉冲电流进入输出电容。原文还提及了Buck-Boost或“flyback”（回扫），Cuk（据说这种是理想的DC-DC转换器，不存在所谓AC电流路径，输入输出全是平整电流，没玩过L）等电源，其输入输出电容上的电流状况取决于各自的拓扑结构。 在开关电源导通的瞬间，大部分脉冲电流来自Cbypass，其余部分主要来自Cin，只有那些缓慢变化的电流才来自DC输入电源。因此输入电容实际为芯片提供了脉冲电流源，如果输入电容的ESR和ESL太高会造成不必要的高频输入电压纹波，我们看到这句话千万不可理解为要无限加大输入电容，由开关频率（100K-260K）产生的自然输入电压纹波不在考虑范围，俺们考虑的是在转换瞬间频率为10MHz-30MHz噪声，特别的对于高速开关电源（这里的高速和开关的频率并无多大关系，而是指开关的转换时间，FET速度快于Bipolar），将一个0.1uF-0.47uF的贴片电容Cbypass尽可能靠近芯片，Bulk电容Cin个头大，可
1.开关电源设计前各参数 以NXP的TEA1832图纸做说明。分析电路参数设计与优化并到认证至量产。所有元器件尽量选择公司现有的或者量大的元件，方便后续降成本。 1、输入端：FUSE选择需要考虑到I^2T参数。保险丝的分类，快断，慢断，电流，电压值，保险丝的认证是否齐全。保险丝前的安规距离2.5mm以上。设计时尽量放到3mm以上。需考虑打雷击时，保险丝I2T是否有余量，会不会打挂掉。 2、压敏电阻：图中可以增加一个压敏电阻，一般采用14D471,也可采用561，直径越大抗浪涌电流越大，也有增强版的10S471,14S471等，一般14D471打 1KV,2KV雷击够用了，增加雷击电压就要换成MOV+GDT。有必要时，压敏电阻外包个热缩套管。 3、NTC：图中可以增加个NTC,有的客户有限制冷启动浪涌电流不超过60A,30A，NTC的另一个目的还可以在雷击时扛部分电压，减下MOSFET的压力。选型时注意NTC的电压，电流，温度等参数。 4、共模电感：传导与辐射很重要的一个滤波元件，共模电感有环形的高导材料5K,7K,0K,12K,15K，常用绕法有分槽绕，并绕，蝶形绕法等，还有UU型，分4个槽的ET型。这个如果能共用老机种的最好，成本考虑，传导辐射测试完成后才能定型。 5、X电容选择：需要与共模电感配合测试传导与辐射才能定容值，一般情况为功率越大X电容越大。 6、如果认证有输入L,N的放电时间要求，需要在X电容下放2并2串的电阻给电容放电。 7、桥堆的选择：一般需要考虑桥堆能过得浪涌电流，耐压和散热，防止雷击时坏掉。 8、VCC启动电阻：注意启动电阻的功耗，主要是耐压值，1206一般耐压200V,0805一般耐压150V，能多留余量比较好。 9、输入滤波电解电容：一般看成本的考虑，输出保持时间的10mS，按照电解电容容值的最小情况80%容值设计，不同厂家和不同的设计经验有点出入，有一点要注意普通的电解电容和扛雷击的电解电容，电解电容的纹波电流关系到电容寿命，这个看品牌和具体的系列。 10、输入电解电容上有并联一个小瓷片电容，这个平时体现不出来用处，在做传导抗扰度时有效果。 11、RCD吸收部分：R的取值对应MOSFET上的尖峰电压值，如果采用贴片电阻需注意电压降额与功耗。C一般取102/103 1KV的高压瓷片，整改辐射时也有可能会改为薄膜电容效果好。D一般用FR107,FR207，整改辐射时也有改为1N4007的情况或者其他的慢管，或者在D上套磁珠（K5A,K5C等材质）。小功率电源，RC可以采用TVS管替代，如P6KE160等。 12、MOSFET的选择，起机和短路情况需要注意SOA。高温时的电流降额，低温时的电压降额。一般600V 2-12A足够用与100W以内的反激，根据成本来权衡选型。整改辐射时很多方法没有效果的时候，换个MOSFET就过了的情况经常有。