所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。 三电平逆变器的工作原理 以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2; 若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。
“1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流 从O点顺序流过箱位二极管D a1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0”状态，如图所示。
三电平逆变器的主电路结构及其工作原理 所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。 三电平逆变器的工作原理 以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2; 若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。
“1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流 从O点顺序流过箱位二极管D a1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0”状态，如图所示。 (3) 当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开 关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电，该相输出端电位等同于负极点电位，输出电压U=-V dc/2;若负载电流为负方向，则电源对电容C2充电，电流流过主开关管Sa3、Sa4注入负极点，该相输出端电位仍然等同于负极点电位，输出电压U=-V dc/2。通常标识为“-1”状态，如图所示。
[三电平逆变器的主电路结构及其工作原理]三电平逆变器 工作原理 三电平逆变器的主电路结构及其原理 所谓三电平是指逆变器侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱 位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT 开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。 三电平逆变器的工作原理 以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假 设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+Vdc/2;若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1
充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+Vdc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。 “1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从O点顺序流过箱位二极管Da1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管Da2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0”状态，如图所示。 (3) 当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电，该相输出端电位等同于负极点电位，输出电压U=-Vdc/2;若负载电流为负方向，则电源对电容C2充电，电流流过主开关管Sa3、Sa4注入负极点，该相输出端电位仍然等同于负极点电位，输出电压U=-Vdc/2。通常标识为“-1”状态，如图所示。 三电平逆变器工作状态间的转换
三电平逆变器的主电路结构 及其工作原理 -标准化文件发布号：（9556-EUATWK-MWUB-WUNN-INNUL-DDQTY-KII
三电平逆变器的主电路结构及其工作原理 所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压 (+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。 三电平逆变器的工作原理 以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压 U=+V dc/2;若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。
“1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流 从O点顺序流过箱位二极管D a1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0”状态，如图所示。 (3) 当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开 关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电，该相输出端电位等同于负极点电位，输出电压U=-V dc/2;若负载电流为负方向，则电源对电容C2充电，电流流过主开关管Sa3、Sa4注入负极点，该相输出端电位仍然等同于负极点电位，输出电压U=-V dc/2。通常标识为“-1”状态，如图所示。
收稿日期:2004-02-24 作者简介:陶生桂(1940-),男,江苏常熟人,教授,博士生导师.E 2mail :hb9139@https://www.doczj.com/doc/de1080309.html, 三电平逆变器中点电位平衡 电路的设计与仿真 陶生桂,龚熙国,袁登科 (同济大学沪西校区电气工程系,上海 200331) 摘要:多电平逆变器在中高压大功率场合得到了广泛的研究和应用.二极管中点箝位三电平逆变器是一种简单实用的多电平逆变器,但是三电平逆变器直流侧中点电位偏移问题影响着逆变器及其电机调速系统的可靠性.为此提出了一种用于三电平逆变器中点电位平衡的硬件电路,详细介绍了其工作原理以及参数设定,并用Matlab/ Simulink 仿真工具对系统进行了研究,给出了较好的仿真结果. 关键词:三电平逆变器;中点电位平衡;二极管箝位 中图分类号:TM 464 文献标识码:A 文章编号:0253-374X (2005)03-0395-05 Design and Simulation of Novel Circuit for Neutral 2Point Voltage Balance in Three 2Level Inverter TA O S heng 2gui ,GON G Xi 2guo ,Y UA N Deng 2ke (Department of Electrical Engineering ,Tongji University West Campus ,Shanghai 200331,China ) Abstract :The multilevel inverter has been studied and used widely in high power applications for medium or high voltage.Diode 2clamped three 2level inverter is a simple and practical kind of inverter.But the deviation of neutral point voltage is one of the key aspects that affects the reliability of the three 2level inverter and its electric drive system.This paper presents a novel circuit for neutral 2point voltage balance in the three 2level inverter.The operation principle and parameters setting are analyzed in detail.Simulation results based on Matlab/Simulink are supplied to confirm the validity of the pro 2posed circuit. Key words :three 2level inverter ;neutral 2point voltage balancing ;diode 2clamped 近几年来,多电平逆变器成为人们研究的热点课题.三电平逆变器是多电平逆变器中最简单又最实用的一种电路.三电平逆变器与传统的两电平逆变器相比较,主要优点是:器件具有2倍的正向阻断电压能力,并能减少谐波和降低开关频率,从而使系统损耗减小,使低压开关器件可以应用于高压变换器中[1].但是三电平逆变器控制策略复杂,并要考 虑中点电位平衡的问题.若逆变器直流母线上串联的2个电容的中点电压出现偏移,将引起三电平逆变器输出电压波形发生畸变而增大谐波及损耗[2].抑制三电平逆变器中点电位偏移的方法有硬件和软件两类.从软件出发将会增加控制的复杂性.笔者提出了一种抑制三电平逆变器中点电位偏移的硬件电路的实现方法.详细介绍了其工作原理和电路设计, 第33卷第3期2005年3月 同济大学学报(自然科学版) JOURNAL OF TON G J I UN IVERSITY (NATURAL SCIENCE )Vol.33No.3 Mar.2005
资料范本 本资料为word版本，可以直接编辑和打印，感谢您的下载 中国半导体产业趋势 地点：__________________ 时间：__________________ 说明：本资料适用于约定双方经过谈判，协商而共同承认，共同遵守的责任与义务，仅供参考，文档可直接下载或修改，不需要的部分可直接删除，使用时请详细阅读内容
中国半导体产业趋势 Michael Pecht, Weifeng Liu 马里兰大学CALCE 电子产品与系统中心 David Hodges 加利福尼亚大学电子工程与计算科学系 【导读】中国半导体工业在世界上处于一个什么样的地位，其发展目标是什么？什么是909项目？美国学者Pecht等人从多个角度概述了中国半导体产业的发展现状，并对中国半导体产业面临的机遇与挑战以及未来发展趋势进行了评论与分析。 随着中国信息技术和通讯基础设施建设的发展以及对普通消费产品需求的增加，中国对半导体产品尤其是集成电路的需求急剧增加。尽管很难统计中国进口的集成电路的准确数据，但各种对中国半导体市场的评估结果如日本电子工业协会和SEMI（Semiconductor Equipment and Materials International）的调研数据表明中国进口半导体的金额大约为：1996年50~70亿美元，1997年80亿美元。1999年，在中国销售的芯片总值达86亿美元，约占世界半导体市场的5.9%。Cahners In-Stat集团的市场研究人员认为从1999年到2001年，中国的芯片购买能力将以每年33%的速度增长。未来三年，中国的半导体市场将达到近270亿美元，约占世界半导体市场的8.6%。到2010年，中国可以期望成为仅次于美国的世界第二大半导体市场。与韩国和台湾的半导体工业拥有尖端精密的制造设备不同，中国大陆的半导体工业仍然主要由生产率和加工技术相对低下的小规模制造企业组成。事实上，半导体制造部门是中国电子工业最为薄弱的环节，中国95%的电子产品中的半导体元件依赖从美国和日本的进口。 中国通常只能制造线宽0.5~1.6μm、直径125mm和150mm的商品硅片，产能不到全球芯片产量的1%，仅能满足国内20%的需求。显然，根据中国半导体产品的年销售额超过20亿美元来预测中国占亚洲半导体总需求的15%是不准确的。
摘要 三相三电平逆变器具有输出电压谐波小，/ dv dt小，EMI小等优点，是高压大功率逆变器应用领域的研究热点，三相二极管中点箝位型三电平逆变器是三相三电平逆变器的一种主要拓扑，已经得到了广泛的应用。三相T型三电平逆变器，是基于三相二极管中点箝位型三电平逆变器的一种改进拓扑。这种逆变器中，每个桥臂通过反向串联的开关管实现中点箝位功能，是逆变器输出电压有三种电平。该拓扑比三相二极管中点箝位型三电平拓扑结构每相减少了两个箝位二极管，可以降低损耗并且减少逆变器体积，是一种很有发展前景的拓扑。 本设计采用正弦脉宽调制（SPWM），本文介绍了三相T型三电平逆变器的设计，介绍其结构和基本工作原理，及SPWM控制法的原理，并利用SPWM控制的方法对三电平逆变器进行设计与仿真。本设计采用SIMULINK对T型三电平逆变电路建立模型，并进行仿真。 关键词： T型三电平逆变器、正弦脉宽调制、SIMULINK仿真
目录 第一章绪论 (6) 1.1研究背景及意义 .. 1.2三电平逆变器拓扑分类 第一章 T型三电平逆变器工作原理分析 (6) 1.1逆变器的结构 1.2本章小结 第二章正弦脉波调制（SPWM） (7) 3.1 PWM与SPWM的工作原理 3.2三电平逆变电路SPWM的实现 3.3本章小结 第三章电路仿真与参数计算 (10) 4.1逆变器的基本要求 4.2电路图 4.3调制电路 4.4L-C滤波电路 4.5结果分析 第四章课程设计小结 (14) 参考文献 (15)
第一章绪论 1.1 研究背景及意义 近年来，随着经济的飞速发展，人类对能源的需求也大幅度增加，而传统能源面临着枯竭的危机。在这种情况下，我们不得不加速开发新型能源。各国的专家致力于新能源的开发与利用，光伏发电、风力发电、生物发电等各种新型发电技术已经得到了一定的应用，并且正在蓬勃的发展，尤其是光伏发电，因其成本低、稳定性较好，控制简单等优点，在各国得到了广泛的应用。受地区气象条件的影响，太阳能光伏电池板输出的直流电压极不稳定，而且电压幅值低，容量小。为了高效利用太阳能，需要将不稳定的光伏电池串、并联组合，并且经过多级电力电子变换器组合输出恒频交流电压并网运行。而把这些初始能源转化为可用电能的桥梁就是逆变器。随着开关器件的不断发展，逆变器的拓扑、调制方式和控制策略也在不断发展，控制理论在逆变器的控制上得到了很好的应用，这一切都保证了优良的供电质量。在一些高电压、大功率的应用场合，传统的两电平逆变器由于开关器件耐压限制，无法满足需求。在这种情况下，如何将低耐压开关器件应用于高电压大功率场合成为各国专家研究的热点，由此，多电平逆变器技术应运而生。多电平的概念最早是由日本专家南波江章(A.Nabae)等人在 1980 年提出的[1]，通过改变主电路的拓扑结构、增加开关器件的方式，在开关器件关断的时候将直流电压分散到各个器件两端，实现了低耐压开关器件在大功率场合应用。 1.2三电平逆变器拓扑分类 常见的多电平的电路拓扑主要有三种：二极管箝位型逆变器、飞跨电容箝位型逆变器和具有独立直流电源的级联型逆变器。本文研究的 T 型三电平逆变器可以说是中点箝位型逆变器的改进拓扑，其优势主要体现在减少了电流通路中的开关器件数量，减少了传导损耗。而且与二极管箝位型三电平逆变器相比，T 型三电平逆变器的每个桥臂少用了两个箝位二极管，其控制方法和二极管箝位型三电平逆变器类似[2]。T 型三电平逆变器融合了两电平和三电平逆变器的优势，既有两电平逆变器传导损耗低，器件数目少的优点，又有三电平逆变器输出波形好，效率高的优点，是很有发展前景的一种三电平逆变器拓扑。
安森美半导体(ON Semiconductor，美国纳斯达克上市代号：ONNN)是应用于高能效电子产品的首要高性能硅方案供应商。公司的产品系列包括电源和信号管理、逻辑、分立及定制器件，帮助客户解决他们在汽车、通信、计算机、消费电子、工业、LED照明、医疗、军事/航空及电源应用的独特设计挑战，既快速又符合高性价比。公司在北美、欧洲和亚太地区之关键市场运营包括制造厂、销售办事处及设计中心在内的世界一流、增值型供应链和网络。安森美半导体致力于成为全球高性能电源解决方案的首要供应商。凭借强势的产品系列及丰富的支援和物流系统，已经成为全球计算机、通信、消费者和工业系统设计人员的首选电源元件和系统供应商。 北京南电科技发展有限公司供应部分常规现货系列： 低损耗、大电流肖特基二极管和整流器 1N5817G~1N5822RLG MBRS110T3G~MBRS340T3G MBR110G~MBR6045WTG MBR0520LT1G~MBR0540T1G 高速、小信号开关二极管 BAS16LT1G~BAS21LT1G BAV70LT1G~BAV70LT1G MMBD2835LT1G~MMBD914LT1G MMDL6050T1G~MMDL770T1G 瞬态电压抑制器(tvs)器件，用于抑制瞬态浪涌 SMF5.0AT1G~1PMT12AT1G 1SMA5.0T3G~1SMB170AT3G 1SMC5.0AT3G~1.5SMC91AT3G P6KE6.8ARLG~1.5KE91ARL4G 齐纳二极管，用于稳压电路 1N5913BRLG~1N5956BRLG 1SMA5913BT3G~1SMB5956BT3G 1N5333BRLG~1N5388BRLG MMBZ5221BLT1G~MMBZ5270BLT1G 标准及快恢复整流器，用于可能遭受大浪涌电路的电路 1N4001RLG~1N5408RLG MUR105RLG~MUR3060WTG MURA110T3G~MURA260T3G MURS105T3G~MURB1660CTT4G 大功率音频电路用音频晶体管和通用晶体管 D44H11G~D45H11G BC807-16LT1G~BCP56-16T1G MJE15030G~MJE5852G 达林顿晶体管和达林顿晶体管对
三电平逆变器基本介绍一、三电平逆变器的基本工作原理 + BUS + 1 2 V DC C 1 D 3 Q 1 Q 2 i L L C + u C D 1 GND + u 负 载 Q 3 + 1 2 V DC C 2 D 4 D 2 Q 4 ? BUS 图1三电平逆变器主电路
图2四个开关管的驱动信号波形
当u>0时，u=S* *1/ 2V DC，且S* =1表示Q1 通Q3 断，S* =0 表示 Q1断Q3通； 当u<0时，u=(S* ?1) *1/ 2V DC，且S* =1表示Q2 通Q4 断，S* =0 表示Q2断Q4通； 由以上可见，S1代表了Q1 通（输出电压的正半周）或Q2 通* = （输出电压的负半周），而由图2 可见，Q1 正半周与Q2 负半周的驱动波形组合起来与原两电平的上管驱动波形完全一致，因此可以直接在原两电平的控制器平台上进行一定的修改，即可得到适合于三电平的控制器。 u = V S *1/ 2V DC = DC 4V t (S1) *1/ 2V ?= DC *v m t V DC 4V 1 4 + V DC 1 ? *v V m DC 4 u u > < 时 时
图3三电平逆变器模型（包括调制部分）
图4三电平逆变器的控制框图二、三电平逆变器的缓冲电路 P1P2 + 1 2 V DC ? G2 G1C DC1 D R1 1 C 1 D 3 Q 1 Q 2 A L i L +u C + u C ? 负 载 + 1 2 V DC ?C DC2 C 2 D R2 2 D 4 Q 3 Q 4 N1N2 图 5 实验中所采用的NPC 缓冲电路
三电平逆变器基本介绍 一、三电平逆变器的基本工作原理 DC V 2 1DC V 21 图1 三电平逆变器主电路 图2 四个开关管的驱动信号波形
当u 时，u ，且表示Q1通Q3断，S 表示 Q1断Q3通； 0>DC V S 2/1**=1*=S 0*= 当u 时，u ，且表示Q2通Q4断，表示Q2断Q4通； 0
图4 三电平逆变器的控制框图 二、三电平逆变器的缓冲电路 DC V 21DC V 21 图5 实验中所采用的NPC 缓冲电路
实验中发现在突加RCD 负载时会在Q2、Q3上产生很大的电压尖峰，经仔细分析，主要有以下两个方面的原因： 第一：在突加RCD 负载时会产生很大的电流尖峰，由于控制板在设计时考虑的状况是当出现过流信号时同时封锁Q1、Q2、Q3、Q4的驱动信号，从而导致A 点电位在封锁Q1、Q2、Q3、Q4驱动瞬间的变化最大幅值可以达到V ，很类似于两电平逆变 器工作时的状态，容易导致开关管上出现电压尖峰。 DC 解决办法：当出现电流尖峰时仅仅封锁Q1、Q4的驱动信号，而Q2、Q3的驱动不封锁，仍然保持原状态不变，如此一来在封锁Q1、Q4驱动瞬间A 点电位的变化最大幅值仅仅为1，因此大大减小了开关管上的电压尖峰。 DC V 2/第二：在突加RCD 负载时输出电压的正负半周会出现误判的状况。 以一个实际的工作状况对此加以说明，假设当前处于桥臂输出电压的正半周，但是由于此时突加RCD 负载因此误判为是在电压的负半周，因此会做以下操作：将原来处于开关状态的Q1改为常断；将原来常通的开关管Q2改为开关状态；将原来处于开关状态的开关管Q3改为常通；将原来常断的开关管Q4改为开关状态，而在此转换过程当中，负载电流很大，很容易在开关管上产生电压尖峰。
242IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS,VOL.15,NO.2,MARCH2000 A Comprehensive Study of Neutral-Point V oltage Balancing Problem in Three-Level Neutral-Point-Clamped V oltage Source PWM Inverters Nikola Celanovic,Student Member,IEEE,and Dushan Boroyevich,Member,IEEE Abstract—This paper explores the fundamental limitations of neutral-point voltage balancing problem for different loading con-ditions of three-level voltage source inverters.A new model in DQ coordinate frame utilizing current switching functions is developed as a means to investigate theoretical limitations and to offer a more intuitive insight into the problem.The low-frequency ripple of the neutral point caused by certain loading conditions is reported and quantified. Index Terms—Neutral-point voltage balancing,space vector modulation,three-level converter. I.I NTRODUCTION S INCE it’s introduction in1981[1],the three-level neutral-point-clamped(NPC)voltage source inverter(VSI),Fig.1, has been shown to provide significant advantages over the con-ventional two-level VSI for high-power applications. The main advantages are as follows. 1)V oltage across the switches is only half the dc bus voltage. This feature effectively doubles the power rating of VSI’s for a given power semiconductor device.Moreover,this is achieved without additional,often cumbersome,hard-ware for voltage and current sharing. 2)The first group of voltage harmonics is centered around twice the switching frequency[1],[7].This feature en-ables further reduction in size,weight,and cost of passive components while at the same time improving the quality of output waveforms. On the other hand this topology also has its disadvantages. 1)Three-level VSI’s require a high number of devices. 2)The complexity of the controller is significantly in- creased. 3)The balance of the neutral-point has to be assured. The three-level VSI was first considered with respect to high-capacity high-performance ac drive applications[1].To this day, it remains the area where this topology is most widely used [2]–[4],[7]–[9],[15],and[16].Other interesting applications of Manuscript received March10,1999;revised September22,1999.Recom-mended by Associate Editor,F.Z.Peng. The authors are with the Department of Electrical and Computer Engi-neering,Virginia Polytechnic Institute and State University,Blacksburg,V A, 24061-0111USA. Publisher Item Identifier S 0885-8993(00)02327-9. Fig.1.Circuit schematic of a three-level VSI. this technology include static V AR compensation systems[11], [12],HVDC transmission systems[18],active filtering applica- tions,as well as applications in power conditioning systems for superconductive magnetic energy storage(SMES)[13]. The neutral-point(NP)voltage balancing problem of three-level NPC VSI’s has been widely recognized in litera- ture.Various strategies have been presented,and successful operation has been demonstrated with a dc-link voltage balance maintained.In addition,some of the proposed algorithms avoid the narrow pulse problem[5],[9],minimize losses by not switching the highest current[10],or share the balancing task with front-end converters as in[2]. NP control for the carrier-based PWM has been studied in[15]–[17].In[15],the switching frequency optimal PWM method is introduced.This method controls the NP by,essen- tially,adding the zero sequence voltage to the inverter output. This work was extended in[16],where the authors propose an analytical method for analysis of the NP potential variation, show some limitations of the NP control,and also deal with the dc-link capacitors design issues.In[17],the authors analyze the stability of the NP control based on an insightful dynamic model of the NP control they developed. This paper discusses the issues of NP control from the space vector modulation(SVM)point of view.In addition,the broader range of inverter operating conditions is addressed,and a new mathematical formulation of NP balancing problem is given. Furthermore,low-frequency NP voltage ripple,normalized with the output current and the size of the dc-link capacitors,is given for all operating conditions. 0885-8993/00$10.00?2000IEEE
三电平变频器原理 作者：中南大学信息科学与工程学院许文斌桂武鸣 摘要：论述了空间电压矢量调制（SVPWM）控制二极管钳位式三电平逆变器的原理与实现方法。提出了确定参考矢量的三个规则，并推导出工作矢量作用时间、输出顺序及描述了中点电位的控制规则。通过采用Matlab仿真，结果证明SVPWM控制三电平逆变器的可行性。 英文摘要：In this paper,the principle and implement method of space vector puls e width (SVPWM) controlling diode clamped three-level converter is discussed. Thre e judging rules of determining the location of the desired vector is proposed, and t he duty time of active vectors, output sequence are deduced, and the neutral point potential rule is described. The simulation results through Matlab verify the affectivit y of SVPWM controlling three-level converter. 关键词：SVPWM三电平逆变器仿真 1引言 工程实际中，待控制能量的规模越来越大，而在该过程中充当主角的功率 器件所能承受的关断电压和通态电流能力却受到现有功率半导体器件制作水平的
*实用文库汇编之三电平逆变器的主电路结构及其工作原理* 所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2 )、负端电压(- Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。 三电平逆变器的工作原理 以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2; 若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。
“1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从O点顺序流过箱位二极管D a1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0” 状态，如图所示。 (3) 当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电，该相输出端电位等同于负极点电位，输出电压U=-
三电平逆变器的设计 摘要：多电平逆变器是近年来电力电子领域中中高压大功率应用场合研究的一个热点，这种逆变器用小容量的器件输出高容量、高质量的电能，因此在中高压变频调速、交流柔性输电系统等场合得到广泛的关注。 本文从二极管箝位型三电平的拓扑电路出发，详细分析了三电平的SVPWM原理，介绍了三电平的电压空间矢量控制策略（SVPWM），用电压空间矢量方程求解了每个扇区内四个小三角形的电压空间矢量和三电平母线箝位电压空间矢量控制策略，在母线箝位SVPWM方法中由于存在每一个小扇区中有一个开关状态保持不变，从而使得开关频率最小化。最后仿真实验证实了这种空间矢量控制策略的特点，并将这种方法与一般的SPWM方法进行比较，发现其开关损耗小，电流畸变也小。关键词：三电平逆变器；中点箝位三电平逆变器；母线箝位SVPWM Clamp Diode-type Inverter Design Abstract: During recent years, multilevel inverter has been widely researched in high power level application with high voltage output. Power energy with characteristic of high capacity and high quality can be achieved by this type of inverter, in which relatively small capability and low voltage switches are adopted. So this technique has been widely concentrated in such application as medium-high voltage transducer and Flexible AC Transmission System In this paper, the principle of the three-level SVPWM is specified consequently based on the circuit topology of NPCTLI three-level inverter. And the three-level SVPWM is introduced, and then the voltage space vector of four small triangles in each sector is solved using the voltage space vector equation. Because a switch isn’t changed in the small triangle of each in bus clamped SVPWM, switching frequency of use makes minimum. At last, achievement of the SVPWM driving signal by using the tool of SIMULINK is discussed. The loss of switch and THD of current can be reduced compared with usual SPWM technique. Key words: Three-level Inverter; NPCTLI ，Bus Clamped Space Vector Pulse Width Modulation