第五章__DC-AC变换电路

第五章DC-AC变换电路

一、学习指导

（一）基本要求

1．掌握逆变的概念和逆变的条件。

2．掌握三相有源逆变电路的波形及计算，重点：三相桥式逆变电路的原理与参数、脉宽调制和谐波消除方法，有源逆变的条件和有源逆变失败的原因。

3．了解逆变失败的原因及最小逆变角的限制。

4．了解变流电路的换流方式。

5．掌握电压型逆变电路和电流型逆变电路的特点。

6．掌握三相电压型逆变电路、单相并联谐振式逆变电路及串联二极管式电流型逆变电路的工作原理及换流方式。

7．掌握PWM控制方式的理论基础及脉宽调制型逆变电路的控制方式。

8．了解规则采样法的计算方法。

（二）主要内容

了解逆变的概念，逆变的种类。理解产生有源逆变的条件。了解逆变电路的分析、计算。掌握逆变失败的原因，最小逆变角的限制。

1．逆变的概念

逆变（invertion）：把直流电转变成交流电。

逆变电路：把直流电逆变成交流电的电路。

变流电路：一套电路，既工作在整流状态又工作在逆变状态，称为变流电路或变流装置。有源逆变电路：交流侧和电网连结,逆变时可把直流电逆变为50Hz的交流电。

无源逆变：变流电路的交流侧不与电网联接，而直接接到负载。

2．有源逆变产生的条件：（1）有直流电动势，其极性和晶闸管导通方向一致，其值大于变流器直流侧平均电压

（2）晶闸管的控制角a > π/2，使U d为负值。半控桥或有续流二极管的电路，因其整流电压u d不能出现负值，也不允许直流侧出现负极性的电动势，故不能实现有源逆变。欲实现有源逆变，只能采用全控电路。

3．掌握单相双半波、单相桥式、三相半波及三相桥式全控电路逆变工作过程。

4．逆变失败及导致逆变失败的原因。

（1）逆变失败（逆变颠覆）：逆变时，一旦换相失败，外接直流电源就会通过晶闸管电路短路，或使变流器的输出平均电压和直流电动势变成顺向串联，形成很大短路电流。

逆变失败的原因：1）触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分配脉冲，如脉冲丢失、脉冲延时等，致使晶闸管不能正常换相。2）晶闸管发生故障，该断时不断，或该通时不通。3）交流电源缺相或突然消失。4）逆变角β太小,换相的裕量角不足,引起换相失败。

（2）逆变失败的防止：

1)选用可靠的触发电路，选择可靠的晶闸管，在电路中装设快速熔断器或快速开关，一旦逆变失败立即切断电路。2)限制最小逆变角βmin。

5．无源逆变电路换流方式分类掌握有哪几种换流方式，理解每一种换流方式的概念，与全书的内容融合，知道学过的电路分别是用哪一种换流方式。

换流：电流从一个支路向另一个支路转移的过程，也称换相。

当电流不是从一个支路向另一个支路转移，而是在支路内部终止流通而变为零，则称为熄灭。开通：适当的门极驱动信号就可使其开通。

关断：全控型器件可通过门极关断。半控型器件晶闸管，必须利用外部条件才能关断。

研究换流方式主要是研究如何使器件关断。

（1）器件换流：利用全控型器件的自关断能力进行换流（Device Commutation）。

（2）电网换流：由电网提供换流电压称为电网换流（Line Commutation）。

（3）负载换流：由负载提供换流电压称为负载换流（Load Commutation）。

（4）强迫换流：设置附加的换流电路，给欲关断的晶闸管强迫施加反向电压或反向电流的换流方式称为强迫换流（Forced Commutation）。通常利用附加电容上储存的能量来实现，也称为电容换流。分为电压换流和电流换流两种

1）电压换流：直接耦合式强迫换流——由换流电路内电容提供换流电压

VT通态时，先给电容C充电。合上S就可使晶闸管被施加反压而关断

2）电流换流：电感耦合式强迫换流——通过换流电路内电容和电感耦合提供换流电压或换流电流。

器件换流——适用于全控型器件。其余三种方式——针对晶闸管。器件换流和强迫换流——属于自换流。电网换流和负载换流——外部换流。

6．电压型逆变电路电压型逆变电路或电压源型逆变电路：直流侧是电压源。

电压型逆变电路的应用十分广泛，是本章的重点。电压型逆变电路的各种拓扑及工作原理应当重点掌握。掌握和理解电压型逆变电路的特点。

电压型逆变电路的特点：

(1)直流侧为电压源或并联大电容，直流侧电压基本无脉动。

(2)输出电压为矩形波，输出电流因负载阻抗不同而不同。

(3)阻感负载时需提供无功。为了给交流侧向直流侧反馈的无功提供通道，逆变桥各臂并联反馈二极管。

7．电流型逆变电路

直流电源为电流源的逆变电路——电流型逆变电路。

一般在直流侧串联大电感，电流脉动很小，可近似看成直流电流源。

电流型逆变电路主要特点：

(1)直流侧串大电感，相当于电流源。

(2)交流输出电流为矩形波，输出电压波形和相位因负载不同而不同。

(3)直流侧电感起缓冲无功能量的作用，不必给开关器件反并联二极管。

电流型逆变电路中，采用半控型器件的电路仍应用较多。换流方式有负载换流、强迫换流。8．脉宽调制(PWM)控制技术的基本原理

理解PWM控制的概念和原理，理解PWM控制的方法，理解PWM控制在逆变电路中的应用，掌握PWM控制的概念。理解PWM控制的“面积等效”原理，建立“SPWM”的概念。SPWM波：用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波。正弦半波N等分，可看成N 个彼此相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等。

9．PWM逆变电路及其控制方法

目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术，逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路。

（1）计算法的概念1）原理：

根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。

2）特点：

当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。（2）调制法

1）原理：

输出波形作调制信号，进行调制得到期望的PWM波。通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波；等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称。

与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合PWM的要求。

调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波。

调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的PWM波。

2）结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明。

①单极性PWM控制方式（单相桥逆变）

②双极性PWM控制方式（单相桥逆变）单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制。

掌握两种调制方法在逆变电路中应用的原理。

3）异步调制和同步调制

建立异步调制、同步调制的概念，理解其特点。载波比——载波频率f c与调制信号频率f r 之比，N= f c / f r根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制

1. 异步调制：载波信号和调制信号不同步的调制方式。

2. 同步调制：N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步

4）理解规则采样法的原理，掌握PWM逆变电路谐波的基本规律。了解提高直流电压利用率和减少开关次数的思路和方法，了解PWM逆变电路多重化的目的和实现方法。

二、习题与解答

例5-1 逆变电路必须具备什么条件才能进行逆变工作？

答：逆变电路必须同时具备下述两个条件才能产生有源逆变：

1.变流电路直流侧应具有能提供逆变能量的直流电源电势E d，其极性应与晶闸管的导电电流方向一致。

2.变流电路输出的直流平均电压U d的极性必须为负（相对于整流时定义的极性），以保

证与直流电源电势E d 构成同极性相连，且满足U d

例5-2 单相全控桥式逆变电路与单相桥式（二极管）整流电路有何差别？是否所有的整流电路都可以用来作为逆变电路？

答：单相全控桥式逆变电路是DC ／AC 变换电路，是单相全控桥式变流电路工作于逆变状态，其负载为反电动势负载，控制角为α>90°的情况。

单相桥式（二极管）整流电路是AC ／DC 变换电路，是单纯的整流电路，相当于单相全控桥式变流电路工作于整流状态，控制角α=0°时的情况。

不是所有的整流电路都可以用来作为逆变电路。例如，单相、三相半控桥式变流电路，带续流二极管的变流电路都只能工作于整流状态，不能用来作为逆变电路。

例5-3 使变流器工作于有源逆变状态的条件使什么？

答： 条件有二：

①直流侧要有电动势，其极性须和晶闸管的导通方向一致，其值应大于变流电路直流侧的平均电压；

②要求晶闸管的控制角/2απ>,使为负值。

例5-4 三相全控桥变流器，反电动势阻感负载，R ＝1Ω，L ＝∞，2U ＝220V ，

1B L mH =，当400M E V =-，60β= 时求d U 、d I 和γ的值，此时送回电网的有功功率是多少？

解：由题意可列出如下3个等式：

20.9cos()d d U U U πβ=--?

2/d B d U X I π?=

()/d d M I U E R =-

三式联立求解，得

2[2.34cos()3]/(3)290.3()d B M B U U R X E R X V ππβπ=-++=-

109.7()d I A =

由下式可计算换流重叠角：

2cos cos()20.1279d B I X ααγ-+==

cos(120)0.6279γ+=-

128.901208.90γ=-=

送回电网的有功功率为

22400109.7109.7109.7131.85()M d d P E I I R W =-=?-??=

例5-5 单相全控桥，反电动势阻感负载，R ＝1Ω，L ＝∞，2U ＝100V ，0.5L mH =，当99M E V =-，60β= 时求d U 、d I 和γ的值，

解：由题意可列出如下3个等式：

20.9cos()d d U U U πβ=--?

2/d B d U X I π?=

()/d d M I U E R =-

三式联立求解，得

2[0.9c o s ()2]/(2)49.91()

d B M B U R U X E R X V ππβπ=-++=- 49.09()d I A =

又∵

2cos cos()/0.2181d B X U ααγ-+==

即得出

cos(120)0.7181γ+=-

换流重叠角：

135.912015.9γ=-=

例5-6 什么是逆变失败？如何防止逆变失败？

答：逆变运行时，一旦发生换流失败，外接的直流电源就会通过晶闸管电路形成短路，或者使变流器的输出平均电压和直流电动势变为顺向串联，由于逆变电路内阻很小，形成很大的短路电流，称为逆变失败或逆变颠覆。

防止逆变失败的方法有：采用精确可靠的触发电路，使用性能良好的晶闸管，保证交

流电源的质量，留出充足的换向裕量角β等。

例5-7 单相桥式全控整流电路、三相桥式全控整流电路中，当负载分别为电阻负载或电感负载时，要求的晶闸管移相范围分别是多少？

答：单相桥式全控整流电路，当负载为电阻负载时，要求的晶闸管移相范围是0~180

，当负载为电感负载时，要求的晶闸管移相范围是0~90 。

三相桥式全控整流电路，当负载为电阻负载时，要求的晶闸管移相范围是0~120 ，当负载为电感负载时，要求的晶闸管移相范围是0~90 。

例5-8 三相全控桥，电动机负载，要求可逆，整流变压器的接法是D ，y-5，采用NPN 锯齿波触发器，并附有滞后30 的R-C 滤波器，决定晶闸管的同步电压和同步变压器的联结形式。

解：整流变压器接法如下图所示

图5-1 例5-8图

移a 相为例，a u 的120 对应于90α ＝，此时d U 0＝，处于整流和逆变的临界点。该点与锯齿波的中点重合，即对应于同步信号的300 ，所以同步信号滞后a u 180

，又因为R-C 滤波已使同步信号滞后30 ，所以同步信号只要再滞后150 就可以了。

满足上述关系的同步电压向量图及同步变压器联结形式如下两幅图所示。

图5-2 例5-8图 图5-3 例5-8图

各晶闸管的同步电压选取如下表：

例5-9逆变电路工作时为什么会产生短路事故？

答：变流器工作在逆变状态时，如果因丢失脉冲、移相角超出范围、甚至突发电源缺相或断相等情况时，都有可能发生换相失败，将使变流器输出的直流电压U d进入正半周范围，U d的极性由负变正，与直流侧直流电源电势E d形成顺向串联，造成短路事故（因逆变电路的内阻R很小）。这种情况称为逆变失败。或称为逆变颠覆。

例5-10 区别下列概念：整流与待整流。②逆变与待逆变。

答：①整流与待遇整流。延迟角α在整流工作区，即α＜π/2，晶闸管桥路起可控整流作用，将交流能量转化为直流能量供给负载，这种状态称为整流。由于直流输出端存在反电动势，但其值大于直流输出电压，即|E D|＞U d，所以整流电流I d=0，电路无法实现能量转换。一量U d＞E D，桥路立即进入整流状态，所以称待整流状态。

②逆变与待逆变状态。当延迟角α在逆变工作区，即α＞π/2或β＜π/2时，负载端有供给直流能量的电源，且其值大于|U D|，则可控桥路将直流能量返送交流电网，桥路工作在逆变状态。上述状态下，当E D＜|U D|时，I d=0，桥路无法实现能量转换，此时桥路称为待逆变状态。

例5-11 下列各种交流装置中，能用于有源逆变电路的，在括号中画“√”，不能用的画“×”。

①单相双半波可控整流电路。（√）

②接续流二极管的单机双半波可控整流电路。（×）

③单机全控桥式整流电路。（√）

④单机半控桥式整流电路。（×）

⑤三相半波可控整流电路。（√）

⑥带续流二极管的三相半波可控整流电路。（×）

⑦三相桥式全控整流电路。（√）

例5-12 为什么要限制逆变角的最小值βmin ？选择βmin 值时应考虑哪些因素？ 答：为了避免逆变电路发生逆变失败，所以，必须限制逆变角的最小值βmin 。 最小逆变角βmin 的选取要考虑三个因素，即

换相重叠角γ；

晶闸管关断时间t off 对应的电角度δ；

安全裕量角θ0。

故有 βmin ≥γ+δ+θ0

例5-13 图5-4b 电路工作在逆变状态，某晶闸管两端电压波形如图5-4b 所示，试指出这是第几只昌闸管两端的电压波形？α、β为何值？

答:从图5-4b 的波形可以看出，α=150°，β=30°，且图中波形为晶闸管VT 2两端的电压波形。

图5-4 例5-13图

例5-14上题中，由于某种原因，VT 2管的触发脉冲2g u 丢失，电路会出现什么情况？试画出负载端电压波形并进行分析。

答： 2t 时刻，2g u 脉冲丢失，晶闸管VT 2无法导通，VT 1也无法关断。所以d u 电压沿着U u 变化。3t 时刻，VT 3管触发，但由于3t 时刻，U u ＞W u ，VT 3无法导通，仍为VT 1导通，所以是d u 沿着U u 变化。4t 时刻，对已导通的VT 1管不起作用，直至5t 时刻才从U 相换到V 相，所以丢失一个脉冲的波形图5-5所示。

从上面分析可知，d u 电话由负变正，使d u 与g u 反电动势E D 顺极性串联，而且回路的总有

效电阻又很小，容易引起晶闸管的过电流而烧坏管子，因此逆变状态下不允许丢失脉冲。

图5-5 例5-14图

例5-15 对改进型桥式并联逆变器，负载两端并联电容起什么作用？

答： ①并联电容负负载振荡于逆变器的工作频率，使输出电压为正弦波，并能送出一定频率的交流功率。

②用并联电容补偿电感性负载的无功功率。

③使逆变负载为容性，输出电流o i 超前输出电压U o 一个?角，保证正常换流。

例5-16 改进型桥式并联逆变电路，为了保证可靠换流，必须有足够长的触发引前时间f t ，为什么？

答：因为触发引前时间f t 必须大于晶闸管换流时间γt 、晶闸管关断时间g t 及留一定裕量，所以必须有足够长的触发引前时间f t 。例如，在1000Hz 中频电源中，f t 通常不小于100s μ。

例5-17 如图5-6所示的有源逆变电路，为了加快电动机的制动过程，增大电枢电源，应如何调节β角？为什么？电枢电流增大后，换相重叠角是否会加大？这是否会造成逆变失败？

解： 因为()/d d D I U E R ∑=-，在有源逆变条件下，

00[cos ()]/(cos )/d d D D d I U E R E U R ββ∑∑=---=- ， 所以电动机工作在发电制动状态。

为了加快电动机制动过程，增大I d ，必须使增β大。

又知2cos cos()sin /)d B I X m ααγπ-+=，所以当制动电源I d 增大时，换向重叠角γ亦增加，当β增大超过一定数值，加上换向重叠角γ的增大，可能会造成逆变的失败。

图5-6 例5-17图

例5-18 在图5-6单机全控桥式整流电路中，当 90α时，若直流侧直流电动机取走，而代之以一个电阻，晶闸管的导通角还能达到180 吗？晶闸管的输出平均电压还能出现负值吗？

答：不能。因为实现有源逆变不可缺少的条件是必须具有对晶闸管是正向的直流电源，当用电阻取代电动机后，在d d ，U ，，U

90090αα而时≈=保持等于零，电流出现

断续，不可能使直流平均电压出现负值。

例5-19试列举三种产生逆变失败的情况，并说出应注意哪些安全保护措施。 答：1.产生逆变失败的情况主要有以下几个方面：

(1)触发电路工作不可靠

触发电路不能及时、准确地为各晶闸管提供脉冲，如丢失脉冲或脉冲延迟等，均能导致换相失常或换相失败。

脉冲延迟即使不出现的严重情况，也将使逆变角β过小，导致换相时间不足，产生逆变失败。

所谓换相时间，即是需被关断的晶闸管承受反压的时间，即逆变角β区间所对应的时间，如果这个时间短了，晶闸管承受的反压时间不够，不能恢复正向阻断能力而造成逆变失败。

(2)晶闸管出现故障

晶闸管性能不合格，或设计电路时参数选择不当，以致出现晶闸管该阻断时不能阻断，

该导通不能导通，均将导致逆变失败。

(3)交流电源失常

在有源逆变工作状态下，交流电源的突然停电或缺相，由于直流电势E d的存在，原来导通的晶闸管仍会导通，但此时变流电路交流侧已失去了同直流电势极性相反的交流电压，直流电势将通过晶闸管短路，或原来导通的晶闸管使u d进入导通相的正半周（缺相时）极性变正，造成逆变失败。

2.逆变失败将造成严重的后果，应采取的安全保护措施如下：

(1)正确选择晶闸管参数和缓冲保护电路

(2)正确设计稳定可靠的触发电路

例如具有不丢脉冲，最小逆变角βmin限制、抗干扰能力强等性能。

(3)设置完善的系统保护装置

例如能对系统过流、过压、交流电源缺相、欠压、断电等故障及时检测，并采取相应的保护操作。

例5-20 换流重叠角的产生给逆变电路带来哪些不利影响？

答：由于变压器漏感和线路电感等因素的影响，晶闸管的换流（换相）不能瞬时完成，均需一定的时间即换相重叠角γ所对应的时间。如果逆变角β<γ，将使换相不能完成，造成逆变失败。

例5-21 试叙述反并联（双重）变流电路的四象限运行条件。

答：反并联（双重）变流电路参阅教材中的图示。其四象限运行条件如下：

第一象限，电动机正转作电动运行，变流器1工作在整流状态，α1<π/2，E d

第二象限，电动机正转作发电运行，变流器2工作在逆变状态，α2>π/2，E d>U d2。此时U d2、E d的极性均为上正下负，电动机供出电能，经变流器2回馈给电网。

第三象限，电动机反转作电动运行，变流器2工作在整流状态，α2<π/2，E d

第四象限，电动机反转作发电运行，变流器1工作在逆变状态α1>π/2，E d>U d1，此时，

U d1、E d的极性均为上负下正，电动机供出电能，经变流器1回馈给电网。流过电动机的电流与第二象限工作时相反。

可见，由反并联（双重）变流电路控制的可逆系统中，电动机从电动运行转变为发电制动运行，由于电动机的旋转方向不变，故电动机电势E d的方向不变，相应工作于整流和逆变状态的变流器不能在同一组全控桥内实现。具体地说，由一组桥整流，电网供出能量使电动机作电动运转，逆变必须通过反并联的另一组桥来实现，将电动机作发电制动运行产生的直流电能回馈给电网。

例5-21试指出晶闸管相控变流器的主要特征。

答：几种典型晶闸管相控变流器的主要特征如下：

接续流二极管的单相半波可控变流电路——脉动频率为f S；可工作于第一象限。

接续流二极管的单相半控桥式变流电路——脉动频率为2f S；可工作于第一象限。

单相全控桥式变流电路——脉动频率为2f S；可工作于第一象限和第四象限。

单相反并联（双重）全控桥式变流电路——脉动频率为2f S；可工作于第一、二、三、四象限。

三相半波可控变流电路脉动频率为3f S；可和第四象限。

接续流二极管的三相半控桥式变流电路——脉动频率为3f S；可工作于第一象限。

三相全控桥式变流电路脉动频率为6f S；可工作于第一象限和第四象限。

三相反并联（双重）全控桥式变流电路——脉动频率为6f S；可工作于第一、二、三、四象限。

其中，f S为交流电源频率。

可见，接续流二极管的变流电路只能工作于第一象限。

例5-22 试述过电压保护的两种基本方法。

答：常用的抑制过电压的基本方法有二种，即用非线性元件限制过电压的幅值；用储能元件吸收可能产生过电压的能量，并用电阻将其消耗。实际应用时，要视电路的不同部位的需要采用不同的方法，同一部位也可同时采用二种方法。

例5-23 试说明晶闸管关断过电压RC保护电路的原理。

答：晶闸管在关断过程中，电流从最大值很快下降为0，将在变压器的漏电感L c上产生

很大的过电压L C.di v/dt，作用在晶闸管上。并联在每只晶闸管上的RC回路可抑制晶闸管的关断过电压。当晶闸管关断过程中，变压器电流可以通过RC续流，减小了di v/dt，从而抑制了过电压。电阻可以限制晶闸管再导通时，电容C向晶闸管放电的电流上升率，并阻尼可能产生的LC振荡。

例5-24 用作过电流保护的三种常用电器是什么？其速度的快慢有何差别。

答：可用作过电流保护的三种常用电器有快速熔断器、快速开关和过流继电器。

快速熔断器流过的电流越大，其熔断时间越短，当流过短路电流时，其熔断时间可达5ms(目前最快的可达1ms量级)。在额定电流下，工作时不熔断，可长期工作。

快速开关的全分断时间为10ms，只用于直流电路。

过流继电器的动作时间一般为几百毫秒(ms)，分为直流和交流两种。

例5-25 试述反馈控制过电流保护电路的原理及特点？

答：反馈控制过流保护原理框参阅教材中的图示。正常工作时，电压比较器整定为输出高电平，控制变流装置工作于α<90?的整流工作状态。当变流器发生短路时，来自电流互感器的过流信号，经整流后，与过流整定值比较，使比较器输出低电平，控制变流器装置立即转入α>90?的逆变工作状态。由于α突然增大，使变流器输出电压迅速降低，不仅控制了短路电流，还可将储存在电感中的能量以电能的形式反馈给电网。当能量释放完毕，晶闸管的电流下降到维持电流以下自行关断，且无触点。所以，不存在快速熔断器、快速开关和过流继电器等保护电器那种分断大电流动作过程产生的过电压现象。动作速度比上述任何一种过流保护电器都快。

例5-26为什么说快速熔断器用作晶闸管的最终过流保护手断比较合适？

答：因为晶闸管的过载能力受结温限制，我国标准规定风冷器件的额定结温为115?C，水冷器件为100?C。在规定的冷却条件下，晶闸管通过2倍额定通态平均电流时，可耐受的时间为0.5S；通过3倍时，可耐受时间为60ms；通过6倍时，可耐受时间为20ms。所以可根据不同过载程度晶闸管的耐受能力，采取分级过电流保护措施。

快速熔断器之所以用作最终保护手段比较合适，是因为三种保护电器的动作时间各不相同，快速熔断器的动作时间最短，速度最快。为了避免快熔的频繁熔断和更换，使快熔只在发生可能危及晶闸管的更大过流时才熔断，起到最后的保护作用。。

因此，在留有适当的裕量选定了晶闸管及与其配合的快熔之后，将同时装设的快速开关或过流继电器的动作值整定得稍低一些（过流继电器最低）。这样，当发生过流时，过流继电器或快速开关会首先动作，虽然动作速度不如快熔，但只要整定电流不超过晶闸管过载耐受时间区段，就不会危害晶闸管，同样也不会使快熔熔断。

例5-27 在图5-7中标明U d 、E D 及d i 方向。并指出E D 与U d 的大小关系，当α和β最小值均为30°时，α的取值范围为多少？

解：图5-7a 是整一流电动机状态。U d 、E D 及d i 的方向已标在图5-7a 中，且U d ＞|E D |；图5-7b 是逆变——发电机状态。U d 、E D 及d i 的方向已标在图5-7b 中，且|U d |＜E D 。

当α=30°、β=30°时，三相可控电路时，则α的取值范围是30°~150°，即移相范围要求120°。

图5-7 例5-27图

例5-28 单相全控桥反电动势阻感负载，R =1Ω，L=∞，U 2=100V ，当E d =－99V ，β=60°时，求U d 、I d 的数值。

解： 4560cos 1009.0cos 9.0cos 9.022-=??-=-=≈ βαU U U d (V)

541

9945=+-=-=R E U I d d d (A)

例5-29 三相半波变流电路，反电动势阻感负载，R =1Ω，L=∞，U 2=100V ，当E d =－150V ，β=30°时，求U d 、I d 的数值。

解：

10130cos 10017.1cos 17.1cos 17.122-≈??-=-=≈ βαU U U d (V)

491

150101=+-=-=

R E U I d d d (A) 例5-30 三相全控桥式变流电路，反电动势阻感负载，R =1Ω，L=∞，U 2=220V ，当E d =－400V ，β=60°时，求U d 、I d 的数值。此时送回电网的平均功率为多少？

解：

4.25760cos 22034.2cos 347.2cos 34.222-=??-=-=≈ βαU U U d (V)

6.1421

4004.257=+-=-=R E U I d d d (A) 由于L=∞，输出电流有效值（忽略谐波）

I =I d

网侧有功功率为

d d d d E I R I P +=2=()24.367054006.14216.1422-=-?+?(W)≈-36.7(KW)

送回电网的平均功率为36.7(KW)

例5-31 三相桥式变流电路，已知U 2L =230V ，反电势阻感负载，主回路R =0.8Ω，L =∞，假定电流连续且平滑，当E d =-290V ，β=30°时，计算输出电流平均值、输出电流有效值（忽略谐波）、晶闸管的电流平均值和有效值。

解：

)(26930cos 23035.1cos 35.1cos 34.2cos 34.2222V U U U U L d -≈??-=-=-=≈ β

βα

输出电流平均值

268.0290269≈+-=-=

R E U I d d d (A) 输出电流有效值

26122

≈≈+=∑∞

=d n N d

I I I I （Ａ） 晶闸管的电流平均值为

67.82631311≈?==

d AR V I I （Ａ） 晶闸管电流有效值为

153

11≈=

d V I I (A) 例5-32 试从图5-8电压波形来分析，例如三相半波逆变电路，当电抗器L d 的电感量不够大时，则2/πα=时，输出电压的平均值将大于零，电动机会爬行。

解： 从波形图中可见，由于L d 不是足够大，在d u 波形的正面积大于负面积，使0 Ud ，所以产生I d ，流过电动机，产生力矩使电动机爬行。

图5-8 例5-32图

例5-33 直接由三相交流电网供电的卷扬机负贲调速电路，如图8-5a 所示。在重物下降时，E D =140V ，R Σ=1Ω，当3/πβ=时能实现有源逆变，试求：

①电动机处于什么工作状态？晶闸管电路处于什么工作状态？流过电枢电流是多少？ ②画出d u 与d i 波形，如果不计变压器漏抗，并假定电感L d 足够大，标出1T i 、2T i 和3T i 。 ③若使电路逆变角β突然增大，电动机转速如何变化？说明变化过程。

图5-9 例5-33图

解：①电动相处于发电制动状态，晶闸管电路处于有源逆变工作状态，电枢电源2()/(1.17cos )/11d d D D I U E R U E R A β∑∑=-=--=。

②d u 、d i 及1T i 、2T i 和3T i 波形如图8-5b 所示。

③逆变角β突然增大时，|U d |=|-1.17U 2cos β|也下降，而电动机因机械惯性转速来不及改变，所以反电动势E D 不变，则流过电动电流Id 增大，电动机工作在发电制动状态的电磁转矩d T I G T φ=增大，所以引起电动机转速下降。当转速n 下降到一定值时，即反电动势E D 达到一定值时，使()/d d D I U E R ∑=-恢复到原值，重机关报使电动机轴上转矩平衡，电动机以较低的转速使重物恒速下降。

例5-34在图5-6单机桥式全控整流电路，若U 2=220V ，E D =100V ，R Σ=2Ω，当β=30°时，能否实现有源逆变？为什么？画出这时的电流电压波形图。

解：20.9cos 0.9220cos30171.4d U U V V β=-=-??=-

100||D d E V U =<

所以无法实现有源逆变。流形如图5-10所示。

图5-10 例5-34图 图5-11 例5-35图

例5-35 如图5-6所示电路，若U 2=220V ，E=120V ，R Σ=1Ω，当β=60°时，能否实现有源逆变？求这时电动机的制动电流多大？并画出这时的电压、电流波形。

解：20.9cos 0.9220cos6099d U U V V β=-=-??=-

因为120||99D d E V U V =>=，所以电路可以实现有源逆变。

制动电源

99(120)211d I A A ---== 电压、电流波形图如图5-11所示。

例5-36 如图5-12所示电路，2100U V =，30D E V =，1R ∑=Ω，d L 足路够大，能使电流连续，试问：α=90°时，I d 为何值？如若β=60°，问这时电流I d 多大？为什么？

解： 三相半波可控整流电路中

21.17cos 1.17100cos900d U U V β=-=-??=

所以

()/0(30)/130d d d I U E R A A ∑=-=--=

当β=60°时

21.17cos6058.5d U U V =-=-

由于30||58.5D d E V U V =<=，所以0d I =，电路不能工作在有源逆变状态，而是一种待逆变状态。

图5-12 例5-36图

例5-37 图5-13a 所示电路是单机桥式可控反并联可逆电路，工作于αβI II =工作制。若直流控制信号为零时，90αβI II ==?，求当45α=?时，1号晶闸管与1’号晶闸管的触发脉冲相位差是多少？并画出这时两组晶闸管整流装置的电压波形。

解： 从图5-13b 的波形图可以看出，1号晶闸管和1’晶闸管相位相差90°。

图5-13 例5-37、5-38图

例5-38 图5-13a 所示的晶闸管反并联可逆电路，如果已知45αβI II ==?，试判断I 组、II 组晶闸管各处于什么工作状态？

答：由90αI

例5-39 某三相全控桥式晶闸管反并联可逆电路，向10kW 、220V/55A 、1350r/min ，极对数p=2的直流电动机供电（取K D =8），已知整流变压器二次相电压为127V 。要求当流过电动机电流大于3A 时，电流波形连续。求均衡电抗器及滤波和保证电流连续的电抗器的电感量。

解：设变压器短路电压标么值为*0.05sh U = 所以变压器的漏电感*20.051273.90.4555

sh T T d U U L K mH mH I ?==?= 取环流10%10%55 5.5r d I I A A ==?=

取K r =2.8（因三相桥式反并联）

所以均衡电抗器的电感量

(完整word版)微带线带通滤波器的ADS设计

应用ADS设计微带线带通滤波器 1、微带带通微带线的基本知识 微波带通滤波器是应用广泛、结构类型繁多的微波滤波器，但适合微带结构的带通滤波器结构就不是那么多了，这是由于微带线本身的局限性，因为微带结构是个平面电路，中心导带必须制作在一个平面基片上，这样所有的具有串联短截线的滤波器都不能用微带结构来实现；其次在微带结构中短路端不易实现和精确控制，因而所有具有短路短截线和谐振器的滤波器也不太适合于微带结构。 微带线带通滤波器的电路结构的主要形式有5种： 1、电容间隙耦合滤波器 带宽较窄，在微波低端上显得太长，不够紧凑，在2GHz以上有辐射损耗。 2、平行耦合微带线带通滤波器 窄带滤波器，有5％到25％的相对带宽，能够精确设计，常为人们所乐用。但其在微波低端显得过长，结构不够紧凑；在频带较宽时耦合间隙较小，实现比较困难。 3、发夹线带通滤波器 把耦合微带线谐振器折迭成发夹形式而成。这种滤波器由于容易激起表面波，性能不够理想，故常把它与耦合谐振器混合来用，以防止表面波的直接耦合。这种滤波器的精确设计较难。

4、1/4波长短路短截线滤波器 5、半波长开路短截线滤波器 下面主要介绍平行耦合微带线带通滤波器的设计，这里只对其整个设计过程和方法进行简单的介绍。 2、平行耦合线微带带通滤波器 平行耦合线微带带通滤波器是由几节半波长谐振器组合而成的，它不要求对地连接，结构简单，易于实现，是一种应用广泛的滤波器。整个电路可以印制在很薄的介质基片上(可以簿到1mm以下)，故其横截面尺寸比波导、同轴线结构的小得多；其纵向尺寸虽和工作波长可以比拟，但采用高介电常数的介质基片，使线上的波长比自由空间小了几倍，同样可以减小；此外，整个微带电路元件共用接地板，只需由导体带条构成电路图形，结构大为紧凑，从而大大减小了体积和重量。 关于平行耦合线微带带通滤波器的设计方法，已有不少资料予以介绍。但是，在设计过程中发现，到目前为止所查阅到的各种文献，还没有一种能够做到准确设计。在经典的工程设计中，为避免繁杂的运算，一般只采用简化公式并查阅图表，这就造成较大的误差。而使用电子计算机进行辅助设计时，则可以力求数学模型精确，而不追求过分的简化。基于实际设计的需要，我对于平行耦合线微带

波导-微带转换电路设计

波导-微带转换电路设计 姓名：学号： 一、技术指标 1)工作频率：26.5~40GHz 2)输入/输出驻波比：<1.2 3)插入损耗：<1.0dB 二、理论分析 随着微波毫米波技术的飞速发展，微波集成电路在各个方面得到了广泛应用。在毫米波频段，主要的传输线有波导和平面传输线两种。随着平面传输媒介的研究发展，混合集成电路、单片集成电路应用的日趋广泛，微带电路已在越来越多的场合取代金属空波导，成为微波、毫米波电路的重要传输线。然而，目前许多毫米波测试系统和器件仍采用金属空波导。因此，如何实现低损耗的波导与微带线的转换就成了微波毫米波技术研究的重要内容。 目前常用的微带－波导探针过渡的方式有两种，都是将微带探针从波导宽边的中心插入，一种是介质面垂直与波导传输方向，称为H面探针，如图1所示，另一种介质面平行于波导传输方向，称为E面探针，如图2所示。 图1 H面探针图2 E面探针 微带探针转换是目前应用最为广泛的波导一微带过渡形式并且它有明显的优点。它的插人损耗低,回波损耗小,具有较大频宽,且其结构紧凑,加工方便,装卸容易。本文采用H面微带探针转换的结构。探针从波导宽面插入，并且探针平面与波导窄面垂直。微带过渡段我们采用渐变结构。通过优化探针插入深度d，微带变换器的长度1 s s，波导的微带插入处到波L，探针和微带变换器各自宽度,1 导短路处的距离L，得到满足指标的结果。

一、 设计过程： （1） 利用ADS 软件里的微带计算工具得出中心频率为33.5GHz 处的微带的宽 度0.77Sx mm =，如图3所示。 图3 50欧姆微带线宽 （2） 在HFSS 中建立仿真模型如图4所示，包括微带金属条，微带基板，以及 包围空气腔三部分。利用对称性以YZ 面为对称面切掉一半可以减少计算时间。 图4 仿真模型 （3） 设置三部分的材料属性，其中微带金属条为PEC ，微带基板为 Duriod5880（厚度0.254mm =，相对介电常数 2.2=）。包围空气

波导到微带转换电路 设计报告

波导到微带转换电路 学生姓名：学号： 单位：时间:2010年5月6日 一、技术指标： 请设计一只Ka波段波导到微带转换电路。其技术指标要求如下： 工作频率：26.5~40GHz 输入/输出驻波比：<1.2dB 插入损耗：<1.0dB 二、理论分析 目前常用的微带－波导探针过渡的方式有两种，都是将微带探针从波导宽边的中心插入，一种是介质面垂直与波导传输方向，称为H面探针，如图1所示，另一种介质面平行于波导传输方向，称为E面探针，如图2所示。本课题采用的是E面探针过渡，下面详细介绍本课题中的微带－波导过渡设计方法。 图1 H面探针图2 E面探针 微带—波导过渡的构成形式如图3所示，探针从波导宽边的中心插入，任一个沿探针方向具有非零电场的波导模将在探针上激励起电流。探针附近被激励起的高次模存储无功功率的局部场，使接头具有电抗性质。由于探针过渡具有容性电抗，一段具有感性电抗的高阻线被串联在探针过渡器后面，以消除容性电抗，然后利用四分之一阻抗变换器实现与混频电路内微带传输线的阻抗匹配。 对微带－波导过渡性能有较大影响的电路参数共5个，由表1列出。探针插入处波导开窗的大小对性能也有一定影响，在设计时可先将其确定。一般的原则是开窗越小越小越好，以形成截止波导。

探针距波导终端短路面的长度D我们取四分之波导波长,因为终端短路后，波导内形成驻波，波节间距离为二分之波导波长，取四分之波导波长的短路长度，可以保证探针在波导内处于最大电压，即电场最强的波腹位置，以达到尽量高的耦合效率。 探针长度探针宽度高阻线长度高阻线宽度波导短路面 距离 L1 w1 L2 w1 D 表1影响微带-波导过渡性能的参数 三、设计过程： 确定中心频率为大气窗口35GHz，频段为26.5GHz到40GHz。确定矩形波导尺寸、基板的材料和尺寸以及微带金属条带的初始尺寸并建立模型。此处采用WR-28标准矩形波导，尺寸为7.112mm*3.556mm，基板材料选用Rogers5880型基片，厚度为0.254mm，相对介电常数为2.2，微带金属条带厚度为0.035mm，由ADS中LineCalc 计算得中心频率35GHz处50欧姆微带线宽度为0.754mm。 通过设计矩形波导宽边开口的宽度和长度，使其达到将波导中的能量传播到微带线的要求，并抑制带内谐振，主要考虑到要对高次模进行抑制和衰减，开口不能过大，应该保证开口能够对高次模有20dB的衰减，通过仿真优化，观察gamma实部可确定其对高次模的衰减大小。最后确定开口宽2.5mm，高1mm，可以满足衰减而且具有良好的输入输出驻波比。 由于参考论文得到相应的初始值,用HFSS建立如图5所示的探针过渡仿真模型,然后对重要参数进行扫参优化。最终的参数结果:探针宽度w1为0.5 mm，探针长度L1为1.8 mm，高阻线宽度w2为0.3 mm，高阻线长度L2为0.1 mm，波导短路面至端口的距离D为8.6 mm。

GHZ微带渐变阻抗变换器设计报告

微带渐变阻抗变换器设计报告 一、设计任务 名称：设计一个工作频率为，输入阻抗为50Ω，输出阻抗为30Ω的阻抗变换器。 主要技术指标：S11低于-20dB,S21接近,re(Z0)接近50Ω,VWAR接近1。 二、设计过程 1.原理： 1．1 阻抗匹配的概念 阻抗匹配元件在微波系统中用的很多，匹配的实质是设法在终端负载附近产生一新的反射波，使它恰好和负载引起的反射波等幅反相，彼此抵消，从而达到匹配传输的目的。一旦匹配完善，传输线即处于行波工作状态。 在微波电路中，常用的匹配方法有： （1）电抗补偿法：在传输线中的某些位置上加入不消耗的匹配元件，如纯电抗的膜片、销钉、螺钉调配器、短路调配器等，使这些电抗负载产生的反射与负载产生的反射相互抵消，从而实现匹配传输，这些电抗负载可以是容性，也可以是感性，其主要有点是匹配装置不耗能，传输效率高。 （2）阻抗变换法：采用λ/4阻抗变换器或渐变阻抗变换器使不匹配的负载或两段特性阻抗不同的传输线实现匹配连接。 （3）发射吸收法：利用铁氧体元件的单体传输特性（如隔离器等）

将不匹配负载产生的反射波吸收掉。 传输线的核心问题之一是功率传输。对一个由信号源、传输线和负载构成的系统，希望信号源在输出最大功率的同时负载能全部吸收，以实现高效稳定的传输。这就要求信号源内阻与传输线阻抗实现共轭匹配，同时要求负载与传输线实现无反射匹配。 .阻抗匹配的方法 阻抗匹配的方法是在负载与传输线之间接入匹配器，使其输入阻抗作为等效负载与传输线的特性阻抗相等。 图3-1 阻抗匹配 匹配器是一个两端口的微波元件，要求可调以适应不同负载，其本身不能有功率损耗，应由电抗元件构成。匹配阻抗的原理是产生一种新的反射波来抵消实负载的反射波(二者等幅反相)，即“补偿原理”。常用的匹配器有有λ/4阻抗变换换器和支节匹配器。本论文主要采用λ/4阻抗变换器。 . λ/4阻抗变换器 λ/ 4阻抗变换器是特征阻抗通常与主传输线不同、长度为λ/ 4的传输线段，它可以用于负载阻抗或信号源内阻与传输线的匹配，以保证最大功率的传输；此外，在微带电路中，将两段不同特性阻抗的微带线连接在一起是为了避免线间反射，也应在两者之间加四分之一波长变阻器。

Ka波段波导-微带转换电路

Ka 波段波导-微带转换电路 摘 要:本文在了解矩形波导、微带线的传输理论及分析了Ka 波段波导-微带转换电路的特性后，利用HFSS 仿真软件对它进行仿真并优化，设计出了Ka 波段波导-微带转换电路。满足实验要求：在Ka 频段26.5GHz~40GHz 内的输入/输出驻波比≤1.2，插入损耗≤1.0dB 。 关键词：Ka 波段，微带线，矩形波导，HFSS ，转换电路 Abstract ：After the understanding about the transmission theory of rectangular waveguide and micro-strip line and the analysis of the speciality of Ka-band waveguide micro-strip transform circuit, this paper will design the Ka-band waveguide micro-strip transform circuit by the simulation and optimization of HFSS. It meets the requirements: the input/output standing wave ratio is 1.2 within the Ka frequency range 26.5GHz~40GHz and the insertion loss is 1.0dB. Key word ：Ka-band ，Micro-strip, Waveguide, HFSS , Transform circuit 1. 引言 波导-微带转换电路是各种雷达、通讯、电子对抗等系统中最重要的一种无源转接过渡，又是各系统的重要组成部分，它性能的好坏直接影响系统的性能。随着微波集成电路的发展，微带线又是微波、低频段毫米波电路的主要传输线，而实现波导-微带的过渡就成了人们日益关注的问题。本文分析了Ka 波段波导-微带探针转换的微波特性，设计了宽频带Ka 波段波导—微带转换器，并用HFSS 软件对它进行仿真分析和验证，其仿真结果达到理想中的预期值。 2. 特性分析及设计思路 2.1 矩形波导的传输理论 在矩形波导中最低次模是10TE 模，它的各场表达式为： ()y 10=sin j t z a E j H x e a ωβωμππ-??- ??? ()y 10=s i n j t z a H j H x e a ωββππ-?? ??? ( )z 10=cos j t z H H x e a ωβπ-?? ??? 0x y y E E H === （1） 由22c k ωμε=决定的频率称为截止频率，用c f 表示；相应的波长称为截至波长，用c λ表示。对于矩形波导中的10TE 模，求得其截至波长为：

微带-波导转换教材

波导-微带转换电路 刘云生 201222040512 设计目的： 设计一只Ka波段波导到微带转换电路。其技术指标要求如下： 工作频率：26.5~40GHz 输入/输出驻波比：<1.2 插入损耗：<1.0dB 一、设计思路 微带探针转换是目前应用最为广泛的波导-微带过渡形式并且它有明显的优点。它的插人损耗低,回波损耗小,具有较大频宽,且其结构紧凑,加工方便,装卸容易。 图1和图2中所示为常用微带探针转换结构图，我们采用H面微带探针转换的结构。探针从波导宽面插入，并且探针平面与波导窄面垂直。微带过渡段我们采用渐变结构。通过优化探针插入深度d，微带变换器的长度1L，探针和微带变换器各自宽度,1 s s，波导的微带插入处到波导短路处的距离L，得到满足指标的结果。

图1 H面微带探针转换结构图 图2 E面微带探针转换结构图 二、设计过程： （1）利用ADS软件里的微带计算工具得出中心频率为33.5GHz处的微带的宽度0.77 ，如图3所示。 Sx mm 图3 50欧姆微带线宽 （2）在HFSS中建立仿真模型如图4所示，包括微带金属条，微带

基板，以及包围空气腔三部分。利用对称性以YZ面为对称面切掉一半可以减少计算时间。 图4 仿真模型 （3）设置三部分的材料属性，其中微带金属条为PEC，微带基板为Duriod5880（厚度0.254mm =）。包围空气 =，相对介电常数 2.2 腔设为真空（默认）。 （4）设置波端口1,2。都为1个模式，如图5。 图5 波端口1 波端口2 （5）设置边界条件如图6。其中微带被包围空气腔的上面设置辐射边界，对称YZ面设置为Prefect H面。

2.4GHZ微带渐变阻抗变换器设计报告

2.4GHZ微带渐变阻抗变换器设计报告

2.4GHZ微带渐变阻抗变换器设计报告 一、设计任务 1.1名称：设计一个工作频率为 2.4GHZ，输入阻抗为50Ω，输出阻抗为30Ω的阻抗变换器。 1.2主要技术指标：S11<-20dB,S21<-0.7dB,re(Z0)=50Ω,VWAR尽量接近于1。 二、设计过程 2.1原理： 2.1.1 阻抗匹配的概念 阻抗匹配元件在微波系统中用的很多，匹配的实质是设法在终端负载附近产生一新的反射波，使它恰好和负载引起的反射波等幅反相，彼此抵消，从而达到匹配传输的目的。一旦匹配完善，传输线即处于行波工作状态。 在微波电路中，常用的匹配方法有： （1）电抗补偿法：在传输线中的某些位置上加入不消耗的匹配元件，如纯电抗的膜片、销钉、螺钉调配器、短路调配器等，使这些电抗负载产生的反射与负载产生的反射相互抵消，从而实现匹配传输，这些电抗负载可以是容性，也可以是感性，其主要有点是匹配装置不耗能，传输效率高。 （2）阻抗变换法：采用λ/4阻抗变换器或渐变阻抗变换器使不匹配的负载或两段特性阻抗不同的传输线实现匹配连接。 （3）发射吸收法：利用铁氧体元件的单体传输特性（如隔离器等）

将不匹配负载产生的反射波吸收掉。 传输线的核心问题之一是功率传输。对一个由信号源、传输线和负载构成的系统，希望信号源在输出最大功率的同时负载能全部吸收，以实现高效稳定的传输。这就要求信号源内阻与传输线阻抗实现共轭匹配，同时要求负载与传输线实现无反射匹配。 2.1.2 阻抗匹配的方法 阻抗匹配的方法是在负载与传输线之间接入匹配器，使其输入阻抗作为等效负载与传输线的特性阻抗相等。 图3-1 阻抗匹配 匹配器是一个两端口的微波元件，要求可调以适应不同负载，其本身不能有功率损耗，应由电抗元件构成。匹配阻抗的原理是产生一种新的反射波来抵消实负载的反射波(二者等幅反相)，即“补偿原理”。常用的匹配器有有λ/4阻抗变换换器和支节匹配器。本论文主要采用λ/4阻抗变换器。 2.1.3 λ/4阻抗变换器 λ/ 4阻抗变换器是特征阻抗通常与主传输线不同、长度为λ/ 4的传输线段，它可以用于负载阻抗或信号源内阻与传输线的匹配，以保

模数转换器ADC0809应用原理

AD0809应用原理－－很全面的资料 1. 0809的芯片说明： ADC0809是带有8位A/D转换器、8路多路开关以及微处理机兼容的控制逻辑的CMOS 组件。它是逐次逼近式A/D转换器，可以和单片机直接接口。 （1）ADC0809的内部逻辑结构 由上图可知，ADC0809由一个8路模拟开关、一个地址锁存与译码器、一个A/D转换器和一个三态输出锁存器组成。多路开关可选通8个模拟通道，允许8路模拟量分时输入，共用A/D转换器进行转换。三态输出锁器用于锁存A/D转换完的数字量，当O E端为高电平时，才可以从三态输出锁存器取走转换完的数据。 （2）．引脚结构 IN0－IN7：8条模拟量输入通道

如下图所示，从ADC0809的通道IN3输入0－5V之间的模拟量，通过ADC0809转换成数字量在数码管上以十进制形成显示出来。ADC0809的VREF接＋5V电压。 4．电路原理图 5.程序设计： （1）．进行A/D转换时，采用查询EOC的标志信号来检测A/D转换是否完毕，若完毕则把数据通过P0端口读入，经过数据处理之后在数码管上显示。 （2）．进行A/D转换之前，要启动转换的方法： ABC＝110选择第三通道 ST＝0，ST＝1，ST＝0产生启动转换的正脉冲信号 . （3）. 关于0809的计算： ad0809是根据逐位逼近的方法产生数据的。。 参考电压为0-5V的话。以0809八位255的转换精度每一位的电压值为(5-0)/255≈0. 0196V 设输入电压为X则： X-27*0.0196>=0则AD7=1否则AD7=0。 X-26*0.0196>=0则AD6=1否则AD6=0。 X-20*0.0196>=0则AD0=1否则AD0=0。 （27指2的7次方。26-------20同理） 若参考电压为0-1V (1-0)/255≈0.0039V精度自然高了。。可测量范围小了。 1）汇编源程序： CH EQU 30H DPCNT EQU 31H DPBUF EQU 33H GDATA EQU 32H ST BIT P3.0

2.4GHZ微带渐变阻抗变换器设计报告

2.4GHZ微带渐变阻抗变换器设计报告 一、设计任务 1.1名称：设计一个工作频率为 2.4GHZ，输入阻抗为50Ω，输出阻抗为30Ω的阻抗变换器。 1.2主要技术指标：S11<-20dB,S21<-0.7dB,re(Z0)=50Ω,VWAR尽量接近于1。 二、设计过程 2.1原理： 2.1.1 阻抗匹配的概念 阻抗匹配元件在微波系统中用的很多，匹配的实质是设法在终端负载附近产生一新的反射波，使它恰好和负载引起的反射波等幅反相，彼此抵消，从而达到匹配传输的目的。一旦匹配完善，传输线即处于行波工作状态。 在微波电路中，常用的匹配方法有： （1）电抗补偿法：在传输线中的某些位置上加入不消耗的匹配元件，如纯电抗的膜片、销钉、螺钉调配器、短路调配器等，使这些电抗负载产生的反射与负载产生的反射相互抵消，从而实现匹配传输，这些电抗负载可以是容性，也可以是感性，其主要有点是匹配装置不耗能，传输效率高。 （2）阻抗变换法：采用λ/4阻抗变换器或渐变阻抗变换器使不匹配的负载或两段特性阻抗不同的传输线实现匹配连接。 （3）发射吸收法：利用铁氧体元件的单体传输特性（如隔离器等）

将不匹配负载产生的反射波吸收掉。 传输线的核心问题之一是功率传输。对一个由信号源、传输线和负载构成的系统，希望信号源在输出最大功率的同时负载能全部吸收，以实现高效稳定的传输。这就要求信号源内阻与传输线阻抗实现共轭匹配，同时要求负载与传输线实现无反射匹配。 2.1.2 阻抗匹配的方法 阻抗匹配的方法是在负载与传输线之间接入匹配器，使其输入阻抗作为等效负载与传输线的特性阻抗相等。 图3-1 阻抗匹配 匹配器是一个两端口的微波元件，要求可调以适应不同负载，其本身不能有功率损耗，应由电抗元件构成。匹配阻抗的原理是产生一种新的反射波来抵消实负载的反射波(二者等幅反相)，即“补偿原理”。常用的匹配器有有λ/4阻抗变换换器和支节匹配器。本论文主要采用λ/4阻抗变换器。 2.1.3 λ/4阻抗变换器 λ/ 4阻抗变换器是特征阻抗通常与主传输线不同、长度为λ/ 4的传输线段，它可以用于负载阻抗或信号源内阻与传输线的匹配，以保

模数转换器原理

模数(A/D)转换器工作原理A/D转换器(Analog-to-Digital Converter)又叫模/数转换器,即是将模拟信号(电压或是电流的形式)转换成数字信号。这种数字信号可让仪表,计算机外设接口或是微处理机来加以操作或胜作使用。 A/D 转换器 (ADC)的型式有很多种，方式的不同会影响测量后的精准度。 A/D 转换器的功能是把模拟量变换成数字量。由于实现这种转换的工作原理和采用工艺技术不同，因此生产出种类繁多的A/D 转换芯片。 A/D 转换器按分辨率分为4 位、6 位、8 位、10 位、14 位、16 位和BCD码的31/2 位、51/2 位等。按照转换速度可分为超高速（转换时间=330ns），次超高速（330~3.3μS），高速（转换时间3.3~333μS），低速（转换时间＞330μS）等。 A/D 转换器按照转换原理可分为直接A/D 转换器和间接A/D 转换器。所谓直接A/D 转换器，是把模拟信号直接转换成数字信号，如逐次逼近型，并联比较型等。其中逐次逼近型A/D 转换器，易于用集成工艺实现，且能达到较高的分辨率和速度，故目前集成化A/D 芯片采用逐次逼近型者多；间接A/D 转换器是先把模拟量转换成中间量，然后再转换成数字量，如电压/时间转换型（积分型），电压/频率转换型，电压/脉宽转换型等。其中积分型A/D 转换器电路简单，抗干扰能力强，切能作到高分辨率，但转换速度较慢。有些转换器还将多路开关、基准电压源、时钟电路、译码器和转换电路集成在一个芯片内，已超出了单纯A/D 转换功能，使用十分方便。 ADC 经常用于通讯、数字相机、仪器和测量以及计算机系统中，可方便数字讯号处理和信息的储存。大多数情况下，ADC 的功能会与数字电路整合在同一芯片上，但部份设备仍需使用独立的ADC。行动电话是数字芯片中整合ADC 功能的例子，而具有更高要求的蜂巢式基地台则需依赖独立的ADC 以提供最佳性能。 ADC 具备一些特性，包括： 1. 模拟输入，可以是单信道或多信道模拟输入； 2. 参考输入电压，该电压可由外部提供，也可以在ADC 内部产生； 3. 频率输入，通常由外部提供，用于确定ADC 的转换速率； 4. 电源输入，通常有模拟和数字电源接脚； 5. 数字输出，ADC 可以提供平行或串行的数字输出。在输出位数越多(分辨率越好)以及转换时间越快的要求下，其制造成本与单价就越贵。 一个完整的A/D转换过程中，必须包括取样、保持、量化与编码等几部分电路。 AD转换器需注意的项目： 取样与保持 量化与编码

2.4GHZ微带渐变阻抗变换器设计报告

2.4GHZ 微带渐变阻抗变换器设计报告 一、设计任务 1.1名称：设计一个工作频率为 2.4GHZ输入阻抗为50Q,输出阻抗为30 Q 的阻抗变换器。 1.2 主要技术指标：S11<-20dB,S21<-0.7dB,re(Z0)=50 Q ,VWAF尽量接近于1。 二、设计过程 2.1 原理： 2.1.1 阻抗匹配的概念 阻抗匹配元件在微波系统中用的很多，匹配的实质是设法在终端负载附近产生一新的反射波，使它恰好和负载引起的反射波等幅反相，彼此抵消，从而达到匹配传输的目的。一旦匹配完善，传输线即处于行波工作状态。在微波电路中，常用的匹配方法有： ( 1 )电抗补偿法：在传输线中的某些位置上加入不消耗的匹配元件，如纯电抗的膜片、销钉、螺钉调配器、短路调配器等，使这些电抗负载产生的反射与负载产生的反射相互抵消，从而实现匹配传输，这些电抗负载可以是容性，也可以是感性，其主要有点是匹配装置不耗能，传输效率高。(2)阻抗变换法：采用入/4阻抗变换器或渐变阻抗变换器使不匹配的负载或两段特性阻抗不同的传输线实现匹配连接。 ( 3)发射吸收法：利用铁氧体元件的单体传输特性(如隔离器等) 将不匹配负载产生的反射波吸收掉。 传输线的核心问题之一是功率传输。对一个由信号源、传输线和负载构成

的系统，希望信号源在输出最大功率的同时负载能全部吸收，以实现高效稳定的传输。这就要求信号源内阻与传输线阻抗实现共轭匹配，同时要求负载与传输线实现无反射匹配。 2.1.2阻抗匹配的方法 阻抗匹配的方法是在负载与传输线之间接入匹配器，使其输入阻抗作为等效负载与传输线的特性阻抗相等。 图3-1阻抗匹配 匹配器是一个两端口的微波元件，要求可调以适应不同负载，其本身不能有功率损耗，应由电抗元件构成。匹配阻抗的原理是产生一种新的反射波来抵消实负载的反射波（二者等幅反相），即“补偿原理”。 常用的匹配器有有入/4阻抗变换换器和支节匹配器。本论文主要采用入/4阻抗变换器。 2.1.3 入/4阻抗变换器 入/ 4阻抗变换器是特征阻抗通常与主传输线不同、长度为入/ 4的传输线段，它可以用于负载阻抗或信号源内阻与传输线的匹配，以保证最大功率的传输；此外，在微带电路中，将两段不同特性阻抗的微带线连接在一起是为了避免线间反射，也应在两者之间加四分之一波长变阻器。

模数转换原理概述

模数转换原理概述 随着数字电子技术的迅速发展，各种数字设备，特别是数字电子计算机的应用日益广泛，几乎渗透到国民经济的所有领域之中。数字计算机只能够对数字信号进行处理，处理的结果还是数字量，它在用于生产过程自动控制的时候，所要处理的变量往往是连续变化的物理量，如温度、压力、速度等都是模拟量，这些非电子信号的模拟量先要经过传感器变成电压或者电流信号，然后再转换成数字量，才能够送往计算机进行处理。 模拟量转换成数字量的过程被称为模数转换，简称A/D(Analog to Digital)转换；完成模数转换的电路被称为A/D转换器，简称ADC(Analog to Digital Converter)。数字量转换成模拟量的过程称为数模转换，简称D/A(Digital to Analog)转换；完成数模转换的电路称为D/A转换器，简称DAC(Digital to Converter)。带有模数和数模转换电路的测控系统大致可用图1.1所示的框图表示。 图1.1 一般测控系统框图 图中模拟信号由传感器转换为电信号，经放大送入AD转换器转换为数字量，由数字电路进行处理，再由DA转换器还原为模拟量，去驱动执行部件。为了保证数据处理结果的准确性，AD转换器和DA转换器必须有足够的转换精度。同时，为了适应快速过程的控制和检测的需要，AD转换器和DA转换器还必须有足够快的转换速度。因此，转换精度和转换速度乃是衡量AD转换器和DA转换器性能优劣的主要标志。 本课程设计主要讲解万用表的原理与制作，仅涉及到A/D的相关知识。因此，在本章节中仅介绍ADC的相关知识，对DAC感兴趣的同学可以查阅“数字电路”的相关知识。 A/D转换的基本概念 AD转换器的功能是将输入的模拟电压转换为输出的数字信号，即将模拟量

微带线带通滤波器

引言 滤波器的基础是谐振电路，它是一个二端口网络，对通带内的频率信号呈现匹配传输，对阻带频率信号失配而进行发射衰减，从而实现信号频谱过滤功能。微波带通滤波器在无线通信系统中起着至关重要的作用，尤其是在接收机前端。滤波器性能的优劣直接影响到整个接收机性能的好坏，它不仅起到频带和信道选择的作用，而且还能滤除谐波，抑制杂散。平行耦合微带线滤波器是一种分布参数滤波器，它是由微带线或耦合微带线组成，其具有重量轻、结构紧凑、价格低、可靠性高、性能稳定等优点，因此在微波集成电路中，它是一种被广为应用的带通滤波器。 在以往设计各种滤波器时，往往需要根据大量复杂的经验公式计算及查表来确定滤波器的各级参数，这样的方法不但复杂繁琐，而且所设计滤波器往往性能指标难以达到要求。本文将先进的微波电路仿真软件ADS2008与传统的设计方法相结合设计一个平行耦合微带线滤波器，并进行建模、仿真、优化设计。 平行耦合微带线带通滤波器 边缘耦合的平行耦合线由两条相互平行且靠近的微带线构成，单个带通滤波器单元如图1(a)所示。根据传输线理论及带通滤波器理论，带通滤波元件是由串臂上的谐振器和并臂上的谐振器来完成，但是在微带上实现相间的串联和并联谐振元件尤为困难，为此可采用倒置转换器将串并联电路转化为谐振元件全部串联或全部并联在线上。因此，单个耦合微带滤波器单元能够等效成如图 1 (b)所示的一个导纳倒置转换器和接在两边传输线段的组合。

这种单独耦合线节单元虽然具有典型的带通滤波器的特性，但是单个带通滤波单元难以具有良好的滤波器响应及陡峭的通带—阻带过度。因此，通常情况下，采取级联多个这些基本耦合单元来构成实用的滤波器。如图2所示为一级联耦合微带线节单元构成的带通滤波器的典型结构，其每一个耦合线节左右对称，长度约为四分之一波长(对中心频率而言)。带通滤波器有N + 1个图1所示的耦合线带通滤波器单元构成，而每一段耦合线又可等效为如图1(b)所示的电路结构，因此导纳倒置转换器之间为特性阻抗为Z0、电角度为2θ的传输线段。Z0o与Z0e分别为耦合线的奇模与偶模特性阻抗，并可由下列公式确定： BW为带通滤波器的相对带宽，g为标准低通滤波器参数，Z0为滤波器输入、输出端口的传输线特性阻抗，下标i，i+1表示如图2所示的耦合段单元。

模数转换器基本原理及应用

Σ-Δ模数转换器基本原理及应用 一、Σ-Δ ADC基本原理 Σ-Δ ADC以很低的采样分辨率(1位)和很高的采样速率将模拟信号数字化, 通过使用过采样、噪声整形和数字滤波等方法增加有效分辨率, 然后对ADC输出进行采样抽取处理以降低有效采样速率。Σ-ΔADC的电路结构是由非常简单的模拟电路(一个比较器、一个开关、一个或几个积分器及模拟求和电路)和十分复杂的数字信号处理电路构成。要了解Σ-ΔADC的工作原理, 必须熟悉过采样、噪声整形、数字滤波和采样抽 取等基本概念 1.过采样 ADC是一种数字输出与模拟输入成正比的电路, 图1给出了理想3位单极性ADC的转换特性, 横坐标是输入电压U IN 的相对值, 纵坐标是经过采样量化的数字输出量, 以二进制000～111表示。理想ADC第一位的变迁发生在相当于1/2LSB的模拟电压值上, 以后每隔1LSB都发生一次变迁, 直至距离满度的1 1/2 LSB。因为ADC的模拟量输入可以是任何值, 但数字输出是量化的, 所以实际的模拟输入与数字输出之间存在±1/2LSB的量化误差。在交流采样应用中, 这种量化误差会产生量化噪声。 图1 理想3位ADC转换特性 如果对理想ADC加一恒定直流输入电压, 那么多次采样得到的数字输出值总是相同的, 而且分辨率受量化误差的限制。如果在这个直流输入信号上叠加一个交流信号, 并用比这交流信号频率高得多的采样频率进行采样, 此时得到的数字输出值将是变化的, 用这些采样结果的平均值表示ADC的转换结果便能得到比用同样ADC高得多的采样分辨率, 这种方法称作过采样(oversampling)。如果模拟输入电压本身就是交流信号, 则不必另叠加一个交流信号。采用过采样方法(采样频率远高于输入信号频率)也同样可提高ADC的分辨率。 由于过采样的采样速率高于输入信号最高频率的许多倍, 这有利于简化抗混叠滤波器的设计, 提高信噪比并改善动态范围。可以用频域分析方法来讨论过采样问题。由于直流信号转换具有的量化误差达1/2LSB, 所以数据采样系统具有量化噪声。一个理想的常规N位ADC的采样量化噪声有效值为q/12,均匀分布在奈奎斯特频带直流至fs/2范围内, 如图2所示。其中q为LSB的权重, fs为采样速率, 模拟低通滤波器将滤除fs/2以上的噪声。如果用Kfs的采样速率对输入信号进行采样(K

ADS中电路转换为微带线的步骤

ADS中电路转换为微带线的步骤 1.设计好Tline 2.Tools — LineCalc — Start LineCalc 用这个东东计算MLine各种参 数： Er: substrate dielectric constant H: subatrate height T: metallization thickness Cond: the conductivity of the conductor layers. for copper cond=4e7 Tand: the loss tanget. for copper at 0.022 比方说用RT/Duroid做基板： Er=2.20, H=20th or 0.508mm, T=0.1th or 2.5*10^-3 mm, cond =4.1*10^7 Rough=0, Tand= 0.0009 W: Mline宽 l: Mline长 Z0: 特性阻抗 E_Eff: 电角度 用synthesize或analyze可以方便地进行W\l和Z0\E的相互转换 右下角“Caculated Resaults”框中： K_eff: the effective dielectric constant A_dB: the loss of the line 3.新建design：）， analog/rf network, 模版可选用s-params。然后从 左边下拉工具栏 选Tlines-Microstrip,用微带线元件构造电路。

MSUB： for the microstrip substrate characteristics，与LineCalc 里的数据一样 Mlin: microstrip line,长宽已用LineCalc算出 MTEE: tee juction MBEND: for microstrip line bends and mitres MLOC: for microstrip end effects MSTEP: abrupt change in the width of the microstrip TFR: thin film resistor 4. 主菜单Layout – Generate/Update Layout

模数转换器原理

模数转换器原理

————————————————————————————————作者：————————————————————————————————日期：

模数转换器原理 模数转换器即A/D转换器，或简称ADC，通常是指一个将模拟信号转变为数字信号的电子元件。通常的模数转换器是将一个输入电压信号转换为一个输出的数字信号。由于数字信号本身不具有实际意义，仅仅表示一个相对大小。故任何一个模数转换器都需要一个参考模拟量作为转换的标准，比较常见的参考标准为最大的可转换信号大小。而输出的数字量则表示输入信号相对于参考信号的大小。 模拟数字转换器的分辨率是指，对于允许范围内的模拟信号，它能输出离散数字信号值的个数。这些信号值通常用二进制数来存储，因此分辨率经常用比特作为单位，且这些离散值的个数是2的幂指数。例

如，一个具有8位分辨率的模拟数字转换器可以将模拟信号编码成256个不同的离散值（因为2 =256），从0到255（即无符号整数）或从-128到127（即带符号整数），至于使用哪一种，则取决于具体的应用。 分辨率同时可以用电气性质来描述，使用单位伏特。使得输出离散信号产生一个变化所需的最小输入电压的差值被称作最低有效位（Leastsignificantbit,LSB）电压。这样，模拟数字转换器的分辨率Q等于LSB电压。模拟数字转换器的电压分辨率等于它总的电压测量范围除以离散电压间隔数： 这里N是离散电压间隔数。 这里EFSR代表满量程电压范围，即是总的电压测量范围，即输入参考高电压与输入参考低电压的差值。 这里VRefHi和VRefLow是转换过程允许电压的上下限。 M为ADC模块的精度的位数 正常情况下，电压间隔数等于

模数转换器ADC0809应用原理

AD080９应用原理－-很全面的资料 1.08０９的芯片说明: ＡDC0809是带有８位A/D转换器、8路多路开关以及微处理机兼容的控制逻辑的C ＭOS组件。它是逐次逼近式A/D转换器,可以和单片机直接接口。 (1）ＡDC0809的内部逻辑结构 由上图可知,ＡDC0８09由一个8路模拟开关、一个地址锁存与译码器、一个A/Ｄ转换器和一个三态输出锁存器组成。多路开关可选通8个模拟通道，允许8路模拟量分时输入,共用A／Ｄ转换器进行转换。三态输出锁器用于锁存Ａ／Ｄ转换完的数字量，当ＯE端为高电平时，才可以从三态输出锁存器取走转换完的数据。 （２）. 引脚结构 IN0-IＮ7:8条模拟量输入通道 ADC0809对输入模拟量要求：信号单极性，电压范围是0－５Ｖ，若信号太小，必须进行放大；输入的模拟量在转换过程中应该保持不变，如若模拟量变化太快,则需在输入前增加采样保持电路。 地址输入和控制线：4条

5.程序设计: （１)．进行Ａ/D转换时，采用查询ＥOC的标志信号来检测Ａ／D转换是否完毕,若完毕则把数据通过P0端口读入，经过数据处理之后在数码管上显示。 （2). 进行A/D转换之前，要启动转换的方法: ABＣ=1１0选择第三通道 ST＝０,SＴ=1,ＳＴ＝0产生启动转换的正脉冲信号 . (3). 关于０80９的计算: ad08０9是根据逐位逼近的方法产生数据的。。 参考电压为０-5V的话。以０80９八位25５的转换精度每一位的电压值为（５－0）/ 25５≈0．0196V ?设输入电压为X则： X－27*0.0196>=0则AD７=1否则AＤ7=0。 X-26*０.0196>=0则AＤ6=1否则AD6＝０。?Ｘ-20＊０.0196＞=0则AD０＝１27指2的7次方。26-－---－-20同理） 否则AD０=0。?( 若参考电压为0－1V （1-0)／2５5≈0．０0３9Ｖ精度自然高了。。可测量范围小了。 1)汇编源程序： CH EQU 30H DPCNT ＥＱU ３１H

AD转换器工作原理

模数转换器最重要的参数是转换的精度，通常用输出的数字信号的位数的多少表示。转换器能够准确输出的数字信号的位数越多，表示转换器能够分辨输入信号的能力越强，转换器的性能也就越好。A/D转换一般要经过采样、保持、量化及编码4个过程。在实际电路中，有些过程是合并进行的，如采样和保持，量化和编码在转换过程中是同时实现的。 模数转换原理概述随着数字电子技术的迅速发展，各种数字设备，特别是数字电子计算机的应用日益广泛，几乎渗透到国民经济的所有领域之中。数字计算机只能够对数字信号进行处理，处理的结果还是数字量，它在用于生产过程自动控制的时候，所要处理的变量往往是连续变化的物理量，如温度、压力、速度等都是模拟量，这些非电子信号的模拟量先要经过传感器变成电压或者电流信号，然后再转换成数字量，才能够送往计算机进行处理。模拟量转换成数字量的过程被称为模数转换，简称A/D(Analog to Digital)转换；完成模数转换的电路被称为A/D 转换器，简称ADC(Analog to Digital Converter)。数字量转换成模拟量的过程称为数模转换，简称D/A(Digital to Analog)转换；完成数模转换的电路称为D/A转换器，简称DAC(Digital to Analog Converter)。模拟信号由传感器转换为电信号，经放大送入AD 转换器转换为数字量，由数字电路进行处理，再由DA转换器还原为模拟量，去驱动执行部件。为了保证数据处理结果的准确性，AD转换器和DA转换器必须有足够的转换精度。同时，为了适应快速过程的控制和检测的需要，AD转换器和DA转换器还必须有足够快的转换速度。因此，转换精度和转换速度乃是衡量AD转换器和DA 转换器性能优劣的主要标志。 转换方法模数转换过程包括量化和编码。量化是将模拟信号量程分成许多离散量级，并确定输入信号所属的量级。编码是对每一量级分配唯一的数字码，并确定与输入信号相对应的代码。最普通的码制是二进制，它有2的n次方个量级（n为位数）,可依次逐个编号。模数转换的方法很多，从转换原理来分可分为直接法和间接法两大类。直接法是直接将电压转换成数字量。它用数模网络输出的一套基准电压，从高位起逐位与被测电压反复比较，直到二者达到或接近平衡（见图）。控制逻辑能实现对分搜索的控制，其比较方法如同天平称重。先使二进位制数的最高位Dn-1=1，经数模转换后得到一个整个量程一半的模拟电压VS，与输入电压Vin相比较，若V in>VS,则保留这一位；若V inVS还是V in