开关电源之软开关技术在开关电源中的应用阐述 开关电源中的硬开关和软开关是针对开关晶体管而言的。硬开关是不管 开关管上的电压或电流，强行接通或关断开关管。当开关管(漏极和源极之间，或者集电极和发射极之间)的电压及电流较大时，切换开关管，由于开关管状态间的切换(由导通到截止，或由截止到导通)需要一定的时间，这样就会造 成在开关管状态切换的某一段时间内，电压和电流有一个交越区域，这个交 越造成的开关管损耗(开关管的切换损耗)随开关频率的提高而急速增加。 ?若是感性负载，在开关晶体管关断时会感应出尖峰电压。开关频率越高， 关断越快，该感应电压越高。此电压加在开关器件两端，容易造成器件击穿。 ?若是容性负载，在开关晶体管导通瞬间的尖峰电流大。因此，当开关晶体 管在很高的电压下接通时，储存在开关晶体管结电容中的能量将以电流形式 全部耗散在该器件内。频率越高，开通电流尖峰越大，从而会引起开关管的 过热损坏。 ?另外，在次级高频整流回路中的二极管，在由导通变为截止时，有一个反 向恢复期，开关晶体管在此期间内接通时，容易产生很大的冲击电流。显然 频率越高，该冲击电流也越大，对开关晶体管的安全运行造成危害。 ?最后，做硬开关运用的开关电源中，开关晶体管会产生严重的电磁骚扰。 随着频率的提高和电路中的di/dt和du/dt增大，所产生的电磁骚扰也在增大，影响开关电源本身和周围电子设备的正常工作。 ?上述问题严重阻碍了开关器件(开关晶体管和高频整流二极管)工作频率的 提高。近年来开展的软开关技术研究为克服上述缺陷提供了一条有效的途径。和硬开关工作原理不同，理想的软关断过程是电流先降小到零，电压在缓慢
目前，开关电源正朝着高频、高效、环保等方向发展。与传统拓扑结构相比，三电平变换器由于具有开关管电压应力为输入直流电压的一半，适合输入电压较高的场合，输出电压谐波小等优点，从而备受关注。此外，伴随着高频化发展，出现了软开关技术，并结合三电平产生了不同拓扑的DC/DC变换器。传统ZVS半桥三电平DC/DC变换器轻载时滞后管难以实现ZVS，且开通损耗严重。ZVZCS变换器消除了ZVS三电平变换器零状态时变压器初级环流，减小了初级通态损耗，同时改善了占空比丢失问题，近年来得到了广泛研究。 这里提出一种新型ZVZCS半桥三电平DC/DC变换器，其次级采用了一个简单的无源筘位网络，通过这个无源箝位网络实现了超前桥臂在一定负载范围内的ZVS和滞后桥臂的ZCS。 2 主电路工作原理 图1为新型半桥三电平DC/DC变换器拓扑。 由图1可见，次级采用的无源箝位网络主要由箝位电容CA和二极管VDA1，VDA2，VDA3构成。变压器次级中心抽头通过VDA1连接到CA，将次级电压箝位在一个较低的水平。Cs1，Cs2为等值的输入分压电容，VDc1，VDc2为箝位二极管，Css为飞跨电容，Llk为变压器漏感，n为变比，VDR1～VDR4为整流二极管，Lf，Cf分别为滤波电感、电容，Uin，Uo 为输入、输出直流电压。采用移相PWM控制策略，工作波形如图2所示。 为简化分析，作如下假设：电路各器件均为理想元件；Lf足够大，其电流不变；将Cf看作
恒压源。变换器在半个稳态开关周期内有9个工作模态，分析如下： 新周期开始前超前管VS1导通，负载电流通过整流二极管续流，a，b间电压、次级电压、初级电流分别为uab，urec，ip，此时uab=urec= 0，ip=0. 模态1（t1～t2） t1时刻，滞后管VS2导通，新周期开始。由于ip=0，VS2此时ZCS开通。uab=Uin/2，ip线性增加。由于ip仍小于负载电流Io折算到初级的值Io/n，VDR1～VDR4全部导通，urec为零，说明该模态中次级存在占空比丢失现象。 模态2（t2～t3） t2时刻，ip达到Io/n，VDR1，VDR4关断，初级开始向负载传递能量。由于CA上电压为零，VDR1，VDR4为ZVS关断。同时VDA1导通，输入部分能量通过Ilk，VDA1向CA充电。记Uins（m2）为此模态中初级折算到次级的等效电压，Llk（m2）为折算到次级的等效漏感，则CA的电流iCA电压uCA，ip及urec分别为： 由于CA通过变压器次级中心抽头充电，urec=2uCA.t3时刻，uCA=Uo，VDA3导通，urec 被箝位为2Uo.记UrecP为次级电压峰值，则UrecP= 2Uo. 模态3（t3～t4）记uCA电压峰值为UCAM，UCAM=Uo保持不变，Llk中的谐振电流经过VDA3流向Cf，iCA迅速减小为零，urec保持2Uo不变。t4时刻Llk电流谐振到零，VDA1，VDA3 ZCS关断。 模态4（t4～t5） uCA仍保持UCAM不变，由于该模态下urec>Uo，VDA2不会导通，有ip（t）=Io/n，urec（t）=Uin/（2n）。 模态5（t5～t6） t5时刻，VS1 ZVS关断，记电容C1，C4电压分别为uC1，uC4，则UC1（t5）=0，UC4（t5）=Uin/2，ip向C1充电，C4放电，次级电压和整流二极管电压迅速减小，则有： 模态6（t6～t7）随着urec的减小，整流二极管两端电压迅速下降，在t6时刻被箝位为UCAM，此时VDA2 ZVS导通，CA开始放电，ip下降。则有：
几种实用的直流开关电源保护电路 1 引言 随着科学技术的发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，因此直流开关电源开始发挥着越来越重要的作用，并相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了直流开关电源[1-3].同时随着许多高新技术，包括高频开关技术、软开关技术、功率因数校正技术、同步整流技术、智能化技术、表面安装技术等技术的发展，开关电源技术在不断地创新，这为直流开关电源提供了广泛的发展空间[4].但是由于开关电源中控制电路比较复杂，晶体管和集成器件耐受电、热冲击的能力较差，在使用过程中给用户带来很大不便。为了保护开关电源自身和负载的安全，根据了直流开关电源的原理和特点，设计了过热保护、过电流保护、过电压保护以及软启动保护电路。 2 开关电源的原理及特点 2.1工作原理 直流开关电源由输入部分、功率转换部分、输出部分、控制部分组成。功率转换部分是开关电源的核心，它对非稳定直流进行高频斩波并完成输出所需要的变换功能。它主要由开关三极管和高频变压器组成。图1画出了直流开关电源的原理图及等效原理框图，它是由全波整流器，开关管V，激励信号，续流二极管Vp，储能电感和滤波电容C组成。实际上，直流
开关电源的核心部分是一个直流变压器。 2.2特点 为了适应用户的需求，国内外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是通过改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（Mn-Zn）材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度下获得高的磁性能，同时SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、薄。因此直流开关电源的发展趋势是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。 直流开关电源的缺点是存在较为严重的开关干扰，适应恶劣环境和突发故障的能力较弱。由于国内微电子技术、阻容器件生产技术以及磁性材料技术与一些技术先进国家还有一定的差距，因此直流开关电源的制作技术难度大、维修麻烦和造价成本较高， 3 直流开关电源的保护 基于直流开关电源的特点和实际的电气状况，为使直流开关电源在恶劣环境及突发故障情况下安全可靠地工作，本文根据不同的情况设计了多
开关电源软启动电路设计 1 简介 开关电源的输入电路大都采用整流加电容滤波电路。在输入电路合闸瞬间，由于电容器上的初始电压为零会形成很大的瞬时冲击电流如图1所示，特别是大功率开关电源，其输入采用较大容量的滤波电容器，其冲击电流可达100A以上。在电源接通瞬间如此大的冲击电流幅值，往往会导致输入熔断器烧断，有时甚至将合闸开关的触点烧坏，轻者也会使空气开关合不上闸，上述原因均会造成开关电源无法正常投入。为此几乎所有的开关电源在其输入电路设置的防止冲击电流的软起动电路，以保证开关电源正常而可靠的运行。 2 常用软起动电路 2.1 采用功率热敏电阻电路 热敏电阻防冲击电流电路如图2所示。它利用热敏电阻的Rt的负温度系数特性，在电源接通瞬间，热敏电阻的阻值较大，达到限制冲击电流的作用;当热敏电阻流过较大电流时，电阻发热而使其阻值变小，电路处于正常工作状态。采用热敏电阻防止冲击电流一般适用于小功率开关电源，由于热敏电阻的热惯性，重新恢复高阻需要时间，故对于电源断电后又需要很快接通的情况，有时起不到限流作用。
2.2 采用SCR-R电路 该电路如图3所示。在电源瞬时接通时，输入电压经整流桥VD1-VD4和限流电阻R对电容器C充电。当电容器C充电到约80%的额定电压时，逆变器正常工作，经主变压器辅助绕组产生晶闸管的触发信号，使晶闸管导通并短路限流电阻R，开关电源处于正常运行状态。 这种限流电路存在如下问题：当电源瞬时断电后，由于电容器C上的电压不能突变，其上仍有断电前的充电电压，逆变器可能还处于工作状态，保持晶闸管继续导通，此时若马上重新接通输入电源，会同样起不到防止冲击电流的作用。 2.3 具有断电检测的SCR-R电路 该电路如图4所示。它是图3的改进型电路，VD5、VD6、VT1、RB、CB组成瞬时断电检测电路，时间常数RBCB的选 取应稍大于半个周期，当输入发生瞬间断电时，检测电路得到的检测信号，关闭逆变器功率开关管VT2的驱动信号，使逆变器停止工作，同时切断晶闸管SCR的门极触发信号，确保电源重新接通时防止冲击电流。 2.4 继电器K1与电阻R构成的电路 该电路原理图如图5所示。电源接通时，输入电压经限流电阻R1对滤波电容器C1充电，同时辅助是电源Vcc经电阻R2对并接于继电器K1线包的电容器C2充电，当C2上的充电电压达到继电器的动作电压时，K1动作，旁路限流电阻
软开关技术在开关电源中的应用 开关电源中的硬开关和软开关是针对开关晶体管而言的。 硬开关是不管开关管上的电压或电流，强行接通或关断开关管。当开关管(漏极和源极之间，或者集电极和发射极之间)的电压及电流较大时，切换开关管，由于开关管状态间的切换(由导通到截止，或由截止到导通)需要一定的时间，这样就会造成在开关管状态切换的某一段时间内，电压和电流有一个交越区域，这个交越造成的开关管损耗（开关管的切换损耗）随开关频率的提高而急速增加。 开关管的切换损耗与开关管的负载特性有关： 若是感性负载，在开关晶体管关断时会感应出尖峰电压。开关频率越高，关断越快，该感应电压越高。此电压加在开关器件两端，容易造成器件击穿。 若是容性负载，在开关晶体管导通瞬间的尖峰电流大。因此，当开关晶体管在很高的电压下接通时，储存在开关晶体管结电容中的能量将以电流形式全部耗散在该器件内。频率越高，开通电流尖峰越大，从而会引起开关管的过热损坏。 另外，在次级高频整流回路中的二极管，在由导通变为截止时，有一个反向恢复期，开关晶体管在此期间内接通时，容易产生很大的冲击电流。显然频率越高，该冲击电流也越大，对开关晶体管的安全运行造成危害。 最后，做硬开关运用的开关电源中，开关晶体管会产生严重的电磁骚扰。随着频率的提高和电路中的di/dt 和du/dt增大，所产生的电磁骚扰也在增大，影响开关电源本身和周围电子设备的正常工作。 上述问题严重阻碍了开关器件（开关晶体管和高频整流二极管）工作频率的提高。近年来开展的软开关技术研究为克服上述缺陷提供了一条有效的途径。和硬开关工作原理不同，理想的软关断过程是电流先降小到零，电压在缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。由于器件关断前电流已经下降到零，便解决了感性关断问题。理想的软开通过程是电压先降到零，电流在缓慢上升到通态值，所以开通损耗近似为零，器件结电容的电压也为零，解决了容性开通问题。同时，开通时，二极管反向恢复过程已经结束，因此二极管反向恢复问题不存在。 软开关技术还有助于电磁骚扰水平的降低，其原因是开关晶体管在零电压的情况下导通和在零电流的情况下关断，同时快恢复二极管也是软关断的，这可以明显减小功率器件的di/dt和du/dt，从而可以减小电磁干扰的电平。 一般来说软开关的效率较高(因为没有切换损)；操作频率较高，PFC或变压器体积可以减少，所以开关电源的体积可以做到更小。但成本也相对较高，设计较复杂
设计要领 软开关电源的设计要领UC3846构成的ZVZCS软开关电源的 1．主电路 P0=3KW，U0=30V，fs=20KHz。 从功率容量和尽可能降低开关电源装置的损耗和制作成本考虑，主电路采用了主开关器件为IGBT的全桥PWM变换电路。电路如图2所示。 2．控制电路 PWM控制电路采用的是UC3846。其应用电路主要部分如图3(a)所示，脚1所接R1、R2,决定初级限流值，并决定当过电流时器件是闭锁还是重新运行。CS+和CS-两端接过流信号，实施过流、过压自动保护。EA+和EA-两端是内部误差放大器输入端，接受来自输出电压和输出电流的误差信号，以实行导通/短开时间的控制，达到PWM占空比控制的目的。脚16 ShutDown端是封锁输出脉冲的接线端，接收过流、过压封锁信号，脚8和脚9外接决定开关频率的电阻RT和电容CT。控制输出端Bout（14脚）和Aout（11脚）分别接D 触发器的置“1”端和置“0”端，通过触发器的延时翻转，在滞后桥臂上得到滞后超前臂开关信号一些时间的开关信号，通过主电路的软开关电路实现ZVS和ZCS。S1-S4是输出到IGBT 驱动电路的控制信号，如图3(b)所示是一个IGBT的驱动电路。
3．电路参数计算 对元件和参数作一个计算。开关频率及PWM控制脉冲宽度（占空比）是输出稳定性高低的关键，IGBT和高频整流快速恢复二极管是电源工作恢复高低的关键。 3．1 开关频率及占空比的计算 为了计算这两个参数，先设计高频变压器的匝比为10：1。因为电源输出电压U0为28V，所以高频变压器输入端的平均电压US’应为280V。由DC-DC变换原理可知：Us，/ Ud =D/T，而Ud=1.35UL，式中：UL---- 三相供电线有效值(380V),所以，D/T=280/513=0.545=0.55,由于是全桥式变换,所以每组开关的占空比Dp=D/2*T=0.2757T图4-a所示为一组开关的工 作波形示意图。 综合对电源可靠性要求高,对电源体积要求较高等因素,确定开关电源频率为20KHZ,容易算 出最小死区时间为760ns。 可见，有这样大的死区时间，可以保证在输入电压有较大波动情况下仍能使输出稳定不变。 3．2IGBT的选择 对IGBT的选择，主要考虑正常工作时流过IGBT的电流有效值、平均电流和反向电压Uces。因为象开关损耗发热、工作条件严酷等因素都不能忽略，所以选择时，其元件的参数应取2倍以上安全系数,。由于是全桥式电路，且高频变压器变比为10 : 1 ,次级输出电流为连续的100A电流，所以流过变压器初级电流平均值IL（av）应为10A，流过每个IGBT的稳定电 流波形如图4-b所示，其电流计算如下 因为 所以IGBT的稳态幅值电流为: IGBT电流的有效值为：
SIMetrix 在“开关电源及其软开关技术”教学中的应用 为了完善专业的知识结构、配合学校培养应用型人才的办学思路，华南理工大学广州学院电气工程学院为本科生开设了“开关电源及其软开关技术”这门课程。该课程是“电力电子技术” 的后续课程，系统地介绍了开关电源电路的结构组成、工作原理、设计方法和开发过程，其综合性、工程性和实用性很强。目前，课程在教学中存在的主要问题：第一，虽然在课堂教学中使用了多媒体课件，但依然需要花费大量精力对电路工作原理及其波形进行描述和分析，学生仅凭听讲还是很难深入理解。第二，在本科生中开设该课程的高校较少，在市场上很难找到针对该课程的实验装置，学生学习的理论知识得不到很好的验证。第三，开关电源的硬件开发是一项知识面要求宽、难度大又危险的复杂技术工作，受时间、空间、物质条件等因素限制，在这方面不能做过多要求，因此学生动手能力得不到真正的锻炼。 为了弥补以上不足，本文提出在课程教学中引入SIMetrix 仿真工具。借助该仿真软件，学生更容易理解理论知识，还可以在课堂外对所学的知识加以验证以及进行一些设计应用，从而激发学习的兴趣并增强实践能力。 一、SIMetrix 仿真软件介绍 特点一：包含丰富的器件模型。模型库不仅包含了理想的电路元件，同时还提供了比较通用的、常见的半导体器件和各类应用广泛的
集成电路控制芯片，在此基础上足以构建完整的开关电源系统。 特点二：先进的测量功能。波形可通过选择检测器然后点击原理图生成，或在原理图上放入固定的检测器生成，可在仿真后甚至仿真时查看波形，非常方便。 特点三：强大的波形处理功能。为波形分析提供RMS、frequency、-3dB、FFT等40多种函数，选择这些函数可获得计算结果并显示在波形旁边。 特点四：具有多种分析功能。包括瞬态分析、交流分析、直流分析、噪声分析、传输函数分析等，每种分析功能下又提供多种扫描模式，如频率扫描、器件扫描、参数扫描、模型参数扫描、温度扫描、蒙特卡罗扫描等等。 此外，SIMetrix 仿真软件的仿真结果与实际非常接近，用户图形界面友好，仿真直观，使用者容易掌握。 二、基于UC3842的反激电路仿真实例分析 反激变换器具有高可靠性、高效率、电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、升/ 降压范围宽、易于多路输出等优点，是小功率开关电源的理想电路拓扑。UC3842是SIMetrix仿真工具模型库 自带的集成芯片，其外围器件少、性能良好、价格低廉。综上所述，以UC3842空制的反激电源为仿真实例，电路简单且具有代表性，满足初学者的基本学习要求，具体的仿真电路如图1 所示 1. 仿真电路原理 （1）主电路原理。交流输入电压经D1-D4 组成的桥式整流
半桥软开关逆变式焊机原理详解 详细阐述了半桥软开关逆变焊机的原理 这是一种新型的半桥软开关逆变技术，它能使逆变开关器件在软接通和软关断条件下工作。开关电压应力和电流应力大幅降低，开关损耗也大幅降低，器件发热大幅降低，电磁干扰幅度也大幅降低。由于采用了半桥，相应地降低了设备成本。 为达到上述目的，“半桥软开关逆变焊机”包括输入滤波电路、一次侧整流滤波电路、半桥软开关逆变电路、隔离变压器、二次侧整流滤波电路和主控板电路，根据设备的电力流向依次连接。主控板电路与二次整流滤波电路和半桥软开关逆变电路相连。 图1是电路框图，图2是主电路原理图，图3是图1所示的主控板电路图 :“半桥软开关逆变焊机”包括输入滤波电路1、一次侧整流滤波电路2、半桥软开关逆变电路3、隔离变压器4、二次侧整流滤波电路5和主控板电路6，根据设备的电力流向依次连接主控板电路6与次级整流滤波电路5和半桥软开关逆变器电路3都连通 图1中电路的组成和互连见图2如图2所示，
输入滤波电路1由电源开关S1、差模滤波电容C27和C28、共模滤波电容C29、C30、C31、C32和共模滤波电感L1组成滤波器对电网干扰信号进行滤波，使焊机免受外界电磁干扰，提高稳定性；同样，焊机产生的干扰信号也可以通过滤波器进行滤波，使得焊机不会对外界产生电磁干扰，提高了其他设备的稳定性 初级整流滤波电路2由整流桥BR1和电容C34和C35组成送入机器的交流电压和电流由整流桥BR1整流成DC电压和电流，由电容器C34和C35滤波，然后送入半桥软开关逆变电路3 半桥软开关逆变电路3由两组正向串联的绝缘栅场效应功率开关器件Q1和Q2和另外两组反向串联的绝缘栅场效应功率开关器件Q01和Q02组成辅助开关电路，R48、R49、R54和R55为四个绝缘栅场效应功率开关器件R50和C38的栅极串联驱动电阻；分别；R51和C39是电阻-电容吸收电路，分别与半桥主逆变器电路的两个极点Q1和Q2(对于金属氧化物半导体场效应晶体管器件为D和S极点，对于IGBT器件为C和E极点，对于MCT器件为A和K极点)并联。辅助开关电路的两组绝缘栅场效应功率开关器件Q01和Q02反向串联，然后一侧连接到由两组绝缘栅场效应功率开关器件Q1和Q2串联而成的半桥臂中点，另一侧连接到DC母线串联谐振电容C36和 C37中点绝缘栅场效应功率开关器件Q01和Q02、谐振电容器C36和C37以及饱和电感器L2形成软开关辅助谐振电路。从而保证主开关Q1和Q2的零电流导通和零电压关断电容器C40和电容器C39是桥臂电容器，它们的容量足够大，使得每当主开关Q1和Q2接通时，
移相全桥大功率软开关电源的设计 移相全桥大功率软开关电源的设计 1引言 在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。 本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好 的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。 2主电路的拓扑结构 鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。 隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。考虑到效率的问题，谐振电感LS只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大，将会导致过高 的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。 图1主电路原理图 3零电压软开关 高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS控制方式，控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。
开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。 图2IGBT驱动电压和集射极电压波形图 4容性功率母排 在最初的实验样机中，滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGBT上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡，图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后，功率母排的温升为38℃，电容C5的温升为24℃。 图3使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形 为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率母排，图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11℃，电容C5的温升为10℃。 图4使用容性功率母排后变压器初级电压和电流波形 5采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流为了进一步减小损耗，输出整流二极管采用多只大电流（400A）、耐高电压（80V）的肖特基二极管并联使用。而且，每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样，每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时，次级整流二极管配上了RC吸收网络，以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起 的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗，有利于效率的提高。 对于大电流输出来说，一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件，并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方
他激ZVS-RCC式零电压软开关开关电源充电器的研究与实践关键词：自激振荡，无源、无辅助开关准谐振，零电压开关（ZVS），PWM自适应同步，分布电容电流尖刺消除。 一、小功率AC/DC开关电源的技术现状： 现有离线式小功率AC/DC开关电源从线路结构形式来分类大致有正激式、反激式、半桥式等等几种；按驱动结构分类大致有自激式、它激式；按控制结构分类大致有PWM 控制、PFM控制。 AC/DC开关电源从核心技术上讲主要是控制方式。PWM控制方式制作的开关电源是当今开关电源方式制作的主流。由于PWM控制方式控制特性好，控制电路较简单，控制频率固定，成本低，在小功率开关电源中应用广泛。 但随着对开关电源的高功率密度，高可靠性、低成本要求的市场需求，对硬开关PWM 控制电路提出了挑战。由于主开关器件结电容，变压器及线路板的分布电容的不可避免。硬开关PWM控制电路暴露出了主开关器件随功率增大、频率进一步提高损耗会明显增大的缺点，表现为主开关器件温升高，影响了开关电源的可靠性，且变换效率无法再进一步提高。 常规（非正向式）硬开关PWM控制线路的主开关电压、电流波形（图1）及功耗分析： 由以上V/I波形可以看到，两种电路的波形有一个共同的特点：在主开关开通（T on）时，都有一电流上冲尖刺，并且尖刺电流与主开关电压波形明显重叠。在主开关关断（T off）时，主开关电压和电流波形明显重叠。正是由于这种重叠的存在，使主开关的动态损耗在电流大及频率高时更加严重。
如果用一个MOSFET作主开关，这个MOSFET的C oss为300P，变压器及线路板的分布电容为100P，Cr总共为400P，假设频率f=100KHz。 由线路原理可知，MOSFET在开通时的电压（即Cr上的电压）为 V f=V in+V clam V clam=N·(V out+V d+V tsr), V f：MOSFET漏极上的回扫电压， V in：电源的DC输入电压， N：变压器初次级匝比， V out：输出DC电压， V d：输出整流二极管上的压降， V tsr：变压器次级绕组上内阻引起的压降， 得到：V f=V in+ N·(V out+V d+V tsr) 假设有一回扫线路 V f= V in+N·(V out+V d+V tsr)=310+10×(12+1+0.2)=442(V), V cr=V f=442V, MOSFET开通（Ton）时Cr电容的损耗可用下式计算： P cr=（C r·V cr2·f）/2 代入计算：P cr= (400×10-12×4422×100×103 )/2 =7.81456/2=3.90728(w)≈4W。 由以上计算可知，MOSFET主开关输出电容Coss，及变压器、线路板的分布电容全部等效为C r在MOSFET主开关内要消耗4W左右（不包括MOSFET主开关关断时的消耗，及MOSFET导通电阻所引起的消耗）。 由RCC式线路原理可知，自激RCC式电路也工作在初级电感能量释放完状态，MOSFET在开通时的电压（即Cr上的电压）因自激条件需要为恒定V f=V in。仍根据以上条件可计算出MOSFET开通时Cr电容的损耗为： P cr= (400×10-12×3102×100×103 )/2=1.922(w)。 回扫式及他激RCC式电路如果工作在初级电感能量释放完的状态，MOSFET在开通时的电压（即C r上的电压）在不同负载条件下是不同的，P cr损耗的大小由于负载的轻重不能确定而无法预知，所以不能保证低的P cr功耗。 有朋友在做充电器时，可能会遇到，在输出电压的某一段时感觉MOSFET的温升还可以、但在另一电压段时MOSFET的温升很高而无从着手。
开关电源的软起动电路 1引言 开关电源的输入电路大都采用整流加电容滤波电路。在输入电路合闸瞬间，由于电容器上的初始电压为零会形成很大的瞬时冲击电流（如图1所示），特别是大功率开关电源，其输入采用较大容量的滤波电容器，其冲击电流可达100A以上。在电源接通瞬间如此大的冲击电流幅值，往往会导致输入熔断器烧断，有时甚至将合闸开关的触点烧坏，轻者也会使空气开关合不上闸，上述原因均会造成开关电源无法正常投入。为此几乎所有的开关电源在其输入电路设置防止冲击电流的软起动电路，以保证开关电源正常而可靠的运行。 2常用软起动电路 （1）采用功率热敏电阻电路 热敏电阻防冲击电流电路如图2所示。它利用热敏电阻的Rt的负温度系数特性，在电源接通瞬间，热敏电阻的阻值较大，达到限制冲击电流的作用；当热敏电阻流过较大电流时，电阻发热而使其阻值变小，电路处于正常工作状态。采用热敏电阻防止冲击电流一般适用于小功率开关电源，由于热敏电阻的热惯性，重新恢复高阻需要时间，故对于电源断电后又需要很快接通的情况，有时起不到限流作用。 （2）采用SCR R 电路 和限流电阻R对电容器C充电。该电路如图3所示。在电源瞬时接通时，输入电压经整流桥VD1VD4 当电容器C充电到约80％的额定电压时，逆变器正常工作，经主变压器辅助绕组产生晶闸管的触发信号，使晶闸管导通并短路限流电阻R，开关电源处于正常运行状态。 这种限流电路存在如下问题：当电源瞬时断电后，由于电容器C上的电压不能突变，其上仍有断电前的充电电压，逆变器可能还处于工作状态，保持晶闸管继续导通，此时若马上重新接通输入电源，会同样起不到防止冲击电流的作用。 电路 （3）具有断电检测的SCR R 该电路如图4所示。它是图3的改进型电路， 图1合闸瞬间滤波电容电流波形
An Improved Single-Phase Inverter for Small PV-System Using Soft-Switching Technique D. Amorndechaphon and S. Premrudeepreechacharn Department of Electrical Engineering, Chiangmai University, Chiangmai, 50200 THAILAND Abstract-In order to increase the conversion efficiency of a PV system, a high-efficiency PV power inverter with simple control m ethodology is required. To satisfy this requirem ent, an improved single-phase inverter using soft-switching technique is proposed. The proposed power inverter circuit is composed of a ZVT-PWM boost dc-dc converter and a LLCC resonant inverter. The dc-link voltage amplitude is controlled by ZVT-PWM boost dc-dc converter with soft-switching transition. The stable sinusoid ac output voltage is inverted from dc-link voltage via a LLCC resonant inverter. The effectiveness of the proposed inverter for small PV system is verified by simulation results. I. I NTRODUCTION Due to the Kyoto agreement on global reduction of greenhouse gas emissions that generated by the burning process from the primary fossil fuels such as coal, oil, natural gas etc. Many renewable energy sources are developed such as solar, wind, biomass and fuel cell [1]. The solar energy is clean and viable source of electricity. I t has been used as the main source for electrical loads in rural areas away from the grid or grid-connected in distributed energy production. In recent years, the conventional buck-boost PWM inverters shown in figure 1 have been widely used for small PV-system [2-3] due to the individual operation and simple control. These systems compose of a PV array, a dc-dc converter and a dc-ac inverter. The dc-dc converter is used to boost the PV voltage to a level higher than the peak of the voltage utility and also responsible for tracking the maximum point of the PV array to fully utilize the PV power. The excessive power from the PV module to the load can be fed to the load. The balance of power flow is controlled through the inverter. The dc-ac inverter is usually a pulse-width-modulation (PWM) voltage-source inverter, which shapes and inverts the output current. The inverter is also used to act as a high-frequency filter to eliminate the high-frequency component at the inverter output to achieve the low output harmonic distortion and high output power factor. To minimize the size and weight of overall system, high switching frequency operations are required for inverters. However, high switching operation causes switching power losses and high switching stresses in the semiconductor devices as shown in figure 2. In order to solve these problems, resonant converters using zero voltage switching (ZVS) and zero current switching (ZCS) techniques [4] can be used to greatly reduce the switching losses at the expenses of high voltage or current stresses on power switches. Figure 2. Hard-switching waveform of semiconductor switching devices (a) switching power losses (b) voltage and current stresses For the inverter without reactive energy feedback paths, the parasitic reactive energy due to the possible leakage of inductors also imposes transient high voltage, dv/dt or di/dt stresses on switch devices that causes high electromagnetic interference (EM ). Therefore, soft-transition switching techniques such as zero voltage transition (ZVT) [5] and zero current transition (ZCT) [6] have been developed to minimize or eliminate both switching losses and stresses, and thus improving converter efficiency. n this paper, a soft-switching single-phase inverter for small PV system is proposed. This inverter is composed of a ZVT-PWM boost dc-dc converter and a LLCC resonant inverter [7]. An auxiliary circuit is used to provide the active switches in a boost converter operate at soft-switching without additional voltage and current stresses. The stable ac output voltage is generated from the LLCC resonant inverter with low total harmonic distortion (THD). I n the following, the operating principles of the proposed PV-system will be thoroughly discussed. Simulation results will be given to validate the effectiveness of the fulfilled functions. Proceedings of ECTI-CON 2008 978-1-4244-2101-5/08/$25.00 ?2008 IEEE
开关损耗及软开关技术 概述 本文简单介绍了开关电路的常见形式，讲述了开关电路开通和截止的过程以及开关损耗产生的原因。最后介绍了减少开关损耗的办法—软开关技术。 开关电路简介 开关是我们经常碰到的一种物品，如电灯的开关，电源的开关，电闸，继电器等。现代电子电路中也经常会使用到开关电路。只不过在电子电路中的开关与上面所提到的机械方式的开关不同,电子电路中的开关一般利用晶体管或场效应管的导通截止特性构成。 开关电路经常出现在电源，功率放大器，电机伺服，音视频切换等电路中。下面举两个例子 开关电源中的开关管(Q) D 类音频功率放大器中的开关管(M1,M2) 从上面两个例子可以看出在功率电子电路中是用的开关电路有以下两个特点 1、 开关管的负载都是感性负载(开关电源电路中的f L 和音频功放中的1L ) 2、 都有相应的续流二极管(如开关电源电路中的D) *在音频功放中的续流二极管实际上是功率场效应管的体二极管。 开关电路的开关过程及开关损耗 以开关电源电路中的开关电路为例介绍一下开关的过程。在这里假定电感f L 较大所以在开关过程中流过电感的电流可以近似认为没有变化。 开通过程 下图描述了开关管开通时电压电流的关系，其中CE V 指得是开关管Q 发射极和集电极之间的电压，对场效应管就是源极(S)和漏极(D)之间的电压。L I 是关断前电感流过的电流。
在0t 时刻开关管Q 开始流过电流，开关管逐渐开通。 在10~t t 时刻流过开关管Q 的电流逐渐增大，同时流过二极管D 的电流逐渐减小。在此时刻Q 一直工作在放大状态，即流过开关管的电流的大小是由流过基极的电流大小决定的。 在1t 时刻开关管Q 流过了所有的L I ，这时流过二极管的电流为零。但是由于二极管反向恢复时间的原因，二极管不会立即进入截止状态，而是要继续保持一段时间的导通。 在21~t t 时刻流过开关管的电流继续增大，Q 还是工作在放大状态。二极管处于反向恢复期流过反向的电流。 在2t 时刻二极管的反向电流开始减小。在此时刻流过开关管的电流已经不再由Q 基极电流的大小决定，所以在此时刻Q 工作在放大和饱和的临界状态。 在32~t t 时刻流过开关管的电流开始减小，同时开关管两端的电压也开始急剧下降，电压下降的速度主要取决于二极管的反向恢复过程。 在3t 时刻二极管完全截止。 在43~t t 时刻里开关管处于动态饱和区CE 端的压降受三极管本身的特性，积极驱动电流，和结温影响。这里不再讨论。 关断过程 关断过程可以分成两部分 10~t t 时刻开关管逐渐退出饱和状态两端电压不断上升。但是流过其中的电流大小没有明显变化。 21~t t 时刻开关管逐渐关断，而二极管逐渐导通。 在关断过程中开关管决定了电流和电压的变化率。
半桥软开关逆变式焊机原理详解 这是一种新型的半桥软开关逆变技术，可使逆变开关器件在软开通软关断的条件下工作，其开关电压应力和电流应力都大为减小，开关损耗也大为减小，器件发热大为减小，同时电磁干扰幅度也大为减小，由于采用半桥，器件成本也相应降低了。 为达到以上目的，“半桥软开关逆变式焊机”包括按设备的电功率流向而顺序连接的：输入滤波电路、一次侧整流滤波电路、半桥软开关逆变电路、隔离变压器和二次侧整流滤波电路以及主控制板电路，主控制板电路既和二次整流滤波电路联通又和半桥软开关逆变电路联通。 图一是的电路方框图 图二是的主回路原理图 图三是的主控制板电路图 如图一所示：“半桥软开关逆变式焊机”包括按设备的电功率流向而顺序连接的：输入滤波电路1、一次侧整流滤波电路2、半桥软开关逆变电路3、隔离变压器4和二次侧整流滤波电路5以及主控制板电路6。主控制板电路6既和二次整流滤波电路5联通又和半桥软开关逆变电路3联通。
图一中各电路的构成和相互连接关系见图二。 如图二所示： 输入滤波电路1由电源开关S1，差模滤波电容C27和C28，共模滤波电容C29、C30、C31、C32以及共模滤波电感L1组成。电网干扰信号通过上述滤波器的滤除，使得本焊机免受外界电磁干扰，提高稳定性；同样，本焊机产生的干扰信号会也会被上述滤波器滤除，使得本焊接不会对外界产生电磁干扰，提高其他设备的稳定性。 一次侧整流滤波电路2由整流桥BR1和电容C34、C35组成。送入机内的交流电压、电流通过整流桥BR1整流成直流电压、电流，经过电容C34、C35滤波后送半桥软开关逆变电路3。 半桥软开关逆变电路3，由两组绝缘栅场效应电力开关器件Q1、Q2顺向串接组成，另两组绝缘栅场效应电力开关器件Q01和Q02反向串接组成辅助开关电路，R48、R49、R54、R55分别为四只绝缘栅场效应电力开关器件的栅极串接驱动电阻，R50和C38；R51和C39分别为半桥主逆变电路的两只绝缘栅场效应电力开关器件Q1和Q2两极（对于MOSFET器件为D和S极，对于IGBT器件为C和E极，对于MCT器件为A和K极）并联的阻容吸收电路。辅助开关电路的两组绝缘栅场效应电力开关器件Q01和Q02反向串接后一边接到两组绝缘栅场效应电力开关器件Q1、Q2串接组成的半桥桥臂的中点，另一边则接到直流母线串接谐振电容C36和