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四川大学 硕士学位论文 软件无线电调制制式的自识别研究 姓名：冯进华 申请学位级别：硕士 专业：电路与系统 指导教师：赵刚 20060516
软件无线电调制制式的自识别研究
电路与系统专业
研究生
冯进华
指导教师
赵刚
摘
要
通信信号的自动识别是软件无线电中的一个主要问题。软件无线电的基本 思想就是建立一个通用和模块化的硬件平台，在这个平台的基础上，通过软件 模块来实现各种通信功能，把通信．发计从基于硬件、基于用途的发计方法中解 脱…ｔ术。以１周制信号的产生为例，软件无线电采用了一个通用的数字信号处理 平台，将各种调制和解调算法做成相应的软件模块，然后根据买际设诮的需要 求ｉ岗用相应的模块。因此，这种设计方法具有很强的灵活性和功能可扩展性。
软件无线电的特点决定了它的接收机必须在同“ｔ台下识别各种制式和实
现相互切换。这样种多制式、多频段的环境给通信接收方带来了困难，这就
提出Ｊ，通信信号的自动识别问题。
根据以上情况．本文对软件无线电平台下模拟和数字信号的调制制式自识 别进行了研究，重点研究了调制信号特征参数的提取和判决，同时将时域分集
技术州＿丁数字调制信号的自识别设计。由０一调制信号在无线信道里传输时会受 到多径衰落的影响，以致接收端对信号特征量提取不准，产生误判。本文对将
要进行制式识别的数字信号进行了时域分集预处理，改善了信号的时域波形， 雨提取其特征量进行判决。经反复测试，发现信号经分集接收预处理后识荆率 有了明显提高，尤其足在较低信噪比的环境中。这说明，分集接收预处理对调
制信号的自识别是有意义的，具有一定的工程意义。 关键词：
软件无线电调制制式特征参数
ＭｏｄｕＩａｔｉｏｎ
ｔｙｐｅ
ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ
ｔ
ｉｎ Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｒａｄｉｏ
Ｍａｊｏｒ：Ｃｉ ｒｃｕ
Ｇｒａｄｕａｔｅ：Ｆｅｎｇ Ｊｉｎｈｕａ
ａｎｄ ｓｙｓｔｅｍ Ｓｕｐｅｒｖ ｉ ＳＯｔ：２而占Ｄ Ｓａｎｇ
Ａｂｓｔｒａｃｔ
Ｔｉｌｅ ｍａｉｎ ｐｕｒｐｏｓｅ ｏｆ Ｓｏｆｔｗａｒｅ
Ｒａｄｉｏ
ｉｓ
ｔｏ
ｂｕｉｌｄ
ａ
ｇｅｎｅｒａｌ ｐｌａｔｆｏｒｍ ｔｈａｔ
ｉｎｔｅｇｒａｔｅｓ ｖａｒｉｏｕｓ
ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓ ｍｏｄｅｌｓ ｔｏｇ
ｅｔｈｅｒ．Ｉｔ ｉｓ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｆｒｏｍ ｃｏｍｍｏｎ
ｏｎ ａ
ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙＳｔｅｍ．Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｒａｄｉｏ ｓｙｓｔｅｍ ｉｓ ｂａｓｅｄ ｍａｎｙ ｓｏｆｔｗ’ａｒｅ ｍｏｄｅｌｓ ａｎｄ ｔｈｅ
ｃｏｒｅ
ｇｅｎｅｒａｌ
ｐｌａｔｆｏｒｍ
ｗｉｔｈ
ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ｉｓ ＤＳＰ
ｏｒ
ＦＰＧＡ．Ｔｈｅ Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｒａｄｉｏ
ｏｒ
ｄｅｓｉｇｎ ｉｓ ｅａｓｉｅｒ ｔｈａｎ ｈａｒｄｗａｒｅ．Ｈａｒｄｗａｒｅ ｄｅｓｉｇｎ ｎｅｅｄｓ ｔｏ ｃｈａｎｇｅ ＰＣＢ ｓｙｓｔｅｍ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔ ｉｓ ｃｈａｎｇｅｄ．Ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ，ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｂａｓｅｄ ｅａｓｙ ｔｏ ｕｐｄａｔｅ
ｏｎ
ｃｈｉｐｓ ｗｈｅｎ
Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｒａｄｉｏ ｉｓ
ａｎｄ
ｅｘｐａｎｄ ｉｎ ｔｈｅ ｆｕｔｕｒｅ． ｒｅｑｕｉｒｅｓ ｔｈｉｓ ｓｙｓｔｅｍ
ｔｏ
Ｔｈｅ ｃｈａｒａｃｔｅｒ ｏｆ Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｒａｄｉｏ
ｉｄｅｎｔｉｆｙ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
ａｒｅ
ｔｙｐｅ ａｕｔｏｍａｔｉｃａｌｌｙ ｂｅｃａｕｓｅ ｖａｒｉｏｕｓ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ
ｓｉｇｎａｌ
ｔｙｐｅｓ
ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｉｎ ｔｈｅ
ｓａｍｅ ｂｏａｒｄ．Ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ，ｔｈｅ ｒｅｓｅａｒｃｈｅｓ ｏｆ ｓｉｇｎａｌ ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｂｅｃｏｍｅ ｍｏｒｅ ａｎｄ ｍｏｒｅ
ｉｍｐｏｒｔａｎｔ，
Ａｃｃｏｒｄｉｎｇ
ｔｏ
ｔｈｅ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔ ｏｆ ａｃｔｕａｌ Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｒａｄｉｏ ｓｙｓｔｅｍ，ｔｈｅ ｃｕｒｒｅｎｔ
ｏｎ
ｒｅｓｅａｒｃｈ ｈａｓ ｆｏｃｕｓｅｄ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ａｎｄ ｔｈｅ ｆａｌｓｅ
ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｔｙｐｅ ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ，ｅｓｐｅｃｉａｌｌｙ
ｏｎ
ｅｘｔｒａｃｔ ｏｆ
ｊｕｄｇｍｅｎｔ
ｏｆ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｓｉｇｎａｌｓ ｃｈａｒａｃｔｅｒ Ｉｎ ｏｒｄｅｒ
ｔｏ
ａｖｏｉｄ ｔｈｅ
ｊｕｄｇｍｅｎｔ
ｉｎ ｓｉｇｎａｌ ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｄｕｒｉｎｇ ｔｈｅ ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｐｒｏｃｅｓｓ，ｔｈｅ ｒｅｓｅａｒｃｈ
ａｐｐｌｉｅｄ ｔｉｍｉｎｇ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｔｏ ｏｐｔｉｍｉｚｅ ｓｉｇｎａｌ ｗａｖｅｆｏｒｍ．Ａｆｔｅｒ ｔｈ
ｅ ｐｒｏｃｅｓｓ ｏｆ ｔｉｍｉｎｇ ｄｉｖｉｓｉｏｎ，ｓｉｇｎａｌｓ’ｃｈａｒａｃｔｅｒｓ ｂｅｃａｍｅ ｅａｓｙ ｔｏ ｅｘｔｒａｃｔ ａｎｄ ｔｈｅ ｂｅｅｎ ｒｅｄｕｃｅｄ ｓｕｃｃｅｓｓｆｕｌｌｙ．Ｔｈｒｏｕｇｈ ｍａｎｙ ｔｅｓｔｓ ｏｆ ｔｈａｔ ｔｉｍｉｎｇ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｉｓ ｈｅｌｐｆｕｌ ｔｏ Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：Ｓｏｆｔｗａｒｅ
ｅｒｒｏｒｓ
ｏｆｊｕｄｇｍｅｎｔ
ｈａｖｅ
ｓｉｇｎａｌ
ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ，ｉｔ ｉｓ ｏｂｖｉｏｕｓ
ｓｉｇｎａｌ
ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ．
ｏｆ Ｃｈａｒａｃｔｅｒ
Ｒａｄｉｏ；Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｔｙｐｅ；Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ
第一章
引言
第一章
引言
１．１选题背景及意义 软件无线电技术已经成为晟近几年通信界研究和开发的热点。它的主要目 的就是建立～个通用平台“］，让不同制式和传输速率的通信信号互连互通，实 现资源的最优利用。软件无线电由一个通用的硬件平台和各种软件功能模块组 成，使通信设备的开发由硬件设计转向软件开发，从而具有更高的开放性、模 块性和可扩展性。 要实现不同制式信号的互连互通，前提条件就是要知道接收信号的调制方 式。也就是说，必须知道发射方的调制方式和调制参数【２Ⅱ３１。以往的通信电台由 于制式单一，只要双方一开机就在可以在预先约定的制式上守候；而软件无线 电的多制式、多频段决定了它不可能再采用这种办法。对信号进行接收识别并 自动切换到相应的解调模块中去就成了软件无线电技术里必须完成的任务。
１．２国内外研究状况 对于通信信号自动识别的问题，国内外已经做了大量的工作，得出了不少 有用的成果，总结起来，可以大致分为两类：基于判决理论的识别和基于统计 理论的识别。 （１）基于判决理论的识别方法【４】【５Ｉ 基于判决理论的识别采用概率论知识作为理论基础。它根据信号的统计特 性，通过分析和计算，得出统计量，然后与一个适当的门限值进行比较，从而 得出判决结果¨ｌ。统计量通常选用优化变量，比如似然比ＬＲ（Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｅ）。 由于特定通信信道中传输的信号往往会受到噪声干扰，所以构造似然比的时候 需要对参数进行平均处理，因此往往采用平均似然比ＡＬＲ。
四川Ｉ大学硕士学位论文
早期的判决理论有相位判决法（ＰＢＣ）和平方律判决法（ＳＬＣ）两种［７１。这 两种办法主要是针对ＢＰＳＫ和ＱＰＳＫ调制信号进
行识别。相位判决法利用调制 信号相位跳变的不同，用相位相减的办法获取检验量，从而实现对ＢＰＳＫ和 ＱＰＳＫ信号的识别；平方律判决法是将接收信号进行平方运算，把ＱＰＳＫ信号 变为ＢＰＳＫ信号，ＢＰＳＫ信号变为连续波信号，从而使信号频谱发生相应的变化， 因此判别出信号类型。ＰＢＣ和ＳＬＣ两种算法简单易行，可实现性强，但可识别 信号的类型较少，不能用于识别调幅和调频类信号。 ８０年代后期，国外有人提出了对数似然识别方法【８】，用于Ｍ—ＰＳＫ的识别。 对数似然法的主要方法就是把信号识别问题转化为似然函数的假设检验问题， 利用外加的加性高斯白噪声对Ｍ．ＰＳＫ信号进行干扰，得出似然函数后再进行判 决。 综上所述，判决理论的优点在于它可以从理论上保证识别结果的最优，并 以此作为判决依据；不可回避的是，判决理论也有着其固有的缺陷，第一，信 息识别过程中要求确定的参数太多，比如瞬时频率、瞬时相位、传输速率、信 噪比等，在实际的通信信道中，为了提高信噪比和避免波形失真，往往对通信 带宽进行带限处理，并且在发送端还会进行平方根升余弦滤波，接收端进行匹 配滤波，这就导致了实际参数提取的困难；第二，由于实际信道中的未知参数 太多，似然比函数的计算量太大，实时性不能得到满足；如果采用简化似然比 函数的办法，实时性可以提升但又会降低识别性能。因为判决方法的种种不足， 理论界又提出了基于统计分析的识别方法。 （２）基于统计理论的识别方法‘９】【…１ 基于统计理论的识别分为两步：特征提取和类型识别。特征提取是从调制 信号中提出相关的信息，比如从基带或中频上提取信号的瞬时频率、瞬时相位 等参数，供给后续的判决门限进行处理：它可以在时域进行，也可以在频域进 行。特征的选取对后续判决的影响非常之大，一方面，为了识别性能的提高，
２
第一章
引言
不同制式信号之间的特征差别应尽量取大；另一方面，为了实时性的提高，应 使特征量的提取尽可能容易。设计时要根据具体的情况而定。下面时调制识别 时主要用到的两种特征参数： ａ．概率密度谱特征参数［ｔ ｑ 不同调制信号的瞬时频率、瞬时幅度、瞬时相位的概率密度各不相同，可 以根据概率密度来提取相应的特征参数；具体办法是先通过直方图得到随机变 量ｘ（ｊ）的概率密度谱函数，然后确定其特征参数。具体的特征参数有：
·均值（－－阶矩）：∥＝∑ｘ（，） ·方差（二阶中心矩）：盯２＝∑卜（ｆ）一∥】２ ｐ（ｆ），表征
分布的分散性度量。
．偏度系数（三阶中心矩）：ｓ：生堕业，表征分布偏离对称的度量。 ．峰度系数（四阶中心矩）：Ｋ＝坚塑地，表征了分布倾向是在均
盯’
盯
值附近还是在端尾。 ｂ．功率谱特征参数 不同信号的功率谱是不同的，可以通过估计信号的功率谱来提取信号的特 征参数。信号的功率谱和信号的自相关函数是一对傅立叶变换。先从被观测信 号中计算出信号的相关函数，再对相关函数进行傅立叶反变换，就可以得到信 号的功率谱，这是一种功率谱的估计算法：另一种算法是从数据样本中建立～ 个近似实际模型，并以此为基础，从观察数据中估计出模型参数从而得到一个 较好的功率谱估计结果。 常用的功率谱估计方法有布莱克曼一图基法（ＢＴ）、平均周期图法、最大 似然法和ＡＲＭＡ模型法等‘”ｌ。 假设一个调制信号的采样频率为，
采样点的信号振幅为｛爿（ｆ）Ｌ“，采样
３
——————————————————型！查兰堡主兰垡堡苎
点信号相位的非线性部分为｛‰（ｉ）匕“，那么该调制信号常用特征参数如下∞ｌ： ·归一化中心瞬时包络功率谱密度最大值ｋ。
‰＝ｍａｘ『胛丁ｋ（ｆ）］２ Ｊ／Ｇ
（１．１）
式中的ｎ。（ｆ）为归一化中心瞬时包络，ｄ。。（ｊ）＝吼（ｉ）一１，而吼（ｆ）＝＿罢生一；
专萋蛳）
ｎ（ｆ）为瞬时幅度，Ｎｓ为采样点数。 ·归一化瞬时幅度峰度系数∥。：。。
·归一化瞬时频率峰度系数∥。：７。
‰“。器２ ‰ｋ器２
２
㈤ｚ，
２
∽ｓ，
式１．３中的八ｆ）为采样信号的瞬时频率，正２砀差‰。
’零中心非弱信号段瞬时相位非线性分量绝对值标准偏差ａ。，。
盯＂２
压丽蘸可
‰（ｆ）＝妒（ｆ）一‰
）。
（１．４）
式中的ａｔ是判断弱信号段的一个幅度门限电平，ｃ是采样数据虬中非弱信号值
的个数。‰（ｆ）是经过零中心化处理后的瞬时相位的非线性分量，其定义如下：
（１．５）
其中刊悯瞬时相位，‰＝可１渺Ｎｓ
第一章
引言
·零中心非弱信号段瞬时相位非线性分量标准偏差盯。，。 盯。和盯．，的主要区别在于，盯Ｄ尸是直接相位的标准偏差，ａ。，是绝对值 相的标准偏差。盯。，的定义如下：
Ｏ＇Ｄｐ
２
压画蕊２
（１．６）
妣（ｉ）、妒（ｉ）、‰的定义与盯。，相同。
（３）两种识别理论的比较 判决识别理论和统计识别理论在方法上各有所长”…。判决识别是基于概率 理论，推导
得出判决准则：其推导过程包含了噪声影响，当ＳＮＲ较低时，采用 判决识别比较适合，而且在整个推导过程中不需要提供训『练样本；但判决识别 的缺点就是可以识别的信号类型较少，应用受限。 统计识别基于信号的样本特征，易受噪声干扰””，尤其是在低ＳＮＲ时，信 号特征参数模糊，难于提取，识别性能差；随着各种抗干扰技术的日益成熟， 统计识别理论的适用范围广会越来越广，适于多种制式信号的识别。
１．３论文的主要工作 本文主要对软件无线电平台下信号调制制式的自识别进行了研究，包括模 拟调制制式和数字调制制式的识别，并采用时域分集技术来改善接收信号的质 量，使调制信号的特征量提取更加准确，提高了识别率。具体内容有： （１）研究了模拟调制信号的自动识别。 对模拟调制信号的特征进行了研究，并在此基础上对模拟调制信号的特征 参数进行提取，最后通过大量的测试来验证自识别理论的正确性。本文主要对 ＡＭ、ＤＳＢ、ＦＭ、ＬＳＢ、ＵＳＢ和ＶＳＢ六种调制信号在不同信噪比的条件下进行 了自识别测试。
‘
——些型查堂堡兰兰些笙苎
（２）研究了数字调制信号的自动识别。 对数字调制信号的特征进行了研究，并在此基础上对数字调制信号的特征 参数进行提取，最后通过大量的测试来验证自识别理论的正确性。本文主要对 ２ＡＳＫ、４ＡＳＫ、２ＦＳＫ、４ＦＳＫ、２ＰＳＫ和４ＰＳＫ六种调制信号在不同信噪比条件 下的识别进行了测试。 （３）引入了时域分集技术来改善数字接收信号的质量，使数字调制信号的特 征量提取更加准确，提高了信号识别的成功率。通过大量的测试证明，经过时 域分集预处理以后的数字调制信号更容易被识别。
第二章
软件无线电理论
第二章
软件无线电理论
２．１采样定理 模拟信号到数字信号的转换是软件无线电里的一个关键技术，从天线上接 收下来的模拟信号必须经过Ａ／Ｄ转换以后才能输入到基带模块中进行处理。采 样定理是连接模拟域和数字域的桥梁。
２．１．１
Ｎｙｑｕｉ
ｓｔ采样理论㈣
Ｎｙｑｕｉｓｔ采样定理：有一个频率带限信号ｘ（ｔ），频带范围是（Ｏ，ｆＨ），如果 以Ｆｓ＞－－２ｆｎ的采样速率对ｘ（ｔ）进行等间隔采样，得到时间离散的采样信号ｘ（ｎ）＝ ｘ（ｎＴｓ）（其中Ｔｓ＝ｌ／ｆｓ称为采样间隔），则原信号ｘ（ｔ）将被所得到的采样序列ｘ（ｎ） 完全确定。 根据Ｎｙｑｕｉｓｔ采样定理，如果以高于信号最高频率两倍以上的采样速率对 信号进行采样
，那么在接收端就可以利用所得到的离散采样值来准确地恢复原信 号。 在软件无线电系统中，由于需要对中频甚至是射频信号进行宽带Ａ／Ｄ采样， 这时候的信号工作于很高的频段，比如况，要对最高频率为１．５Ｇ的信号进行采 样，根据Ｎｙｑｕｉｓｔ采样定理，采样频率必须在３Ｇ以上，这在工程中是不可能实现
的。这个时候崴要采用带通采样。而Ｎｙｑｕｉｓｔ采样定理多数用于低频的基带信
号采样。
２．１．２带通采样理论ｍ１ 由于Ｎｙｑｕｉｓｔ采样定理在中频或射频频段采样的局限性，软件无线电在中 频以上的频段使用带通采样定理来进行采样。带通采样和Ｎｙｑｕｉｓｔ采样的区别 在于：Ｎｙｑｕｉｓｔ按ｆ，＞２ｆＨ的采样速率来进行采样，而带通采样按ｆＨ》（ｆＨ—ｈＥ）来进
７
四川大学硕士学位论文
行采样。带通采样定理：一带限信号ｘ（ｆ），其频率分布在（ｆＬ，ｆＨ）内，如果采样速 率６满足
乒＝堑（２ｎ祟
。
＋１、
（２１）
、 ’
式２．１中ｎ为能满足，≥２（扣一正）的擐大正整数，那么，用矗对带限信号ｘ（ｔ）进行等 间隔采样所得的采样值能准确恢复原信号ｘ（ｔ）。 带通信号的采样可分为直接射频采样和中频带通采样。直接射频采样最大 的特点就是在Ａ／Ｄ转换之前使用了窄带电调滤波器，然后根据所需的带宽进行 采样。这样的采样方式比较接近理想的软件无线电结构，在天线与Ａ／Ｄ之间只存 在电调滤波器和放大器，有助于改善动态范围，提高信噪比。 中频带通采样使可以采样的带宽更宽（可达３０Ｍ以上），实现起来也比较容 易，但可扩展性较差。中频采样结构对前端要求较高，要求前端先把射频信号变 换为适合Ａ／Ｄ采样的中频信号，或者把Ｄ／Ａ输出的中频信号转换为适合发射的 射频信号。通过对前端要求的复杂化降低了Ａ／Ｄ采样的难度，一般说来，中频 信号可以由式２．２表示：
ｒ（ｆ）＝Ｒｅ｛ｓ（ｔ）ｅ他“吲州｝＝Ｒｅ｛ｉ西刖）
其中，ｊ（，）是复信号，可以解析为正交表达式： Ｓ（ｔ）＝ｓ（ｔ）ｃｏｓ巾（ｔ）＋ｊＳ（ｔ）ｓｉｎ巾（ｔ）＝Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）
（２．２）
（２．３）
ｓ（ｔ）是信号的复包络，９００是载波的角频率，Ｉ（ｔ）和Ｑ（Ｉ）分别是信号的同相分量和正 交分量。为了保证采样后的中频信号频谱不发生混叠，就必须选择正确的采样频 率。采样频率和中频频率之间应该保持式２．４的关系：
乒２焘ｆ。，”≥ｏ
（２ ４）
综上所述
，采样不同的方式将影响射频前端的结构，也会对后续的ＤＳＰ处 理速度产生影响，所以，要根据不同的要求来选择不同的采样方式。在上述三种
第二章
软件无线电理论
方式里，中频带通采样最容易实现，但是离软件无线电的理想结构也最远，因为 ＡＩＤ转换和天线之间的模拟环节太多，不利于以后的扩展；直接射频带通采样 比较接近理想的软件无线电结构，但对Ａ／Ｄ转换器的要求较高，工程实现有一 定难度；对射频低通采样来讲，由于对Ａ／Ｄ转换器要求极高，比如转换速度，工 作；．芾宽，动态范围等等所以，在工程实现上，射频低通采样方式不是首选。
２．２多速率信号处理‘”ｌ 宽带ＡＩＤ转换是软件无线电系统的核心，其理论基础就是带通采样定理， 带通采样定理降低了射频采样速率，使后续的基带信号处理能够实现，从而完 成信号编解码、调制／解调等算法的实时处理。但从软件无线电的理想结构来看， 采样的带宽应该越宽越好，这样对处于不同频段的信号有更好的适应性；另外， 如果用较低的采样率对高频信号进行采样，在对信号进行采样量化时信噪比会 很高。所以，在可能的情况下，应该使采样速率尽可能的高。 采样速率的提高又会带来另一个问题，那就是采样后的数据速率很高，无 法满足实时性要求，尤其在对信号进行滤波处理或ＦＦＴ运算时，需要大量的乘 累加运算，如果数据量太大是难以实现的，因此，必须对Ａ／Ｄ转换后的数据进 行降速或提速处理，以满足上行或下行的需要。多速率信号处理为窄带采样数 据的提速或降速提供了理论依据，这对软件无线电系统里的上下变频设计是非 常重要的。
２ ２
１整数倍抽取与内插 所谓的整数倍抽取就是把原序列ｘ（ｎ）的按采样点每隔（Ｄ－－１）个抽取一个，
然后组成一个新的序列Ｘｏ（ｍ）：Ｘｏ（ｍ）＝ｘ（ｍＤ）；Ｄ为正整数。整数倍数据抽取 过程如图２．１所示。
四川大学硕．Ｉ：学位论文
埔ｈ
：幽．＿！工正．。ｆ＿Ｌ工工Ｌ。 ：．ｉ卫ｉ』』工童工Ｌ．。Ｕ Ｌｉ：』＿一～
设ｘ（ｎ）的频谱为ｘ（ｅ”），ｘｏ（ｍ）的频谱为ｘｏ（ｅ灿），则有恒等式
ｉ｜１
‰（一个五１。萎。（ｅ－Ｊ［ｏ－２’ｒｔｑ／Ｄ）
（２５）
根据式２．５可知，新序列的频谱是原序列的频谱经频移和Ｄ倍展宽后与Ｄ 个频谱的叠加和，当原序列ｘ（ｎ）的最高频率高于”，Ｄ时时，新序列ｘＤ（ｍ）的频
谱会发生频率混叠，即ＸＤ（ｍ）无法从ｘ（ｎ）中恢复小于万他的频率分量
。为了消
除频率混叠现象，必须在抽取之前加上一个混叠滤波器，提前滤掉丌／Ｄ以上的 频率分量。过滤后的频谱结构如图２．２所示。
ｘ（一）斗陌碉＿圆＿蜘沏）
经滤波器处理和抽取后的ＸＤ（ｍ）序列与抽取前的频率成分～～对应，而且 数据速率只有原序列的１／Ｄ，大大减轻了后续的处理压力。 整数倍内插就是在两个原始采样点之间插Ａ（Ｉ－１）个零值，假设原采样序列 为ｘ（ｎ），那么内插以后的新序列＊沏）为
册（，。）：』ｘ（等），（，”＝ｏ，±，，±２，，…··）｝
ｌ
ｏ，其他
（２．６）
Ｉ
由于ｘ，∞）在除了ｍ为Ｉ的整数倍处为ｘ（孚）外，在其他任何地方均为零，所以，
第二章
软件无线电理论
石（ｚ）＝∑ｍ（ｍ）ｚ…
＝∑ｘ（ｍ）ｚ”’
＝Ｘ（ｚ ７） （２．７）
将ｚ：ｅｉｍ代人上式，可以得到内插以后的信号频谱石（ｅ如）： ｘ（Ｐ”）＝Ｘ（ｅ７“）
（２．８）
内插后的新序列频谱为原序列频谱经Ｉ倍压缩后得到。经内插后未经滤波的新 序列中不仅含有ｘ（ｅ一）的基带分量，而且还带有频率高于ｒｃ／Ｉ的高频分量（简 称为原信号的高频镜像），为了从Ｘ（ｅ，“）中恢复原始频谱，就必须对内插后的新 序列进行低通滤波，低通滤波后可以提高信号的时域分辨率。内插结构如图２＿３ 所示：
ｘ（ｅ一）『—］Ｘ肛”）厂————］Ｘ（ｅ”）
一…一ｉ—ｔ，一｝一１
１：：！：。：！卜一’
图２ ３完整的内插器结构
２．２．２软件无线电中的数字变频”８ 在软件无线电接收机中，数字下变频（Ｄｉｇｉｔａｌ ＤｏｗｎＣｏｎｖｅｒｔｅｒ－ＤＤＣ）技 术是软件无线电的核心技术之一，它是随着数字信号的处理而发展起来的，其 根本任务就是实现从数字中频到基带信号的转变。 数字下变频由三个部分构成：数字混频器、数控振荡器和低通滤波器。 就过程上来讲，数字下变频实际上就是输入的数字信号与一个本振信号相乘的 运算，其运算速度受到ＤＳＰ处理速度的限制，ＤＳＰ运算速度决定了输入信号流
四川Ｉ大学硕：ｌ：学位论文
的最高速度，也决定了Ａ／Ｄ转换芯片的最高采样速率。其结构如图２．４所示
图２．４数字下变频器结构
数字下变频器的运算速度和数据精度直接影响到接收机的性能，所以，必 须充分考虑数字下变频器的性能优化设计。能够影响数字下变频器性能的参数 有两个，一是本振信号和输入数字信号的数据精度，比如字长；二是本振信号 的相
位分辨率。当数字本振和数字混频器的位数不够宽时，会发生尾数截断的 情况；本振信号的相位也存在着同样的情况。为了解决这个问题，在软件无线 电中引入了数控振荡器（ＮＣＯ）和抽取滤波器（积分一清洗滤波器）两项技术。
２．２．２．１数控振荡器（Ｎ００） 数控振荡器是数字通信中必不可少的部分，可用于产生ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ等多 种调制方式所需的载波（连续正弦波或余弦波）ｍ】［２０１。如何得到一个可控的高 频载波信号，是通信系统里必须解决的问题。 数字控制振荡器本质上来讲是一个信号发生器，其信号波形可以通过一个 更高的时钟频率用相位累加来得到，也就是说，ＮＣＯ的主要目标，是产生一个 频率可变的正弦波样本，如式２．９所示：
，
Ｓ（ｎ）＝ｃｏｓ（２ｘ·』警·＂）
，３
（２．９）
式中的五。为本振频率，正为数字下变频器输入信号的采样频率。一般说来， ＮＣＯ由相位寄存器、相位累加器和正弦查找表构成，其结构如图２．５所示。
第二章
软件无线电理论
图２
５
ＮＣＯ内部结构图
正弦波样本可以通过实时计算的方法产生，但这只适合采样频率很低的场 合，在高速采样的情况下，查找表是产生正弦波样本的有效办法。查找表的工 作原理是，通过相位累加产生地址信息，然后输出与当前时刻的相位值所对应 的正弦值，其过程可由以下推导得到： 正弦波的相位≯可以用角频率出的时间积分来表示，即：
≯＝ＩＣＯｔ
而角频率印可用正弦波的频率，来表示为 缈＝２ａ＇ｆ 则离散的正弦波可以表示为： ｓ＝ｓｉｎ２ｅｒ乃
（２１０）
（２．１１）
（２．１２）
可以看出，２，ｒ为ＮＣＯ能产生周期正弦波的最大相位变化值，也就是说， ＮＣＯ能够获得的相位变化量是在０～２７ｒ范围内。ＮＣＯ实现时的时间间隔会由相 位累加其的时钟周期ｌ／正。决定，可以得出：
ｓ＝ｓｊｎ２枷≯·鲁·”（２．１３）
从上式可以看出，可以建立一个相位≯与其正弦值相对应的正弦表，该表 存储了１／４周期的正弦值，并按相位递增结构排序。一般情况下相位都不是正整 数，如果用二进制数来表示相位，那么数值是异常负责的；可以用线性等价法 来解决这一问题：把２口放大为２“（ｎ为相位二进制数的位数）则有：
列川Ｉ大学硕：Ｉ：学位论史
ｆ＝Ａ痧·等（△矽为相位增量）
（２．１４）
根据式２．１４相位范围就变成了０≤△≯≤２”一１，并且用整数来表示正弦表的 相位值，这样，
就可以通过设定ＮＣＯ的△≯的大小来产生希望的频率波，而△≯ 的大小可以根据已知正弦波的频率计算得到。
２．２．２．２积分梳状滤波器（ｃＩｃ） 对任何一种匹配滤波器来说，都必须满足下面两个条件【２１１： （１）它们的冲激响应必须是它所匹配信号的时间的复本； （２）任何信息单元，对前面和后面的信息单元来讲，必须是独立的。 只有满足以上两个条件，匹配滤波器才’能正常工作。在数字中频里，Ａ／Ｄ 转换器一般都工作于一个较高的采样频率，采样后的数码速率很高从而导致后 续的ＤＳＰ处理速度跟不上。尤其是在有些同步解调算法中，ＤＳＰ计算任务很重， 如果数据量太大，则很难满足实时性要求。为了缓解后续压力，必须对采样后 的数据流进行降速处理。实际应用中的信号带宽，远小于ＡＤＣ输出的带宽。对 这种窄带信号的采样数据进行降速处理是完全可能的。 该过程一般通过抽取滤波器实现，抽取一般分为整数倍抽取和小数倍抽取， 整数倍抽取的实质，是在原序列的位置上进行疏值处理，抽取后的采样值还是 在原来的位置上，只是采样间隔变大；小数倍抽取，是抽取因子为ｌ至２之间 的值。多速率信号处理的关键在于整数倍抽取或内插的实现，而抽取或内插的 实现关键又在于抽取前或内插后的数字滤波。这就需要设计一个能满足抽取或 内插抗混叠要求的数字滤波器，滤波器＾（ｆ）性能的好坏，直接影响到处理的结 果。下面介绍一种高性能的数字滤波器：积分梳状滤波器（ＣＩＣ）。 在实际的整数倍抽取中，由于抽取因子Ｄ往往不是２“次方倍，而很有可能 是一个整数与２“相乘，比如Ｄ＝５ｘ２８，这时就必须分成两步进行抽取：第一步，
１４
第二章
软件无线电理论
先进行Ｄ＝５的整数抽取；第二步，再进行２８抽取。第一步就是由积分梳状滤波 器（ＣＩＣ）来实现，而第二步则由半带滤波器实现。根据抽取的要求，积分梳状 滤波器（ｃｌｃ）应该具有如下的冲激响应形式：
”≤Ｄ一１
㈨：ｔｌ，０－＜／ ｏ，；Ｚ（２．１５’
６‘”１２
）
式２．１５中的Ｄ是抽取因子，同时也是滤波器的阶数。对滤波器作Ｚ变换，可得：
Ｄ－ｌ
Ｈ（ｚ）＝∑＾（月）·ｚ一＝Ｈｔ（ｚ）·Ｈ，（ｚ）
（２．１６）
式２．１６＠Ｉ鬟ＪＨ心）＝Ｆ：≥，Ⅳｚ（ｚ）＝１一ｚ～。根据公式可以看出，ｃＩｃ滤波器由
积分器Ｈ·（ｚ）和梳状滤波器Ｊ【，ｚ（２）级联组成。将ｚ＝扩代人公式中，可得ＣＩＣ滤
川一１叫１（一１州
２＠∥）＿翥
根据式２．１７，可得出ＣＩＣ滤波器的幅频特性，如图２．６所示：
。ｉ。（掣）
（２·１７’
图２．６
ｃＩｃ滤波器的幅频特性
由图２．６可以看出，随着频率的增大，旁瓣电平会不断衰减，这就意味着阻带衰 减很差不能满足实际要求，在实际的工程应用中，可以采用多级ＣＩＣ滤波器级 联的办法来抑制旁瓣电平。 ＣＩＣ滤波器的特征决定了该滤波器只含有乘１的操作，不须调用独立的乘
四川大学硕士学位论文
法器，对电路运算的要求大大降低，易于工程实现。
２．２．２．３半带滤波器（ＨａＩｆ－ｂａｎｄ—ｆｉ
Ｉｔｅｒ）
在软件无线电多速率信号处理中，半带滤波器起着非常关键的作用，因为 半带滤波器非常适合实现Ｄ＝２”倍的抽取或者内插，效率高、实时性强。凡是 满足以下频率响应Ｈ（∥。）关系的ＦＩＲ滤波器可称为半带滤波器： ｆ国Ｊ＝万一攻，ｆ
１踮西：万
（２·１８）
由式２．１８可以看出，半带滤波器的阻带带宽（万一∞。）与通带带宽（１９。是相等的， 而且通带和阻带的波纹也相等。经过２倍抽取以后，部分原始信号发生混叠， 但是位于通带内的信号可以被恢复，所以其通带信号可以用半带滤波器进行抽 取，只需要对抽取前后的采样速率和信号带宽对∞。和ＣＯ。进行设计就行了。根据 定义和公式，可以证明半带滤波器具有如下性质： １．Ｈ（ｅ”）＝１－Ｈ（ｅｍ…’）
（２．１９）
２．㈣＝ｍ１，ｋ＝：Ｏ±２，±４…．
（２驯
可以看出，半带滤波器的冲激响应＾（ｎ）除了在零点以外，在其余偶数点上全为 零，这样在进行速率变换时只需一半的计算量，可以提高实时性。
２．３软件无线电信号的正交变换 语音、图像等物理信号都属于实信号，而实信号在频谱上具有对称性，也 就是说，信号的幅度在『Ｆ负频率上是对称的【２２】，如式２．２１所述： Ｘ（ｆ）＝Ｘ＋（一厂） （２．２１）
第二章
软件无线Ｌｂ理论
根据式２．２１所述，对一个实信号，只需要对其正频率部分或负频率部分进行分 析，就可以得到完整的信号频率分析而不会丢失信息。由此，可以将一个实信 号Ｊ（ｆ）正频率所对应的信号定义为一个复信号ｚ（Ｏ，则ｚ（ｆ）称为ｘ（ｔ）的解析表 示，复信号ｚ（ｆ）可分为实部和虚部两部分，实部为原信号ｘ（ｆ），称作同相分量； 虚部为原信号ｚ（ｆ）的Ｈｉｌｂｅｒｔ变换，称作正交分量，如下所示： ｚ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｊｔｔ［ｘ（ｆ）】 一
个实信号经过Ｈｉｌｂｅｒｔ变换以后，产生的实部和虚部互相正交：
（２．２２）
ｅｘ（ｆ）·Ｈ㈨］出＝０
（２．２３）
对一个实信号进行难交分解以后，就可以用复解析信号来表示该实信号，这样 做的目的是为了用解析信号来清楚地表示信号的三个特征参数：瞬时频率、瞬 时相位和瞬时幅度。这三个参数是一个实信号的基本特征，对信号的处理具有 重要意义，下面分别表示。 设一个实信号为ｘ（ｒ），则其解析表达式ｚ（ｆ）可以表示为： ｚ（ｔ）＝“（ｒ）·ｅ’９‘。’ ＝ａ（ｔ）ｃｏｓ々ｏ（ｔ）＋ｊａ（ｔ）ｓｉｎ ９（ｆ） ＝Ｒｅ［ｚ（ｔ）］＋ｊ Ｉｍ［ｚ（ｔ）】 在式２ ２４中，“（ｆ）是ｚ（ｆ）的瞬时包络，表达式如式２．２５所示： （２．２４）
ａ（，）：瓜币两而：归西历丽砑
加胁ｃｔａｎ』蚴Ｒｅ［ｚ（ｔ）］１Ｊ＝ａｒｃｔａｎ｛筹｝
（２．２５）
而瞬时相位ｐ（ｆ）则由式２．２６给出：
∽ｚｓ，
瞬时角频率∞（ｆ）可由式２．２７给出：
四川大学硕士学位论文
蛾等＝赤０２｛篙磐似沪掣蜊例｝ 、’ｄ（ｒ）…。ｆ
、’ｄＯ）
（ｆ）ｌ
ｄ（ｒ）
㈦ｚ，，
、 ７
根据以上三个特征信号的表达式可以看出，对任何一个实信号都可以从其 解析式中提出这三个特征量，所以，对实信号进行Ｈｉｌｂｅｆｔ变换具有重要的意义。 但是，在实际的工程应用中，用于理想的Ｈｉｌｂｅｒｔ变换的阶跃滤波器很难实现， 这就导致了Ｈｉｌｂｅｒｔ变换在模拟域实现的困难，所以，对于有载波频率的信号通 常使用数字混频正交。所谓数字混频正交，就是先对模拟信号ｘ（ｆ）进行Ａ／Ｄ转 换，然后形成数字序列ｘ（ｎ），再把ｘ（ｎ）同两个正交本振序列ＣＯＳ（０）０Ｆ／）和ｓｉｎ（ｃｏｏｎ） 相乘，基本过程如图２．７所示：
。“’一－｛—！！儿擘——｛王正交分量
ｓｉｎ（口ｏｎ）
ｎ 厂叫 ｒ同相分量 ——厂Ｌ日同相分量
ｃ０
ｓ（∞ｏＨ）
”９
剧２ ７数字混频正交变换
对于输入信号ｘ（ｔ）＝ａ（ｔ）ｃｏｓ［ｃｏｏｔ＋妒（ｆ）］可以解析成： ｚ（ｆ）＝ａ（ｆ）．ｅｉｐ‘“．ｅ。彩吖
（２．２８）
式２．２８中的ｅ…‘是载波分量，不含基带信息，所以ｚ（ｆ）乘以ｅ，…‘以后下变 频到了基带，即： ｚＯ）·８１…‘＝ａ（ｔ）ｃｏｓ妒Ｏ）＋ｊａ（ｔ）ｓｉｎ妒Ｏ）
（２．２９）
式２．２９中的ａ（ｔ）ｃｏｓｆｏ（ｔ）和ｊａ（ｔ）ｓｉｎｆｏ
（ｔ）分别称为基带信号的同相分量和正 交分量。 在数字混频正交变换中，两个正交本振序列的形成和相乘都是靠数学运算
第二章
软件无线电理论
来完成，具备工程可实现性。
２．４软件无线电中的同步技术ｍｌ【２３】 在通信的时候，为了能正确地接收到对方信息，接收方必须从接收信号中 恢复载波信息，使双方载波频率一致、相位一致，这就是载波同步。因为在数 字通信中消息是一连串的码元序列，在解调时必须知道码元的起止时刻，所以 还需要位同步；一定数量的码元构成一帧，接收时还要知道每一帧的开始与结 束，也就是帧同步。同步在任何通信系统里都有举足轻重的意义，下面主要讨 论载波同步和位同步。
２．４．１载波同步 数字通信中解调器的任务是恢复原来的数字序列，解调器一般可分为两类， 即同步解调和异步解调。两者的区别在于，同步解调需要一个相干同步的本振。 要从接收信号中恢复出载波，就必须要进行载波同步处理。
２．４．１．１四次方环鉴相器 载波同步在方法上可分为两种，一种是利用导频来传送同步信号，令一种 是直接从接收到的信号中提取。由于导频的功率较小，所以第一种方法很少使 用，通常采样第二种方法。对直接载波提取来况，大多数的数字调制系统都不 含有载波的线性分量，因此，载波提取的第一步就是对接收信号进行非线性处 理；第二步，通过窄带滤波或者锁相环进行滤波，消除调制噪声。提取ＱＰＳＫ 信号载波时常用四次环法。 把输入的ＱＰＳＫ信号简化并表示成： ｓ（ｔ）＝ｕｌ ｃｏｓ（ｏ）ｔ＋≯十鼠） （２．３０）
式２．３０中的痧表示０、７／＂／２、７／＂、３石／２四种相位，即代表所要传送的信息；
１０
四川大学硕士学位论文
醴表示环路所要跟踪的载波相位。输入的ＱＰＳＫ信号经过四次方运算后，调制 信息被消除，产生了载波的四倍分量：
爿（，）２者ｕ？ｃｏｓ（４ｃｏｔ＋４ｑ）
鉴相器的信号８（ｔ）为
Ｂ（ｔ）＝Ｕ２ ｓｉｎ（４ｃｏｔ＋４０２）
（２．３１）
假设此时环路已经锁定，压控振荡源的正弦电压经过四次方运算以后送给
（２．３２）
鉴相器比较两者的相位后输出锁相环跟踪所需误差电压ｃ（ｔ）： ｓｉｎ４（０２一ｑ）＝ｋｄ ｓｉｎ４０ （２·３３）
ｃ（，）＿＿５１Ｕ，４Ｕ２ｋｍ
其中，ｋ。为鉴相器的增益系数，０为相差。 根据锁相环原理，鉴相特性斜率为正，曲线与相位差的交点为平衡点，因 此，四次方环在（０，２ ７ｒ）范围内
共有０、ｒｅ／２、万、３ｎ／２四个锁定点。这种 方法具有相位模糊的问题，常用差分编码的方法来消除相位模糊。 综上所述，通过四次倍频后，信号的调制信息已经消除并产生了四倍的载 波分量，然后用锁相环对四倍载波进行跟踪就可以得到参考载波。
２．４．１．２科斯塔斯环 还有～种提取相干载波的方法就是利用科斯塔斯环。科斯塔斯环能鉴别接 收已调信号中被抑制的载波分量和本地压控振荡器之间的相位差，从而检出相 干载波。 科斯塔斯环包括四个鉴相器，由压控振荡器提供参考电压，分别移相为０、 ７ｒ／２、７ｔ＂、３ａ＂／２四种相位，这四个鉴相器的输出电压相乘以后，就得到载波跟 踪的误差电压Ｖ．输入的ＱＰＳＫ信号可以简化表示为： Ｓ（ｆ）＝ａｃｏｓ（ｃｏｔ＋≯＋鼠） （２．３４）
第二乖
软件无线ｌ乜理论
≯为０、ｗ／２、万、３７ｒ／２四种相位，代表所要传送的字符；磊代表环路所 要跟踪的载波相位。 压控振荡器送给四个鉴相器的载波信号分别是
ｅＩ（ｔ）＝ｂ ｓｉｎ（ｃｏｔ＋岛） （２．３５） （２．３６） （２ ３７） （２．３８）
岛（，）＿６ｓｉＩｌ（甜ｆ＋０２＋ｉ７１＇）
啪）＿６ｓｉｎ（叭岛＋孚）
送入相乘器的四个电压值为：
屹
Ｋ＝丁ｋｍａｂ ｓｉｎ（０２一日一妒） ％＝竽ｓｉｎ（岛竹≯＋≥ ＝竽ｓｉｎ（岛竹≯＋争竽ｃｏｓ（０２竹≯）
（２ ３９） （２．４０） （２．４１） （２．４２）
％
竽ｓｉｎ（岛竹≯＋争竽ｃｏｓ（岛竹≯＋争
通过相乘器输出后，得到误差电压：
％＝；（竽）４ｓｉｎ［４（吼一ｏｏ叫］（２．４３）
因为４≯＝２”７ｒ，其中ｎ＝。，１，２，３，设☆。，＝矿１—ｋｍｒａｂ）４，可得：
Ｖ＝ｋｄ
ｓｉｎ４（０２一ｑ）＝ｋｄ
ｓｉｎ４０
（２．４４）
ｋｅ称为鉴相器的增益常数，Ｖ是锁相环的误差电压，０为相位差。比较科 斯塔斯环和四次方环鉴相器，就会发现他们有相同的输出式，两者都可用于载
波的提取。
心川大学钡：Ｉ：学位论文
２．４．２位同步 数字通信系统中除了载波同步以外还需要位同步，因为数字信号是一连串 的码元序列，解调时必须知道码元的起止时刻，这就是位同步。位同步可分为 自同步和外同步两种。自同步是直接从接收的信号中提取同步信息，外同步是 从发射端发射导频信息。比如，在基带信号的零点插入所需的导频信号，在接 收端利用窄带滤波器就可以从解调后的信号中提取同步信息。
为了确保同步信号的质量，通常在信号发射之前先发射一串同步码来进行 位同步。比如，预先发射一串０，１交替的系列，在接收方接收到同步码字之后， 与本地产生的定时脉冲作互相关运算，然后根据相关结果，不断调整时钟脉冲 的位置，当相关值最大时，就认为同步信号对准了。 自同步法时数字通信中常用的方法，可以通过滤波法、相干延迟法、锁相环 法来实现。对于不归零的二进制随机序列，不能直接滤出同步信号，但可以通 过波形变换，变成归零信号，然后滤波，滤出同步信号。实现原理如图２．８所示：
图２．８
滤波法原理
２．４．２．１
延迟相干法定时信息提取
以ＱＰＳＫ信号为例，由于其同相分量和正交分量分别对应于二相ＰＳＫ信号， 所以位同步提取可以在任一支路上进行，也可以在两个支路上同时进行。 经过移相以后的信号蜀（ｆ）和经过延迟ｒ时间后的信号ｅ２（ｔ）在相位检波器中 相乘后就得到一组脉冲宽度为ｆ的归零系列ｖ（ｒ），因而它含有位同步的频率分 量，其大小和归零脉冲的幅度和宽度有关。设输入信号为ｅ（ｆ）： Ｂ（ｆ）＝ｓ（ｆ）％１ ｃｏｓ（ｃＯｏｔ＋ｑ）
＇，
（２ ４５）
第二章
软件无线电理论
移相矽以后的信号为ｅＩ（ｔ）： ｅｌ（ｔ）＝ｓ（Ｏ％ｌ ＣＯＳ（ＣＯｏ／＋鼠一痧） 延迟ｆ以后的信号为：
ｅ２（ｔ）＝ｓ（ｔ—ｒ）ｚ１ ｃｏｓ［ｏ－ｏ（ｔ—ｆ）＋ｑ一痧】 （２．４７） （２ ４６）
则ｅｔ（ｔ）和ｅ２（ｔ）经相位检波后得到
ｖ０）＝ｋｑＯ）巳（ｆ）＝ｇｍ％１２ ｃｏｓ（ｃ％ｆ一妒）ｓＯ）ｓ（ｆ—ｒ）
（２．４８）
由式２．４８可以看出，要使ｌＶ（圳有最大值，则必须下面条件有
巾＝‰卜≯＝ｎ７ｒ（”为任意正整数）
（２．４９）
式２．４９为延迟相干的最佳条件。在ｒ值确定以后，可以通过调节相移值庐来 满足这一条件，此时ｖ（ｆ）的取值为
“归｛兰Ｋ％谶ｓ（ｔｏ）ｓ一（ｔ冀巍
～【＿％。２
一ｒ），Ｈ取奇数 当ｎ为偶数时，ｖ（ｆ）的取值符号真值表如表２．１所示
表２ Ｓ（ｔ）
＋
∽ｓ。，
、
’
１
符号真值表
Ｓ（ｔ—ｆ）
＋
Ｖ（ｔ）
＋
＋ ＋
可以看出，ｖ（ｆ）对应于ｑ（ｆ）的相位变换点处，形成了宽度为ｒ的归零脉冲系 列。当ｒ斗瓦时，ｖ（ｆ）将变为非归零码，不再包含有位同步分量：当ｒｊ ０时
ｐｑ川大学硕士学位论文
ｖ（ｆ）的每个非归零脉冲趋于０，包含的
位同步分量也将趋于０而无法提取。所以 在０～五之间，延迟时间ｒ，可以使ｖ（ｆ）中的位同步分量达到最大值。根据归零 窄脉冲系列Ｖ（ｆ）的功率谱中所含有的位同步功率分析可以知道，当ｒ＝瓦／２时， 所含的位同步分量达到最大值。所以，在用延迟相干提取同步信息时，应选取 延迟时问ｆ等于１／２的码长五，使提取的位同步信号达到最大值，从而使同步系 统具有良好的抗噪性能。
第三章
信号训制类型自动识别基础
第三章
信号调制类型自动识别基础
信号在接收解调之前必须知道其调制类型和信号参数，作为一个通用的软 件无线电平台，就必然包含了多种调制类型和信号参数，因此，在信号解调之 前，必须准确判断出信号的调制类型。根据信号的分类，信号调制的自动识别 可以分为模拟调制信号的自动识别、数字调制信号的自动识别和混合信号的自 动识别三种，下面一一描述。
３
１模拟调制信号的自动识别
３．１．１
主要的模拟调制类型
模拟信号的调制类型呻１主要有－－｝ｅｏ：ＡＭ（Ｎ幅）、ＦＭ（Ｎ］频）和ＰＭ（调相）； 进一步细分又可以分为标准调幅、双边带（ＤＳＢ）、单边带（ＳＳＢ）、残留边带（ＶＳＢ） 等等。模拟信号的调制可以由式３．１来表示： ｓ（ｔ）＝ａ（ｔ）ｃｏｓ［ｃｏ，ｆ＋ｃｏ（ｔ）］
（３ １）
式中的日（ｆ）是信号的瞬时幅度（包络），珊。是载波频率，ｃｏ（ｔ）是瞬时相位。 信号频率是瞬时相位的微分，可得出瞬时频率的定义：
厂＝掣
调制。这样，不同的调制方式主要就表现在口（ｆ）和ｃｏ（ｔ）的不同。 （１）标准调幅ＡＭ
（３２）
瞬时相位的变化就会引起瞬时频率的变化，所以把调频和调相统称为角度
调幅信号的ｃｏ（ｔ）为零，载波振幅随信号的变化而变化。调幅时域表达式如
下：
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只＾，（ｆ）＝Ａｌｌ＋ⅢＶ（ｆ）］．ＣＯＳ（ＣＯ。ｆ）
（３．３）
式中的Ｖ（ｆ）为调制信号，Ⅲ为调制系数，范围在０＂－－１ ２＿ｆ自Ｊ，如果大于ｌ就 会出现包络失真，即过调现象。要实现调制信号的正交分解，只需要：
徽刊口棚“。］ ）４３（…’… 【 ｔ（Ｑ
）＝
０
即可实现调幅信号的正交分解。 （２）双边带调制ＤＳＢ 标准调幅信号中含有载波分量，载波分量不含有用信息却要消耗大量功率， 为了提高调制效率，可将载波分量去掉，仅留携带信息的两个边带。ＤＳＢ的时 域表达式为：
％∞（ｆ）＝Ａｖ（ｔ）＋Ｃ
ＯＳ（Ｏ）。ｔ）
只要令式３．６成立，即可实现正交分解：
（３．５）
慨Ｑ（ｔ第０’
Ｉ
）＝
。… （３６）
（３）单边带调制ＳＳＢ 双边带调制效率虽然高于单边带，但它的传输带宽是基带带宽的两倍，所 以其信道利用率并不高。将双边带信号滤除一个边带，即可得到单边带信号。 滤除上边带就得到下边带信号，滤除下边带就是上边带信号。单边带调制的时 域表达式如下： ＳｓｓＢ（ｆ）＝ｖ（ｔ）ｃｏｓ（ｃｏ／）＋Ｈ（ｔ）ｓｉｎ（ｃａｄ） 式中Ｈ（ｔ）为调制信号的希尔伯特变换，即： （３．７）
Ⅳ（ｆ）＝Ｖ（，）｝二
只要令式３．９成立，即可实现正交调制：
（３ ８）
第三章
信呼调制类型自动识别基础
∞Ｑ（ｔ銎ｆ）
Ｉ
）＝±Ｈ（ｆ） （４）残留边带ＶＳＢ
（３，）
、 ’
双边带信号会对频谱造成浪费，单边带信号所需的截止特性滤波器又不容 易实现，特别是所传信号的低频成分丰富时，单边带的上、下边带很难分离。 为此可以采用一种介于双边带和单边带之间的调制方式：残留边带调制。该方 式传送一个边带，保留另一个边带的一部分。产生ＶＳＢ信号通常使用滤波法： 调制信号乘以载波后再由残留边带滤波器进行滤波。由于残留边带滤波器在∞。 附近具有滚降特性，而且对∞。上半幅度点呈现奇对称，同时在边带范围的其他 地方是平坦的。也就是说，在载频附近有用边带损失的能量，被无用边带中残 留部分的能量所补偿。ＶＳＢ时域表达式如下： Ｓｍ（ｆ）＝ｒｅ（ｔ）ｃｏｓ（ｃｏ。ｔ）±Ｈ［ｍ（ｔ）］ｓｉｎ（ｍ。ｆ） 式３．１０中Ⅳ［Ⅲ（ｆ）］－ｍ（ｔ）＋ｖ（ｔ），表示ｍ（ｔ）与ｖ（ｆ）相卷积。 （５）频率调制ＦＭ 用调制信号去控制载波的瞬时频率的调制方式称为调频。在ＦＭ中，载波 的瞬时频率ｃｏ（ｔ）与调制信号ｖ（ｆ）成线性关系： ｃｏ（ｔ）＝６０。＋☆ｒＶ（ｆ） 其中ｋ，是调频灵敏度，瞬时相位： （３．１１） （３．１０）
ｏ（０＝』ｃｏ（ｔ）ｄｔ＝珊。ｆ＋眈＋■『ｖ（ｆ）出
（３．１２）
这说明调幅波的瞬时相位与ｖ（ｆ１的积分成线性关系。可以推出ＦＭ调制的时 域表达式：
ＳＦＭ（ｔ）＝Ａｃｏｓ［ｃｏ。ｆ＋幺＋ｋｓｐ（ｆ）出］
（３．１３）
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（６）相位调制ＰＭ 用调制信号去控制载波的相位称之为调相。调相波里载波的瞬时相位口（ｒ） 与调制信号ｖ（ｆ）成线性关系：
口Ｏ）＝ｃｏｏｔ＋包＋屯ＶＯ）
式３ １４中的屯称为调相灵敏度，表示了ＰＭ的瞬时相偏：
（３．１４）
妒（ｆ）＝■Ｖ（ｒ）
而调相波的瞬时频率与调制信号ｖ（ｆ）的微分成线性关系：
（３．１５）
∞（ｒ）＝百ｄＯ（ｔ）＝Ｏ）ｃ＋ｋｐ百ｄｒ（ｔ）
于是可以推出ＰＭ的时域表达式：
（３．１６）
‰（ｆ）＝Ａｃｏｓ［ｃｏ。ｔ＋眈＋０Ｖ（例
３．１．２模拟信号特征参数
（３ １７）
调制信号样式识别的关键在于从提取信号特征参数…［２４ｊ。模拟信号的特征 参数可分为四种： （１）中心归一化瞬时幅度的谱密度最大值‰。
‰。＝ｍａｘ［ＦＦＴ［ａ。（ｉ）］２ Ｉ／Ｎｓ
（３ １８）
式３．１８中的口。（ｆ）零中心归一化瞬时幅度，虬为采样点数。ａｃｎ（ｊ）为
（３．１９）
其中％（ｆ）：掣，。（ｆ）为瞬时幅度；％是口（ｆ）的平均值，用平均值对瞬时
幅度进行归一化处理是为了消除信道增益的影响。平均值埘。的定义如下
第三章
信号调制类型自动识别基础
％２袁酽）
（３·２０）
求取零中心归一化瞬时幅度的谱密度最大值ｒｍ。的目的主要是为了区分调 制信号是ＦＭ信号还是ＡＭ、ＤＳＢ或ＳＳＢ信号。因为ＦＭ信号瞬时幅度Ａ恒定 不变，所以其ｄ。。（ｉ）零中心归一化瞬时幅度口。（∥叵定为０，即ａｃｎ（ｆ）＝０；这样， 其对应的谱密度‘。、也就为零。对ＤＳＢ、ＳＳＢ和ＡＭ信号来说，由于其瞬时幅 度随时在变，那么其零中心归一化瞬时幅度Ⅱ，。（ｆ）也就不为０，对应的谱密度也 就不为０，这样，‘。、就可以成为区分ＦＭ和其他调制信号的一个重要参数。但 仅凭’赫是否为０来判断还不够，为了正确≠－ｑＳｑＦＭ和其他调制信号，还必须设 置一个信号判决门限，称为ｚ（‘。。），判决定义如下：
愿裂：鬻删或ＳＳＢ鹇，ＤＳＳＢ
【‘。。≥ｚ（‰，），判为ＡＭ
ＤＳＢ信号 信号
㈦ｚ·，
、 ’
（２）中心非弱信号段瞬时相位非线性分量绝对值标准偏差盯。， 仃。，主要用于判别是双边带信号还是ＡＭ—ＦＭ信号，定义如下：
压面醪２
“（ｆ）＝妒（ｊ）一‰
ｆ ３２２１
式中的ｑ是判断弱信号段的一个幅度门限电平，ｃ是采样数据Ｊｖ。中非弱信号值 的个数。妒。（ｆ）是经过零中心化处理后的瞬时相位的非线性分量，其定义如下 （３．２３）
其中刊油瞬时相位，‰３瓦１１善Ｎｓ航
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根据双边带的定义可以知道，ＤｓＢ的‰＝
三，‰（ｉ）为
７／＂
‰（ｆ）＝
７／＂。
（３．２４）
所以双边带信号里没有包含绝对值相位信息，即盯。，为０；对ＡＭ—ＦＭ信号 来说，其调制信号里包含有绝对值相位信息，即盯。，不为０。根据这个区别，就 可以设置一个适当的判决门限ｚ（盯。，）来区分ＤＳＢ信号和ＡＭ．ＦＭ信号。 （３）中心非弱信号段瞬时相位非线性分量标准偏差盯Ｄ尸 盯。一和盯。，的主要区别在于，Ｏ＇Ｄｐ是直接相位的标准偏差，盯。，是绝对值相 的标准偏差。
Ｏ
ｑＰ
压丽丽２
ＪＤ２丽ｅ，－８，
只＋只，
（３．２５）
盯ｎＰ是用于判断含直接相位信息的ＤＳＢ、ＬＳＢ、ＵＳＢ、ＡＭ—ＦＭ类调制信号 和没含直接相位信息的ＡＭ、ＶＳＢ调制类信号。 （４）谱对称性Ｐ 谱对称性参数Ｐ是信号频谱对称性的量度，其定义如下： （３．２６）
、 ７
式中，
只＝量ｓ２（ｆ）
ｉ＝１
（３．２７）
只＝艺眦＋ｆ。＋１）】２
ｌ－ｌ
（３．２８）
式中的Ｓ（ｉ）是信号Ｓ（ｆ）的傅立叶变换：
第三章
信呼调制类型自动识别基础
ｓ（ｆ）＝ＦＦＴ［Ｓ（ｎ）】
厶是零中心归一化瞬时频率，定义如下：
（３．２９）
厶＝华一ｌ
式３，３０中的Ｚ是载波频率，Ｚ是采样频率，虬是采样点数。
（３．３０）
参数Ｊｐ是信号频谱对称性的量度，用于区分频谱对称的信号（ＡＭ、ＦＭ、 ＤＳＢ和ＡＭ．ＦＭ）和频谱不对称的信号（ＶＳＢ、ＬＳＢ、ＵＳＢ）。 零中心归一化瞬时幅度的谱密度最大值ｒｒｍ．。、零中心非弱信号段瞬时相位非 线性分量绝对值标准偏差盯。，、零中心非弱信号段瞬时相位非线性分量标准偏差 盯。，和谱对称参数Ｐ这四个参数是模拟调制信号类别判断的基本依据，根据这四 个参数，可以得出模拟调制信号判别的流程图…【２５】，如图３．１所示：
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四川大学硕士学位论文
３
２数字调制信号的自动识别
３ ２．１
主要数字调制类型…【１６
为了使数字信号能在信道中传输，必须用数字信号对载波进行调制，根据 数字信号控制载波参数的不同，数字载波调制也可以分为调幅、调相、调频三 种１３］１”。因为数学调制经常采用数字离散值对载波进行键控，所以三种数字调制 方式分别称为频移键控（ＦＳ