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磁性元件及高频变压器设计

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磁性元件及高频变压器设计

磁性元件及高频变压器设计

成继勋 2009.12.31(2011.3.22修改)

1 磁性材料的磁化

1.1 磁化曲线

在外磁场(或电流)的作用下,磁性材料被磁化,磁化曲线如图

图1.1 图1.2 在交变磁场的作用下,形成磁滞回线。

H H B r 0μμμ== (1.1)

H -磁场强度,SI 单位制A/m ;CGS 制:Oe (奥斯特),1A/m=4π×10-3Oe

B -磁通密度(磁感应强度,磁化强度)SI 单位制:T (Tesla 特斯拉);CGS 制:Gs (高斯),1T=104Gs

μ-磁导率,H/m (亨利/米);μ0-真空磁导率,SI 单位制中μ0= 4π×10-7

H/m ,CGS 制中μ0=1。 μr -相对磁导率,无量纲

在均匀磁场中

S

B ?

=

(1.2)

φ-磁通量,SI 单位制:Wb (韦,韦伯);CGS 制:Mx (麦,麦克斯韦)1Wb=10-8Mx S -面积,SI 单位制:m 2; CGS 制:cm 2

Hs 称饱和磁场强度,Hc 称矫顽力 Bs 饱和磁通密度,Br 剩余磁通密度(剩磁)

1.2 几个磁导率的概念

(1)初始磁导率 )0(0→??=

H H

B

i μμ (2)最大磁导率μm :磁化曲线上μm 的最大值

max

0H

B m μμ=

(3)增量磁导率(脉冲磁导率) μΔ

DC

H H H

B =???=

0μμ

图1.3

即在具有直流偏置磁场时,再加上一个交流磁场,这时测得的磁导率。

(4)幅值磁导率 μa

没有直流偏置时,交变磁场强度的幅值与磁通密度幅值的关系称为幅值磁导率μa

(5)有效磁导率μe

在磁路中存在气隙,即非闭合磁路条件下,测得的磁导率为有效磁导率

1.3 安培环路定律

图1.4 图1.5

∑??==I dl H l d H

l

αcos && (1.3) 对绕N 匝线,电流为I 的磁环

NI Hl l d H

l

==?&& (1.4)

式中,l=2πr 为磁路长度,H 为磁芯中的磁场强度为

l

NI

H =

(1.5) NI F = (1.6)

称为磁(动)势,单位A ,常称为安匝。

1.4 磁路

1.4.1磁路欧姆定律

?μμ?μ

S

l l S l B

Hl NI F ==

=

== (1.7)

或 ?m R F = (1.8)

(1.9) R m 称为磁阻,(1.8)式称为磁路欧姆定律

1.4.2有气隙的磁路

气隙磁阻 S

图1.6

S

R m 0μδ

δ=

式中,S 为气隙截面积,设等于磁芯有效截面积。δ为气隙长度。设磁芯有效磁路长度为l c ,则磁芯内磁阻 S

l

R r ml μμ0=

总磁阻 S

S

l R r c

m 00μδμμ+

=

磁导 )1(10c

r r

c m m l l S R G δμμμ+==

有效(相对)磁导率为

c

r c r

r c m e l l S l G δμδμμμμ+=+==

11

10 (1.10)

如果 μr >>l c /δ,则

δ

μc

e l ≈

(1.11)

1.5 磁芯材料性质与参数

磁芯材料主要参数有初始磁导率、饱和磁通密度、剩磁、矫顽力、损耗、电阻率、居里温度、初始磁

导率比温度系数、比损耗因子和功率损耗、初始磁导率减落因子和比减落因子(表示μi 经磁扰动或机械冲击后的经时变化)等。

1.5.1初始磁导率与频率的关系

图1.7 1.5.2 初始磁导率与温度的关系

初始磁导率温度系数和比温度系数表征初始磁导率与温度的关系。 居里温度是磁性材料从铁磁性(亚铁磁性)到顺磁性的转变温度,或称磁性消失温度,表示方式有多种。天通材料标准中规定的确定居里温度的方法如下图:

图1.8 图1.8a TP4的温度特性

1.5.3 饱和磁通密度与温度的关系

随着温度升高,饱和磁通密度降低,下图为TP4材料

图1.9

1.5.4 磁芯损耗

损耗角正切(损耗因子)tgδm表示磁芯损耗与磁芯储能之比。磁芯损耗包括:①磁滞损耗②涡流损耗③剩余损耗(主要由磁后效引起,与粒子的扩散有关)。磁滞在低场下可以不予考虑,涡流在低频下也可忽略,剩下的就是剩余损耗。在低频弱场下,可用三者的代数和表示:

tgδm=tgδh+tg δf+tgδr。

在磁感应强度较高或工作频率较高时,各种损耗互相影响难于分开。故在涉及磁损耗大小时,应注明工作频率f以及对应的Bm(磁通密度幅值)值。剩余损耗和Bm的大小无关,但随频率增大而增大。而磁滞损耗随B的增加增大,涡流损耗则和频率成线性变化。

在大信号场工作时,用单位体积的功率损耗(比损耗)表示,总比损耗

P cv=P h+P f+P r

随磁通密度、工作频率和温度而变。

低频时P cv =η fB m1.6

在数十KHz~1MHz时P cv =η fαB mβ

式中η—损耗系数;f—工作频率;B m—磁芯磁通密度幅值;α、β为大于1的指数。

下图为TDG公司TP4材料的损耗特性:

图1.10 和磁通密度及工作频率的关系(80℃和100℃)

图1.11 和温度的关系

1.6 铁氧体材料类型

选择磁芯最主要的是:工作频率、工作温度范围、饱和磁通密度、磁导率、损耗 开关电源中的电感和变压器工作频率为数十KHz ~1MHz ,磁芯材料选锰锌MnZn 软磁铁氧体,牌号各公司不同。

我国天通控股公司(TDG )部分MnZn 材料特性如下表

2 电磁感应

2.1 法拉第定律与楞次定律

dt

d dt d N

e ψ?-=-= (2.1) 式中ψ=N φ称为磁链。

当线圈内的磁通量变化时,产生感应电动势。楞次定律指出了电动势的方向:

它总是使感生电流产生的磁通阻止原磁通的变化。楞次定律又称磁场惯性定律。

图2.1

2.2 自感

磁链与产生磁场的电流成正比

Li =ψ (2.2)

定义 i

N i

L ?

ψ

=

=

当线圈内电流变化引起磁通变化,产生感应电动势。(2.2)代入(2.1),得

dt

di

L

e -= (2.3) 称自感电动势,故L 称为自感系数,又称电感量,简称电感。自感电动势的方向总是阻止电流的变化

2.3 电磁能量关系

磁场储存的能量为

(2.4)

V 为磁芯体积。

电感储存的能量为

(2.5) 2.4 图2.2

见图2.3,空载时,变压器初级加电压u 1,产生电流i 1,磁通φ11,φ11中一部分φ12与次级匝链,称主磁通。一部分φ1s 不与次级匝链,称为漏磁通。φ12在次级产生感应电动势e 2,空载时等于次级电压u 2。

11011111

11112111111

1111R s m m s m m s m m u e e i R dt

di

L dt di L i R dt

d N dt d N i R dt d N i R

e u ++=++=++=+=+=?

??

图2.3

212

2

2u dt

d N

e ==? (2.6) i 1m 为励磁电流,L 1为励磁电感,L s 称漏感。忽略漏磁通和线圈电阻,有

dt d N u 12

1

1?= (2.7) dt d N u 1222?

= (2.8)

所以有

(2.9) 次级加负载时,产生电流i 2,i 2产生与φ12相位相反的磁通φ2(去磁)使φ12下降,从而e 1下降,由于输入电压u 1未变,于是i 1增大,φ12增大,最终维持φ12和e 1不变。

2112???-=

磁势平衡: 221111N i N i N i m -= (2.10a ) 或者 221111N i N i N i m += (2.10b ) 初级电流产生的磁势一部分平衡次级电流产生的去磁磁势,一部分维持励磁电流。

2.5 恒频交流激励的变压器

(1)正弦波激励时

ft B B m π2sin = (2.11)

忽略漏感和电阻,由(2.7)

ft fSB dt ft SB d N u m m πππ2cos 2)

2sin (1

1==

有效值 2

22111m

m B fSN U U π==

即 m B fSN U 11443.4= (2.12)

注意,这里B 的变化范围是2Bm ,式中S 为磁芯截面积。

(2)矩形波激励时

设电压幅值为U 1,脉冲宽度为τ,周期为T ,占空比为D=τ/T ,变压器磁芯磁通密度在τ时间内变化范围为ΔB ,则

τ

?B

S N dt SdB N dt d N U ?===1

11

1 B S N U ?=11τ (2.13)

U 1τ称变压器的伏秒积(容量),表征变压器初级能承受U 1电压的时间。超过这个时间,磁芯饱和。在相

同的电压作用下,U 1τ越大,磁芯内磁通密度越低。因为τ=DT ,所以

(2.14) 特例,交流方波激励时,D =0.5,,则

m B fSN U 114= (2.15)

(2.12)~(2.15)是计算变压器初级匝数的公式(不含反激变压器)

3 单端反激式变换器的的高频变压器设计

3.1 单端反激式变换器的工作方式

开关S 闭合时,二极管截止,变压器磁芯储能。S 断开时,磁芯

储能通过二极管向负载释放。因此,变压器并不是真正意义上的变压器,而是提供磁场将初级的能量转移到次级,初级起电感的作用。

3.2 初级峰值电流的计算

开关S 闭合后,初级电流从0 开始上升,如果忽略回路的电阻,电

流的变化规律是线性的。当S 断开时,电流上升到最大值I Pm 。在S 导通期间(t on )初级电流的平均值为I pm /2。

S 关断的一段时间t off ,这段时间初级绕组中没有电流。两段时间之和为周期T 。令占空比D = t on /T ,整个周期中电流的平均值为I PAV =DI pm /2。这样就可以确定,电源的输入功率P i =U i I PAV 。如果效率为η,输出功

率为P o =ηP i I PAV 。这样,初级电流最大值可由下式得出

2

max min min 0η

ηηD I U I U P P pm i pav i i =

==

(3.1a )

上面的P i 计算中,以平均值代替了有效值,得出的I pm 是偏大的。用有效值计算(见3.4节),得

(3.1b )

最大占空比的选择:在能满足输入电压变化范围的情况下,应使D 的范围在0.5左右。D 小时,初级电流峰值高;D 大时,次级电流峰值大,初级的关断反峰电压高。

3.3 初级电感的计算

初级电感在一个周期转移的能量等于最大储能:

22

1pm p L I L W =

功率为 f I L P pm p i 2

2

1= 所以

(3.2) 结合(3.1a )和(3.2)得

(3.3a )

或者

(3.3b )

结合(3.1b )和(3.2)可得

(3.4a )

或者

(3.4b ) L p 为临界电感,当初级电感等于临界电感时,一周期内储存的能量刚好放完,电流(能量)连续(实际上,初次级电流都是不连续的)。要求工作于电流连续模式(CCM )时,L 要大于临界电感。否则,将工作于电

流断续模式(DCM )。

建议按(3.3b )和(3.4)计算I pm 和L p 。

如果要求输出最小功率P o min 时电流仍连续,则公式中应以P omin 代替P o

3.4有效值电流的计算

有效值定义为 ?

=

on

T dt i T

I 0

21

设工作于临界连续状态,初级电流为不连续的三角波,占空比为D ,则

初级电流有效值为(3.5a )

或者(3.5b )

K f 是因功率因数(由波形引起)小于1引入的一个系数,一般可取0.7.

次级电流有效值为

(3.6) U1、U2为初级和次级的额定电压。

注:实际上,次级电流波形还与滤波电容大小有关,电容越大,电流持续时间越小,有效值越大。

3.5导线直径的计算

3

由 4

2d

I S I J π==

得(3.7) 取J =2.5A/mm 2

(250A/m 2

): I d 714.0= (mm)

取J =4A/mm 2

(400A/m 2

): I d 564.0= (mm)

为了减小交流电阻(减小趋肤效应影响),常用多股线并绕。

3.6 磁芯尺寸的选择

变压器磁芯尺寸的要求取决于工作磁通(磁芯截面积、体积)、绕线窗口、温升等几个方面,磁芯截

面积决定了工作磁通密度和磁芯损耗,磁芯窗口面积决定窗口线圈能否装下线圈,因此磁芯的尺寸常用磁芯截面积、窗口面积积来衡量,面积积公式的推导方法一般是:

(1)通过电磁感应定律推导出需要的磁芯截面积。 为了控制温升,有必要选择适当的工作频率和最大磁通密度摆幅ΔB m 从而得到适当的铁损(磁芯损耗),

通常可选择100KW/m 3(100mW/cm 3

),参见图1.10.

(2) 计算初、次级电流有效值,再根据电流密度、线圈匝数等推导出需要的窗口面积。 (3) 二者相乘, 求出面积积。

由于计算方法的不同,公式多种多样。 公式

1

(cm 4

) (3.8) 不同电路的变压器都采用这一公式,只是K T 不同

式中,Se 为磁芯有效截面积,cm 2;Sw 为磁芯窗口面积,cm 2

; Kw 为窗口利用系数,0.2~0.4;η为变压器

效率,0.8左右;J 为电流密度,250~500A/cm 2

;其它为SI 单位制。式中K T 是由电路结构决定的拓扑系数,对反激变压器

式中 pm

pm I I ?=

λ,为激磁电流纹波系数,电流临界连续或不连续时等于1.

公式2

求出电感量L 1、峰值电流I pm 、导线直径d 以后,可根据需要选择磁性材料,从而得到磁通密度最大变化量ΔB m ,再由上述参数作为选择磁芯尺寸的依据。电感越大、电流越大,磁芯的尺寸就越大,而选择B S 较大的材料,相应的ΔB m 可以大一些,磁芯的尺寸可以减小。

(cm 4

) (3.10)

式中,d 为初级绕组导线直径,mm 公式

3

(cm 4) (3.11a)

或者

(cm 4) (3.11b)

式中,P i 为输入侧功率,

3.7 磁芯气隙的计算

单端反激式变换器高频变压器磁芯有直流偏磁,应加入气隙,否则容易磁饱和。一周期内转换的能量为

)()(21)(21)(21020202r

e e m c r m m m l S B V B V B W μδμμμμδ+?=?+?= (3.12)

式中,ΔB 为磁通密度变化量,如果忽略了剩磁B r ,最大磁感应强度变化量ΔB 就是最大磁感应强度的绝对

值B m 。le 为有效磁路长度,δ为气隙长度,Se 为磁芯有效截面积。由(3.12)式可知,能量主要储存在气隙中(一般δ>>le/μr )

同时有 )(212102

2

r

e e m pm p m l S B I L W μδμ+== (3.13)

(3.14)

如果计算出的δ为负数,说明不需要气隙;计算出的δ太大,应重选磁芯,加大Se 。

附:小功率应用时如不用气隙,则要求磁芯体积满足一定要求:

2

02

2121pm p m m I L V B W ==?μμΘ

f I L Vf B f W P pm p m m i 2

02

2

121===?μμ

f

B P V m 2002ημμ?=

∴ (3.15a ) 2

20m

pm p B I L V μμ?=或者

(3.15b ) 磁芯体积V=S c l c ,l c 为磁芯有效磁路长度,μΔ为增量磁导率。

3.8磁芯截面积的核算

由(2.13)有

D

B N fS dt dB S N dt d N U m

p e e p p i ===?

所以 m

p i e B fN D

U S =

或者

(3.16)

3.9 初级匝数的计算

由磁势 m r c c m c c

r c

m p p B l S B S S l R Hl I N )()(

000m μδ

μμμδμμ?+=+

=∑=∑= 得

(3.17) ,如果

δμ<

c

l

(3.18)

由(3.9)

得 e

m pm p r

c

S B I L l 2

0)(μμδ=

+

代入(3.13)还可得

(3.19)

3.10 次级匝数的计算

开关S 接通时电路的电压方程为

dt

d N U p

i ?= 认为磁场的变化是由0线性增长的,在t =DT 时(T 为周期),磁通量达到最大值φm ,则

DT

N U m

p

i ?= (3.20)

开关S 断开时,二极管导通,次级电路的电压方程为

dt

d N U S

S ?

= 由于磁通不能突变,磁通φm 从开始下降,到t =(1-D )T 时下降到0,电压方程为

T

D N U m

S

S )1(-=? (3.21)

(3.20)(3.21)说明初级和次级的磁通变化量应相等,或者说伏秒积相等。式中U S 应包括输出电压U O 和二极管导通压降U D 。联立式(3.20)和(3.21),取最低输入电压和最大占空比,得次级匝数的计算公式为

式中Uo 取额定值。用下式核算最小占空比。

如果Dmin 、Dmax 不在希望的范围内,可改变。

4 单端正激式变换器的高频变压器设计

4.1 磁芯尺寸的选择

图为正激式直流变换器的输出部分,电子开关与初级绕组N 1串联;次级绕组N 2与整流二极管VD 1相串联,将变换后的电能整流后输出给负载;N 3是消磁绕组,将开关关断后磁路中储存的剩余电能回馈给电源。变压器次级有续流二极管,电感输入滤波。单端正激式电路的输出变压器是一个真正的变压器,但工作模式属于电流单方

向变化的情况,B-H 的运动轨迹在第一象限。

单端正激高频变压器可以用下面的经验公式求出磁芯截面和窗口面积积 公式1(通用公式)

(cm 4

(4.1)

式中 max D K T =为正激有续流二极管电路的拓扑系数。

公式2

(cm 4) (4.2)

式中ΔB m 为磁通密度(T )摆幅,对于铁氧体磁芯一般为0.15~0.2T ,或根据铁损或温升要求选择(按比损耗

100KW/m 3

左右);P O 为输出功率(W );f 为工作频率(Hz )。K O 为窗口使用系数,反映窗口被绕组填充的

情况,一般取0.35;K P 为绕线系数,一般取0.43。计算出的S eSw 乘积的单位为cm 4

4.2 计算初级绕组的匝数

由(2.13) D

B

fSN dt SdB N dt d N U ?=

==111

1?

可得(4.3)

式中:U 1min ——输入电压最小值(V );D max ——最大占空比;f ——工作频率(Hz ); S e —— 磁芯有效截面积(cm 2);ΔB m ——磁通密度变化量(T )。

4.3 计算次级绕组和消磁绕组的匝数

由于次级绕组N S 与初级绕组N P 为同一磁路,所以在开关闭合时,N 2与N 1的端电压符合变比关系,次级绕组两端的电压为脉冲形式,占空比为D ,经二极管整流后,电压平均值也就是输出电压U O 应再乘以D 。多数输出电压比较低,这样就不能忽略整流二极管的直流压降U D 。因此,次级绕组由下式计算

(4.4)

至于消磁绕组,其电压与初级绕组是一样的,所以它的匝数与初级绕组也应该相同。

4.4 计算各绕组的电流

在有续流二极管和电感输入滤波的情况下,变压器次级和初级的电流波形与电压波形基本相同,为矩形波。次级绕组电流幅值等于直流输出电流(负载电流):

o m I I =2

有效值电流 m I D I 2min 2=

即(4.5)

初级电流有效值为(4.6) 去磁绕组电流与磁化电流相同,约为初级电流有效值的5%~10%:

13%)10~%5(I I = (4.7)

4.5 气隙问题

通常正激变压器磁芯可以不加气隙,但由于有剩磁,要使磁芯不饱和,磁芯中磁通密度最大摆幅为

ΔB m

式中B s 和B r 分别是饱和磁通密度和剩余磁通密度。对于铁氧体材料,100℃时饱和磁化曲线约为0.3T,剩余磁通密度约为0.1T,磁芯中最大允许磁通密度摆幅为两者之差0.2T。这样变压器需要更多的匝数,铜损耗增加。如果在磁芯磁路中加一个很小的气隙,有效磁导率下降了,同时B r也大大减少。通常只要增加0.05~0.1mm 气隙,剩磁感应下降到0.02T。这样ΔB 可取到大于0.2T,可以大大减少了线圈匝数。

5 纯交流磁场的高频变压器设计

半桥、全桥和推挽式变换器的高频变压器磁场的变化是纯交流的,磁感应强度从负的最大值到正的最大值之间周期性的变化。此类变压器的特点是:(1)磁滞回线在1、2、3、4象限变化,在负的最大值和正的最大值之间,材料允许的最大磁通密度变化量ΔB m是单端式变压器的2 倍;(2)一般不需在磁路中加入气隙;(3)有时电流的正负半周分别由两个线圈交替提供,如推挽电路的初级、次级接全波整流的次级线圈,必须设计两个相同的绕组串联,中心抽头。

5.1 磁芯尺寸的选择

用下面的通用公式求出磁芯截面和窗口面积积

(cm4)(5.1)

式中,K T为电路拓扑系数,对

(1)桥式(半桥、全桥)电路:

有续流二极管(图5.1,图5.3)(5.2)

无续流二极管(图5.2,图5.4)(5.3)

方波激励时(无需续流二极管),D=0.5,K T=0.6

图5.1 图5.2

图5.3 图5.4

(2)推挽电路

有续流二极管(图5.1,图5.3)(5.4)

无续流二极管(图5.2,图5.4)(5.5)

方波激励时(无需续流二极管),D=0.5,K T=0.71

图5.5 图5.6

5.2 初级绕组的计算

初、次级绕组可参照正激式变压器的计算方法,用式(4.3)(4.4),但取ΔB m为单端正激式的两倍。导线截面积、导线直径的计算方法与单端式变压器相同。

由(2.14)得

(5.6)(1)对半桥电路,初级输入电压为电源电压的1/2,ΔB m=2B m

f

B

S

D

U

N

m

e

2

2

1

max

min

1

1

=

(5.7)

注意到初级输入电压为电源电压的1/2,所以

(5.8)

式中B m为磁通密度振幅。

(2)对全桥电路, 初级输入电压为电源电压,ΔB m=2B m

所以

(5.9)

(5.10)(3)对推挽电路,输入电压加在初级线圈的1/2上,ΔB m=2B m

f

B

S

D

U

N

m

e

2

2

1

max

min

1

1

=

所以

(5.11)

在中心处抽头。

(5.12)

注:对于开环工作的信号隔离变压器和电源变压器,方波D=0.5,采用下面的公式计算初级匝数 (2010.8.10 增)

单边工作

半桥工作(图5.2)

全桥工作(图5.4)

推挽工作(图5.6),由

f

B S D U N m e ?=max 1121 得

N 1为总匝数,在中心处抽头。

6 电流互感器的设计:

电流互感器的二次电流取决于一次电流而与二次的负载无关。电流互感器的负载不允许开路,否则会导致磁芯内磁通密度剧增使二次产生危险的高电压。计算方法类似于变压器。

已知一次线圈匝数N 1、电流I 1和二次电流I 2、电压U 2(或负载电阻R 2) 1) 计算二次匝数N 2

(6.1) 2) 利用法拉第公式计算磁芯有效截面积 正弦波(纯交流):

方波激励有直流分量时,占空比D=0.5

纯交流方波激励时

附注:变压器设计时,采用TP4/TP4A 磁芯,Bm 一般选200mT ,有单边工作有直流分量时,ΔBm 可选50mT 。对信号变压器,为保证准确度,还应减小,可选上述值的2/3以下。

高频变压器计算步骤精编版

高频变压器计算 (CCM模式) 反激式DC/DC变换电路 电路基本参数: Vo1=15V Io1=0.4A Vo2=-10V Io2=0.4A Vs=15V(范围10V~20V) Po=10W 设定参数: 1.电路工作频率(根据UC3843的特性,初步确定为50KHz),电路效率为G=75% 2.反激式变换器的工作模式CCM 3.占空比确定(Dmax=0.4) 4.磁芯选型(EE型) 设计步骤 (1)选择磁芯大小 Pin=Po/G=10/0.75=13.3W(查表),选择EE19磁芯 (2)计算导通时间 Dmax=0.4,工作频率fs=50KHz ton=8us (3)选择工作时的磁通密度 根据所选择的磁芯EE19(PC40材料)Ae=22mm2,Bmax=0.22T (4)计算原边匝数 Np=(Vs*ton)/(Bmax*Ae)=(10*8)/(0.22*22)=16.52,取整16 (5)计算副边绕组 以输出电压为15V为例进行计算,设整流二极管及绕组的压降为1V 15+1=16V 原边绕组每匝伏数=Vs/Np=10/16=0.625V/匝 副边绕组匝数Ns1=16/0.625=25.6,取整26 (6)计算选定匝数下的占空比;辅助输出绕组匝数 新的每匝的反激电压为:16/26=0.615V ton=(Ts*0.615)/(0.625+0.615)=9.92us 占空比D=9.92/20=0.496 对于10V直流输出,考虑绕组及二极管压降1V后为11V Ns2=11/0.615=17.88,取整17 (7)初级电感,气隙的计算 在周期Ts内的平均输入电流Is=Pin/Vs=13.3/10=1.33A 导通时间内相应的平均值为Iave=(Is*Ts)/ton=1.33*20/9.92=2.68A 开关管导通前的电流值Ip1=Iave/2=2.68/2=1.34A 开关管关闭前的电流值Ip2=3Ip1=1.34*3=4.02A 初级电感量Lp=Vs*&t/&i=10*9.92/2.68=37.01uH 气隙长度Lg=(u0*Np^2*Ae)/Lp=0.19mm

高频变压器的设计

高频变压器的设计 高频链逆变技术用高频变压器代替传统逆变器中笨重的工频变压器,大大减小了逆变器的体积和重量。在高频链的硬件电路设计中,高频变压器是重要的一环。 设计高频变压器首先应该从磁芯开始。开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料,它有较高磁导率,低的矫顽力,高的电阻率。磁导率高,在一定线圈匝数时,通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压,因此,在输出一定功率要求下,可减轻磁芯体积。磁芯矫顽力低,磁滞面积小,则铁耗也少。高的电阻率,则涡流小,铁耗小。铁氧体材料是复合氧化物烧结体,电阻率很高,适合高频下使用,但Bs值比较小,常使用在开关电源中。 高频变压器的设计通常采用两种方法[3]:第一种是先求出磁芯窗口面积AW与磁芯有效截面积Ae的乘积AP(AP=AW×Ae,称磁芯面积乘积),根据AP值,查表找出所需磁性材料之编号;第二种是先求出几何参数,查表找出磁芯编号,再进行设计。 注意: 1)设计中,在最大输出功率时,磁芯中的磁感应强度不应达到饱和,以免在大信号时产生失真。 2)在瞬变过程中,高频链漏感和分布电容会引起浪涌电流和尖峰电压及脉冲顶部振荡,使损耗增加,严重时会造成开关管损坏。同时,输出绕组匝数多,层数多时,应考虑分布电容的影响,降低分布电容有利于抑制高频信号对负载的干扰。对同一变压器同时减少分布电容和漏感是困难的,应根据不同的工作要求,保证合适的电容和电感。 单片开关电源高频变压器的设计要点 高频变压器是单片开关电源的核心部件,鉴于这种高频变压器在设计上有其特殊性,为此专门阐述降低其损耗及抑制音频噪声的方法,可供高频变压器设计人员参考。 单片开关电源集成电路具有高集成度、高性价比、最简外围电路、最佳性能指标等优点,能构成高效率无工频变压器的隔离式开关电源。在1994~2001年,国际上陆续推出了TOtch、TOtch-Ⅱ、TOtch-FX、TOtch-GX、Tintch、Tintch-Ⅱ等多种系列的单片开关电源产品,现已成为开发中、小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。 高频变压器是开关电源中进行能量储存与传输的重要部件,单片开关电源中高频变压器性能的优劣,不仅对电源效率有较大的影响,而且直接关系到电源的其它技术指标和电磁兼容性(EMC)。为此,一个高效率高频变压器应具备直流损耗和交流损耗低、漏感小、绕组本身的分布电容及各绕组之间的耦合电容要小等条件。 高频变压器的直流损耗是由线圈的铜损耗造成的。为提高效率,应尽量选择较粗的导线,并取电流密度J=4~10A/mm2。 高频变压器的交流损耗是由高频电流的趋肤效应以及磁芯的损耗引起的。高频电流通过导线时总是趋向于从表面流过,这会使导线的有效流通面积减小,并使导线的交流等效阻抗远高于铜电阻。高频电流对导体的穿透能力与开关频率的平方根成反比,为减小交流铜阻抗,导线半径不得超过高频电流可达深度的2倍。可供选用的导线线径与开关频率的关系曲线如图1所示。举例说明,当f=100kHz时,导线直径理论上可取φ0.4mm。但为了减小趋肤效应,实际可用更细的导线多股并绕,而不用一根粗导线绕制。 在设计高频变压器时必须把漏感减至最小。因为漏感愈大,产生的尖峰电压幅度愈高,漏极钳位电路的损耗就愈大,这必然导致电源效率降低。对于一个符合绝缘及安全性标准的高频变压器,其漏感量应为次级开路时初级电感量的1%~3%。要想达到1%以下的指标,在制造工艺上将难于实现。减小漏感时可采取以下措施:o减小初级绕组的匝数NP; o增大绕组的宽度(例如选EE型磁芯,以增加骨架宽度b);

变压器计算表

由变换器预定技术指标可知变压器初级侧电压 Vin(min)=200V,Vin(max)=380V, 预设效率85%η=,工作频率65kHz 电源输出功率P(out)=24V*1A=24W 变压器的输入功率P(in)=P(out)/0.8=30W. 根据面积乘积法来确定磁芯型号,为了留有一定裕量,选用锰锌铁氧体磁芯EFD30,有效截面积269e A mm = 因为所选的MOS 管的最大耐压值max 600mos V V =。在100 V 裕量条件下所允许的最大反射电压 V f =V mosmax -V dcmac -100=600-380-100=120V 最大占空比 D max =V f /(V dcmin +V f )=120/(200+120)=0.375 初级电流 Ip=2*Pin/D (max)*V dcmin =2*30/(0.375*200)=0.8A 初级最大电感量 Lp=(D (max)*V dcmin )/f*Ip=0.375*200/65*0.8=1.4mH 初次级匝数比 N 1=V f /V o =120/24=5 初级匝数

5832 .191120106928.018.04.11033==????=?=e w P P P A B k I L N 其中,磁感应强度B =0.28 T ;由于此变换器设计在断续工作模式k=1(连续模式k=0.5) 磁芯气隙 ()270.4100.015p e g p N A l cm L π-= ?≈ 5V--次级匝数 6.11==n N N P S 辅助绕组匝数 6.8158.512s a a o N V N V ?==≈=8.2

直流稳压电源的项目设计方案

直流稳压电源的项目 设计方案 (一)设计目的 1、学习直流稳压电源的设计方法; 2、研究直流稳压电源的设计方案; 3、掌握直流稳压电源的稳压系数和阻测试方法; (二)设计要求和技术指标 1、技术指标:要求电源输出电压为±12V(或±9V /±5V),输入电压为交 流220V,最大输出电流为I omax =500mA,纹波电压△V OP-P ≤5mV,稳压系数Sr≤5%。 2、设计基本要求 (1)设计一个能输出±12V/±9V/±5V的直流稳压电源; (2)拟定设计步骤和测试方案; (3)根据设计要求和技术指标设计好电路,选好元件及参数; (4)要求绘出原理图,并用Protel画出印制板图; (5)在万能板或面包板或PCB板上制作一台直流稳压电源; (6)测量直流稳压电源的阻; (7)测量直流稳压电源的稳压系数、纹波电压; (8)撰写设计报告。 3、设计扩展要求 (1)能显示电源输出电压值,00.0-12.0V; (2) 要求有短路过载保护。 (三)设计提示 1、设计电路框图如图所示 稳压电路若使用分离元件要有取样、放大、比较和调整四个环节,晶体管选用3DD或3DG等型号;若用集成电路选78XX和79XX稳压器。 测量稳压系数:在负载电流为最大时,分别测得输入交流比220V增大和减小10%的输出Δvo,并将其中最大一个代入公式计算Sr,当负载不变时,Sr=ΔVoV I / ΔV I V O 。 测量阻:在输入交流为220V,分别测得负载电流为0及最大值时的ΔVo,r o = ΔV O /ΔI L 。 纹波电压测量:叠加在输出电压上的交流分量,一般为mV级。可将其放大 后,用示波器观测其峰-峰值△V OP-P ;用可用交流毫伏表测量其有效值△V O ,由

开关电源-高频-变压器计算设计

要制造好高频变压器要注意两点: 一是每个绕组要选用多股细铜线并在一同绕,不要选用单根粗铜线,简略地说便是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的实习是越挨近导线中轴电流越弱,越挨近导线表面电流越强。选用多股细铜线并在一同绕,实习便是为了增大导线的表面积,然后更有效地运用导线。 二是高频逆变器中高频变压器最好选用分层、分段绕制法,这种绕法首要目的是削减高频漏感和降低分布电容。 1、次级绕组:初级绕组绕完,要加绕(3~5层绝缘垫衬再绕制次级绕组。这样可减小初级绕组和次级绕组之间分布电容的电容量,也增大了初级和次级之间的绝缘强度,契合绝缘耐压的需求。减小变压器初级和次级之间的电容有利于减小开关电源输出端的共模打扰。若是开关电源的次级有多路输出,而且输出之间是不共地的为了减小漏感,让功率最大的次级接近变压器的初级绕组。 若是这个次级绕组只要相对较少几匝,则为了改善耦合状况,仍是应当设法将它布满完好的一层,如能够选用多根导线并联的方法,有助于改善次级绕组的填充系数。其他次级绕组严密的绕在这个次级绕组的上面。当开关电源多路输出选用共地技能时,处置方法简略一些。次级能够选用变压器抽头方式输出,次级绕组间不需要采用绝缘阻隔,从而使变压器的绕制愈加紧凑,变压器的磁耦合得到加强,能够改善轻载时的稳压功能。 2、初级绕组:初级绕组应放在最里层,这样可使变压器初级绕组每一匝用线长度最短,从而使整个绕组的用线为最少,这有效地减小了初级绕组自身的分布电容。通常状况下,变压器的初级绕组被规划成两层以下的绕组,可使变压器的漏感为最小。初级绕组放在最里边,使初级绕组得到其他绕组的屏蔽,有助于减小变压器初级绕组和附近器材之间电磁噪声的相互耦合。初级绕组放在最里边,使初级绕组的开始端作为衔接开关电源功率晶体管的漏极或集电极驱动端,可削减变压器初级对开关电源其他有些电磁打扰的耦合。 3、偏压绕组:偏压绕组绕在初级和次级之间,仍是绕在最外层,和开关电源的调整是依据次级电压仍是初级电压进行有关。若是电压调整是依据次级来进行的则偏压绕组应放在初级和次级之间,这样有助于削减电源发生的传导打扰发射。若是电压调整是依据初级来进行的则偏压绕组应绕在变压器的最外层,这可使偏压绕组和次级绕组之间坚持最大的耦合,而与初级绕组之间的耦合减至最小。 初级偏压绕组最佳能布满完好的一层,若是偏压绕组的匝数很少,则能够采用加粗偏压绕组的线径,或许用多根导线并联绕制,改善偏压绕组的填充状况。这一改善方法实际上也改善了选用次级电压来调理电源的屏蔽才干,相同也改善了选用初级电压来调理电源时,次级绕组对偏压绕组的耦合状况。 高频变压器匝数如何计算?很多设计高频变压器的人都会有对于匝数的计算问题,那么我们应该如何来计算高频变压器的匝数,从而解决这个问题?接下来,晨飞电子就为大家介绍下匝数的计算方法:

高频变压的设计方法

高频链中高频变压器的分析与设计 文章作者:四川成都西南交通大学龙海峰郭世明江苏南京国电南京自动化股份有限公司呙道静 文章类型:设计应用文章加入时间:2004年9月6日14:54 文章出处:电源技术应用 摘要:高频链逆变技术用高频变压器代替传统逆变器中笨重的工频变压器,大大减小了逆变器的体 积和重量。在高频链的硬件电路设计中,高频变压器是重要的一环。叙述了高频变压器的设计过程。 实验结果证明该设计满足要求。 关键词:高频链;高频变压器;逆变器 引言 MESPELAGE于1977年提出了高频链逆变技术的新概念[1]。高频链逆变技术与常规的逆变技术最 大的不同,在于利用高频变压器实现了输入与输出的电气隔离,减小了变压器的体积和重量。近年来, 高频链技术引起人们越来越多的兴趣。 1 概述 图1是传统的逆变器框图。其缺点是采用了笨重庞大的工频变压器和滤波电感,导致效率低,噪 音大,可靠性差。另外,谐波含量大,波形畸变严重,与要求的优质正弦波相差甚远。

图2所示为电压源高频链逆变器的框图,该方案是当今研究的最先进方案[2],也是本文中采用的方案。采用此方案有其一系列的优点,诸如,以小型的高频变压器替代工频变压器;只有两级功率变换;正弦波质量高;控制灵活等。高频变压器是高频链的核心部件,肩负着隔离和传输功率的重任,其性能好坏直接决定逆变器的性能好坏。不合格的变压器温升高,效率低,漏感严重,输出波形畸变大,直接影响电路的稳定性和可靠性,甚至损坏开关器件,导致实验失败。 2 高频变压器的设计 设计高频变压器首先应该从磁芯开始。开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料,它有较高磁导率,低的矫顽力,高的电阻率。磁导率高,在一定线圈匝数时,通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压,因此,在输出一定功率要求下,可减轻磁芯体积。磁芯矫顽力低,磁滞面积小,则铁耗也少。高的电阻率,则涡流小,铁耗小。各种磁芯物理性能及价格比如表1所列。铁氧体材料是复合氧化物烧结体,电阻率很高,适合高频下使用,但Bs值比较小,常使用在开关电源中。本文采用的就是铁氧体材料。 表1 各种磁芯特性比较表

数字电流表设计与仿真

船山学院 电子技术课程设计 题目设计并仿真一台数字电流表 专业名称电气工程及其自动化 指导教师徐祖华 职称副教授 班级船本08级01班 学号20089450114

学生姓名曾波 2011年1 月12 日 设计并仿真一台数字电流表 摘要 本课题实验主要采用CC7106双积分A/D变换器设计方案来完成一个简易的数字电流表,其实是一个电压表进行改装得到的,将电压表能够对输入的0~5 V的模拟直流电压进行测量,并通过一个4位一体的7段LED数码管进行显示,测量误差约为0.1 V。该电压表的测量电路主要由三个模块组成:A/D转换模块、数据处理模块及显示控制模块。A/D转换主要由芯片CC7106来完成,它负责把采集到的模拟量转换为相应的数字量再传送到数据处理模块。数据处理则由芯片CD331来完成,其负责把CC7106传送来的数字量经一定的数据处理,产生相应的显示码送到显示模块进行显示;另外它还控制着CC7106芯片的工作。显示模块主要由LCD液晶数码管及相应的驱动芯片)组成,显示测量到的电流值。 关键词 简易数字电流表、LCD液晶数码管、CC7106。

目录 引言 (1) 1工作原理 (1) 1.1数字电流表的工作原理 (1) 1.2 AD转换器及外围电路计 (1) 1.3量程开关电路设计 (2) 1.4直流稳压电流源设计 (3) 1.5 小数点驱动电路设计 (3) 2总体方案设计 (4) 2.1方案论证 (4) 2.2系统框图 (4) 2.3整体电路图 (5) 3元器件的介绍 (5) 3.1双积分式A/D转换器C C7106 (5) 3.2 液晶显示器EDS801 (6) 4仿真图 (7) 4.1量程电路仿真图 (7) 5结论 (9) 参考文献 (10) 附录 (11)

单调谐小信号谐振放大器设计说明

高频实验报告(一)——单调谐小信号谐振放大器设计 组员 座位号16 实验时间周一上午

目录 一、实验目的 (3) 二、实验原理 (3) 2.1单调谐放大器的基本原理 (4) 2.2主要性能指标及测量方法 (9) 2.2.1谐振频率的测试 (9) 2.2.2电压增益的测试 (10) 2.2.3频率特性的测试 (10) 三、设计方法 (13) 四、实验内容及参数设计 (14) 五、实验参数测试及分析 (18) 六、思考题............................................................................................... 错误!未定义书签。

一、实验目的 1.熟悉小信号谐振放大器的工作原理。 2.掌握小信号谐振放大器的工程设计方法。 3.掌握小信号谐振放大器的调谐方法。 4.掌握小信号谐振放大器幅频特性的测量方法。 5.熟悉放大器静态工作点和集电极负载对谐振放大器幅频特性的影响。 二、实验原理 调谐放大器的主要特点是晶体管的集电极负载不是纯电阻,而是由L、C 组成的并联谐振回路,由于LC并联谐振回路的阻抗随频率而变化,在谐振频率处、其阻抗是纯电阻,且达到最大值。因此,用并联谐振回路作集电极负载的调谐放大器在回路的谐振频率上具有最大的放大系数,稍离开此频率放大系数

就迅速减小。因此用这种放大器就可以只放大我们所需要的某些频率信号,而抑止不需要的信号或外界干扰信号。正因如此,调谐放大器在无线电通讯等方面被广泛地用作高频和中频选频放大器。 调谐放大器的电路形式很多,但基本的电路单元只有两种:一种是单调谐放大器,一种是双调谐放大器。这里先讨论单调谐放大器。 2.1单调谐放大器的基本原理 典型的单调谐放大器电路如图1.1所示。图中R 1, R 2 是直流偏置电阻;LC 并联谐振回路为晶体管的集电极负载,R e 是为提高工作点的稳定性而接入的直流负反馈电阻, C b 和C e 是对信号频率的旁路电容。输入信号V s ’经变压器耦合至晶体管发射结,放大后再由变压器耦合到外接负载R L ,C L 上。为了减小晶体管输出导纳对回路的影响,晶体管T 1采用抽头接入。 R L L V s ’ 图1.1高频小信号谐振放大器电路 在低频电子电路中,我们经常采用混合π模型来描述晶体管。把晶体管内部的物理过程用集中元器件RLC 表示。用这种物理模型的方法所涉及到的物理等效电路就是所谓的π参数等效电路。混合π 参数是晶体管物理参数,与频率

高频变压器设计

高频变压器设计 单端反激式开关电源中,高频变压器的设计是设计的核心。高频变压器的磁芯一般用锰锌铁氧体,EE 型和EI 型,近年来,我国引进仿制了汤姆逊和TDK 公司技术开发出PC30,PC40高磁导率,高密度几个品种。 一、 计算公式 单端反激式开关电源是以电感储能方式工作,反激式公式推导: 首先要计算出整流后的输入电压的最大值和最小值,如交流输入电压AC V (160~242V ),窄限范围;AC V (85~265V ),宽限范围。 整流后直流电压DC V =1.4*AC V (224~338V )窄限范围; DC V =1.4AC V (119~371V ) ,宽限范围。 整流后直流纹波电压和整流桥压降一般取20V ,和滤波电容有关。 (1)初级峰值电流p I 集电极电压上升率p in p c I V L t = (c t 电流从0上升到集电极电流峰值作用时间) 取 max 1c f t D = min max **p p in L I f V D = 公式中,min in V : 是最低直流输入电压,V ; p L :变压器初级电感量,H ; f :开关频率,Hz ; 输出功率等于存储在每个周期内的能量乘以工作频率。 21***2 out p p P L I f = 经进一步简化,就可以得到变压器初级电流峰值为 min max 2**out p c in P I I V D == (2)初级电感量p L 因为电感量*V S H I = (max D S f = ;1V*1S 1mH=1A ) min max p L *in p V D I f = (3)关于最小占空比min D 和最大占空比max D 最小占空比和最大占空比的设计可根据输入电压变化范围和负载情况合理决定,在输 入电压比较高的情况下,如400VDC ,max D 可选0.25以下;在输入电压比较低的情况下,如110VDC , max D 可选0.45以下; max min in in V K V = ;max min max max (1)*D D D K D =-+ (4)磁芯的选择 磁芯输出功率和磁芯截面积的经验关系式为 (0.1~e A ≈

高频变压器设计的五个步骤

变压器的设计过程包括五个步骤: ①确定原副边匝数比; 为了提高高频变压器的利用率,减小开关管的电流,降低输出整流二极管的反向电压,减小损耗和降低成本,高频变压器的原副边变比应尽量大一些. 为了在任意输入电压时能够得到所要求的电压,变压器的变比应按最低输入电压选择.选择副边的最大占空比为 ,则可计算出副边电压最小值为: ,式中, 为输出电压最大值, 为输出整流二极管的通态压降, 为滤波电感上的直流压降.原副边的变比为: ②确定原边和副边的匝数; 首先选择磁芯.为了减小铁损,根据开关频率 ,参考磁芯材料手册,可确定最高工作磁密、磁芯的有效导磁截面积、窗口面积 .则变压器副边匝数为: .根据副边匝数和变比,可计算原边匝数为 ③确定绕组的导线线径; 在选用导线线径时,要考虑导线的集肤效应.所谓集肤效应,是指当导线中流过交流电流时,导线横截面上的电流分布不均匀,中间部分电流密度小,边缘部分电流密度大,使导线的有效导电面积减小,电阻增加.在工频条件下,集肤效应影响较小,而在高频时影响较大.导线有效导电面积的减小一般采用穿透深度来表示.所谓穿透深度,是指电流密度下降到导线表面电流密度的0.368(即: )时的径向深度. ,式中, , 为导线的磁导率,铜的相对磁导率为 ,即:铜的磁导率为真空中的磁导率 , 为导线的电导率,铜的电导率为 . 为了有效地利用导线,减小集肤效应的影响,一般要求导线的线径小于两倍的穿透深度,即 .如果要求绕组的线径大于由穿透深度所决定的最大线径时,可采用小线径的导线多股并绕或采用扁而宽的铜皮来绕制,铜皮的厚度要小于两倍的穿透深度 (4)确定绕组的导线股数 绕组的导线股数决定于绕组中流过的最大有效值电流和导线线径.在考虑集肤效应确定导线的线径后,我们来计算绕组中流过的最大有效值电流. 原边绕组的导线股数:变压器原边电流有效值最大值 ,那么原边绕组的导线股数 (式中,J 为导线的电流密度,一般取J=3~5 , 为每根导线的导电面积.). 副边绕组的导电股数:①全桥方式:变压器只有一个副边绕组,根据变压器原副边电流关系,副边的电流有效值最大值为: ;②半波方式:变压器有两个副边绕组,每个负载绕组分别提供半个周期的负载电流,因此其有效值为 ( 为输出电流最大值).因此副边绕组的导线股数为(5)核算窗口面积 在计算出变压器的原副边匝数、导线线径及股数后,必须核算磁芯的窗口面积是否能够绕得下或是否窗口过大.如果窗口面积太小,说明磁芯太小,要选择大一点的磁芯;如果窗口面积

高频变压器匝数计算

高频变压器参数计算 一.电磁学计算公式推导: 1.磁通量与磁通密度相关公式: Ф = B * S ⑴ Ф ----- 磁通(韦伯) B ----- 磁通密度(韦伯每平方米或高斯) 1韦伯每平方米=104高斯 S ----- 磁路的截面积(平方米) B = H * μ⑵ μ ----- 磁导率(无单位也叫无量纲) H ----- 磁场强度(伏特每米) H = I*N / l ⑶ I ----- 电流强度(安培) N ----- 线圈匝数(圈T) l ----- 磁路长路(米) 2.电感中反感应电动势与电流以及磁通之间相关关系式: E L =⊿Ф / ⊿t * N ⑷ E L = ⊿i / ⊿t * L ⑸ ⊿Ф ----- 磁通变化量(韦伯) ⊿i ----- 电流变化量(安培) ⊿t ----- 时间变化量(秒) N ----- 线圈匝数(圈T) L ------- 电感的电感量(亨) 由上面两个公式可以推出下面的公式: ⊿Ф / ⊿t * N = ⊿i / ⊿t * L 变形可得: N = ⊿i * L/⊿Ф 再由Ф = B * S 可得下式: N = ⊿i * L / ( B * S ) ⑹ 且由⑸式直接变形可得: ⊿i = E L* ⊿t / L ⑺ 联合⑴⑵⑶⑷同时可以推出如下算式: L =(μ* S )/ l * N2⑻ 这说明在磁芯一定的情况下电感量与匝数的平方成正比(影响电感量的因素) 3.电感中能量与电流的关系: Q L = 1/2 * I2 * L ⑼ Q L -------- 电感中储存的能量(焦耳) I -------- 电感中的电流(安培) L ------- 电感的电感量(亨) 4.根据能量守恒定律及影响电感量的因素和联合⑺⑻⑼式可以得出初次级匝数比与占空比的关系式: N1/N2 = (E1*D)/(E2*(1-D)) ⑽ N1-------- 初级线圈的匝数(圈) E1-------- 初级输入电压(伏特) N2-------- 次级电感的匝数(圈) E2-------- 次级输出电压(伏特)

高频变压器设计原理

摘要:阐述了高频开关电源热设计的一般原则,着重分析了开关电源散热器的热结构设计。 关键词:高频开关电源;热设计;散热器 1 引言 电子产品对工作温度一般均有严格的要求。电源设备内部过高的温升将会导致对温度敏感的半导体器件、电解电容等元器件的失效。当温度超过一定值时,失效率呈指数规律增加。有统计资料表明,电子元器件温度每升高2℃,可靠性下降10%;温升50℃时的寿命只有温升为25℃时的1/6。所以电子设备均会遇到控制整个机箱及内部元器件温升的要求,这就是电子设备的热设计。而高频开关电源这一类拥有大功率发热器件的设备,温度更是影响其可靠性的最重要的因素,为此对整体的热设计有严格要求。完整的热设计包括两方面:如何控制热源的发热量;如何将热源产生的热量散出去。最终目的是如何将达到热平衡后的电子设备温度控制在允许范围以内。 2 发热控制设计 开关电源中主要的发热元器件为半导体开关管(如MOSFET、IGBT、GTR、SCR等),大功率二极管(如超快恢复二极管、肖特基二极管等),高频变压器、滤波电感等磁性元件以及假负载等。针对每一种发热元器件均有不同的控制发热量的方法。 2.1 减少功率开关的发热量 开关管是高频开关电源中发热量较大的器件之一,减少它的发热量,不仅可以提高开关管自身的可靠性,而且也可以降低整机温度,提高整机效率和平均无故障时间(MTBF)。开关管在正常工作时,呈开通、关断两种状态,所产生的损耗可细分成两种临界状态产生的损耗和导通状态产生的损耗。其中导通状态的损耗由开关管本身的通态电阻决定。可以通过选择低通态电阻的开关管来减少这种损耗。MOSFET的通态电阻较IGBT的大,但它的工作频率高,因此仍是开关电源设计的首选器件。现在IR公司新推出的IRL3713系列HEXFET(六角形场效应晶体管)功率MOSFET已将通态电阻做到3mΩ,从而使这些器件具有更低的传导损失、栅电荷和开关损耗。美国APT公司也有类似的产品。开通和关断两种临界状态的损耗也可通过选择开关速度更快、恢复时间更短的器件来减少。但更为重要的则是通过设计更优的控制方式和缓冲技术来减少损耗,这种方法在开关频率越高时越能体现出优势来。如各种软开关技术,能让开关管在零电压、零电流状态下开通或关断,从而大大减少了这两种状态产生的损耗。而一些生产厂家从成本上考虑仍采用硬开关技术,则可以通过各种类型的缓冲技术来减少开关管的损耗,提高其可靠性。 2.2 减少功率二极管的发热量 高频开关电源中,功率二极管的应用有多处,所选用的种类也不同。对于将输入50Hz交流电整流成直流电的功率二极管以及缓冲电路中的快恢复二极管,一般情况下均不会有更优的控制技术来减少损耗,只能通过选择高品质的器件,如采用导通压降更低的肖特基二极管或关断速度更快且软恢复的超快恢复二极管,来减少损耗,降低发热量。高频变压器二次侧的整流电路还可以采用同步整流方式,进一步减少整流压降损耗和发热量,但它们均会增加成本。所以生产厂家如何掌握性能与成本之间的平衡,达到性价比最高是个很值得研究的问题。 2.3 减少高频变压器与滤波电感等磁性元件的发热

北交大电子系统课程设计报告(最终版)

国家电工电子实验教学中心 电子系统课程设计 设计报告 设计题目:模拟机车信号系统 … 学院:电子信息工程学院 ; 专业:自动化 学生姓名: ~ 学号: 任课教师:王睿 } 2016 年 5 月 18 日 目录 1 设计任务要求 (3) 2 设计方案及论证 (3) 任务分析(分模块方案分析) (3) 】 信号发生 (3) 调制电路与解调电路 (4)

耦合通信 (9) 前置放大电路 (9) 正弦波转换电路 (10) 显示电路 (11) 方案比较 (12) $ 发射部分 (12) 接收部分 (12) 系统结构设计 (14) 发射部分 (14) 接收部分 (14) 具体电路设计 (14) 发射部分 (14) 接收部分 (15) ) 单片机软件算法流程 (16) 发射部分 (16) 接收部分 (17) 3 制作及调试过程 (17) 制作与调试流程 (17) 资料查阅 (17) 设计电路,确定方案 (17) 电路焊接 (18) | 分模块调试 (18) 各模块组合调试 (18) 遇到的问题与解决办法 (19) 方案确定问题 (19) 电路调试问题 (20) 其他问题 (21) 4 系统测试 (21) 测试方法(含接线图) (21) : 测试数据(表格) (22) 数据分析和结论 (22) 5 系统使用说明 (22) 系统外观及接口说明(含实物照片) (22) 系统操作使用说明 (23) 6 总结 (23) 本人所做工作 (23) 方案确定及电路设计 (23) 【 电路焊接 (23) 系统调试 (23) 收获与体会 (24) 能力方面 (24)

对本课程的建议 (25) 7 参考文献 (25) 、

详细介绍了一个带有中间抽头高频大功率变压器设计过程和计算方法

摘要:详细介绍了一个带有中间抽头高频大功率变压器设计过程和计算方法,以及要注意问题。根据开关电源变换器性能指标设计出变压器经过在实际电路中测试和验证,效率高、干扰小,表现了优良电气特性。关键词:开关电源变压器;磁芯选择;磁感应强度;趋肤效应;中间抽头 0 引言 随着电子技术和信息技术飞速发展,开关电源SMPS(switch mode power supply)作为各种电子设备、信息设备电源部分,更加要求效率高、成本小、体积小、重量轻、具有可移动性和能够模块化。变压器作为开关电源必不可少磁性元件,对其进行合理优化设计显得非常重要。在高频开关电源设计中,真止难以把握是磁路部分设计,开关电源变压器作为磁路部分核心元件,不但需要满足上述要求,还要求它性能高,对外界干扰小。由于它复杂性,对其设计一、两次往往不容易成功,一般需要多次计算和反复试验。因此,要提高设计效果,设汁者必须有较高理论知识和丰富实践经验。 1 开关电源变换器性能指标 开关电源变换器部分原理图如图1所示。 https://www.doczj.com/doc/a33432049.html,提示请看下图: 其主要技术参数如下: 电路形式半桥式; 整流形式全波整流; 工作频率 f=38kHz; 变换器输入直流电压 Ui=310V; 变换器输出直流电压 Ub=14.7V; 输出电流 Io=25A; 工作脉冲占空度 D=0.25~O.85; 转换效率η≥85%; 变压器允许温升△τ=50℃; 变换器散热方式风冷; 工作环境温度t=45℃~85℃。 2 变压器磁芯选择以及工作磁感应强度确定 2.1 变压器磁芯选择 目前,高频开关电源变压器所用磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中,坡莫合金价格最高,从降低电源产品成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料饱和磁感应

高频变压器的设计方法

高频变压器设计方法高频变压器的设计包括:线圈参数的设计,磁芯材料的选择,磁芯结构的选择,磁芯参数的设计,组装结构的选择等内容。下面对高频变压器线圈参数的计算与选择、磁芯材料的选择、磁芯结构的选择、磁芯参数的设计和组装结构的选择进行详细介绍。 (1) 高频变压器线圈参数的计算与选择 高频变压器的线圈参数包括:匝数、导线截面(直径)、导线形式、绕组排列和绝缘安排。 原绕组匝数根据外加激磁电压或者原绕组激磁电感(储存能量)来决定,匝数不能过多也不能过少。如果匝数过多,会增加漏感和绕线工时;如果匝数过少,在外加激磁电压比较高时,有可能使匝间电压降和层间电压降增大,而必须加强绝缘[5]。副绕组匝数由输出电压决定。导线截面(直径)决定于绕组的电流密度。还要注意的是导线截面(直径)的大小还与漏感有关。 高频变压器的绕组排列形式有: ①如果原绕组电压高,副绕组电压低,可以采用副绕组靠近磁芯,接着绕反馈绕组,原绕组在最外层的绕组排列形式,这样有利于原绕组对磁芯的绝缘安排; ②如果要增加原和副绕组之间耦合,可以采用一半原绕组靠近磁芯,接着绕反馈绕组和副绕组,最外层再绕一半原绕组的绕组排列形式,这样有利于减少漏感。 另外,当原绕组为高压绕组时,匝数不能太少,否则,匝间或者层间电压相差大,会引起局部短路。 对于绝缘安排,首先要注意使用的电磁线和绝缘件的绝缘材料等级要与磁芯和绕组允许的工作温度相匹配。等级低,满足不了耐热要求,等级过高,会增加不必要的材料成本。其次,对在圆柱形磁路上绕线的线圈,最好采用线圈骨架,既可以保证绝缘,又可以简化绕线工艺。另外,线圈最外层和最里层,高压和低压绕组之间都要加强绝缘。如果一般绝缘只垫一层绝缘薄膜,加强绝缘应垫2~3层绝缘薄膜。 (2) 高频变压器磁芯材料的选择 高频变压器磁芯一般使用软磁材料。软磁材料有较高磁导率,低的矫顽力,高的电阻率。磁导率高,在一定线圈匝数时,通过不大的激磁电流就能有较高的磁感应强度,线圈就能承受较高的外加电压,因此在输出功率一定的情况下,可减轻磁芯体积。磁芯矫顽力低,磁滞回环面积小,则铁耗也少。电阻率高则涡流小,铁耗也小。 铁氧体材料是复合氧化物烧结体,和其它软磁磁芯材料一样,软磁铁氧体的优点是电阻率高、交流涡流损耗小,价格便宜,易加工成各种形状的磁芯,缺点是工作磁通密度低、磁导率不高、磁致伸缩大、对温度变化比较敏感。它适合高频下使用,因此高频变压器一般采用铁氧体材料作为磁芯。 (3) 高频变压器磁芯结构的选择 磁芯基本结构有: ①叠片,通常由硅钢或镍钢薄片冲剪成E、I、F、O等形状,叠成一个铁芯。 ②环形铁芯,由O型薄片叠成,也可由窄长的硅钢、合金钢带卷绕而成。 ③C形铁芯,此种铁芯可免去环形铁芯绕线困难的缺点,由二个C型铁芯对接而成。 ④罐形铁芯,它是磁芯在外,铜线圈在里,免去环形线圈不便的一种结构形式,可以减少 EMI。缺点是内部线圈散热不良,温升较高。 高频变压器设计时选择磁芯结构应考虑的因素:降低漏磁和漏感,增加线圈散热面积,有利于屏蔽,线圈绕线容易,装配接线方便等。 在高频变压器磁芯结构设计中,对窗口面积的大小,要综合考虑各种因素后来决定。为

反激式高频变压器设计

开关电源的反激式变压器设计 1〕反激式变压器设计介绍 反激式电源变换器设计的关键因素之一是变压器的设计。在此我们所说的变压器不是真正意义上的变压器,而更多的是一个能量存储装置。在变压器初级导通期间能量存储在磁芯的气隙中,关断期间存储的能量被传送给输出。初次级的电流不是同时流动的。因此它更多的被认为是一个带有次级绕组的电感。 反激电路的主要优势是成本,简单和容易得到多路输出。反激式拓扑对于100W 以内的系统是实用和廉价的。大于100W的系统由于着重降低装置的电压和电流,其它诸如正激变换器方式就变得更有成效。 反激式变压器设计是一个反复的过程,因为与它的变量个数有关,但是它不是很困难,稍有经验就可快速和容易的处理。在变压器设计之前的重点是定义电源参数,诸如输入电压,输出功率,最小工作频率,最大占空比等。根据这些我们就可以计算出变压器参数,选择合适的磁芯。如果计算参数没有落在设计范围内,重复计算是必要的。利用网站上的EXCEL电子表格可以容易的处理这些步骤。 属于ISMPS IC的IR40xx系列最初设计应用于准谐振方式,这意味变压器工作于不连续模式(磁场不连续,当变压器中的能量传递到次边后磁场反回到零)。在PRC模式中的变压器通常也工作于不连续状态,若工作于连续状态时工作频率设置的很低(约20KHZ时一般不实用,因为需要较大尺寸的磁芯)。因此本应用手册仅包含不连续设计的实例。2〕电源设计所需的标准 在开始变压器设计之前,根据电源的规范必须定义一些参数如下: 1〕最小工作频率-fmin 2〕预计电源效率-η≈0.85~0.9(高压输出 ),0.75~0.85(低压输出) 3〕最小直流总线电压-Vmin如110V时最小输入电压85Vac,可有10V抖动) 4〕最大占空比-Dm(建议最大值为0.5)

高频变压器制作与技术参数

脉冲变压器也可称作开关变压器,或简单地称作高频变压器。在传统的高频变压器设计中,由于磁芯材料的限制,其工作频率较低,一般在20kHz左右。随着电源技术的不断发展,电源系统的小型化、高频化和大功率化已成为一个永恒的研究方向和发展趋势。因此,研究使用频率更高的电源变压器是降低电源系统体积、提高电源输出功率比的关键因素。 随着应用技术领域的不断扩展,开关电源的应用愈来愈广泛,但制作开关电源的主要技术和耗费主要精力就是制作开关变压器的部件。 开关变压器与普通变压器的区别大致有以下几点: (1)电源电压不是正弦波,而是交流方波,初级绕组中电流都是非正弦波。 (2)变压器的工作频率比较高,通常都在几十赫兹,甚至高达几十万赫兹。在确定铁芯材料及损耗时必须考虑能满足高频工作的需要及铁芯中有高次谐波的影响。 (3)绕组线路比较复杂,多半都有中心抽头。这不仅增大了初级绕组的尺寸,增大了变压器的体积和重量,而且使绕组在铁芯窗口中的分布关系发生变化。

图1 开关电源原理图 本文介绍了一款如图1所示的DC—DC变换器,输入电压为直流24V,输出电压分别为5V 及12V的多路直流输出。要求各路输出电流都在lA以上,核心器件是美国Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片UC3842,最高工作频率可达200kHz。根据锌锰铁氧体合金的优异电磁性能,通过具体示例介绍工作频率为100kHz的高频开关电源变压器的设计及注意事项。 2变压器磁芯的选择与工作点的确定 2.1 磁芯材料的选择 从变压器的性能指标要求可知,传统的薄带硅钢已很难满足变压器在频率、使用环境方面的设计要求。磁芯的材料只有从坡莫合金、铁氧体材料、钴基非晶态合金和超微晶合金几种材料中来考虑。坡莫合金、钴基非晶态价格高,约为铁氧体材料的数倍,而饱和磁感应强度B s也不是很高,且加工工艺复杂。考虑到我们所要求的电源输出功率并不高,大约为30W,因此,综合几

电气设计需要系数利用系数功率因数等系数参照表

表3-5 民用建筑照明负荷需要系数 建筑物名称需要系数(Kd) 备注 单身宿舍楼~ 一开间内I一2盏灯,2一3个插座 一般办公楼~一开间内2盏灯,2一3个插座 高级办公楼~ 科研楼一开间内2盏灯,2一3个插座 发展与交流中心~ 教学楼三开间内6-11灯,1一2个插座 图书馆~ 毛儿所、幼儿园 小型商业·务业用房 综合商业、服务楼 食堂、餐厅 高级餐厅~ 一般旅馆、招待所~ 一开间I盏灯,2一3个插座,集中卫生间高级旅馆、·招待所带卫生间 旅游宾馆单间客房4一5盏灯,4一6个插座 电影院、文化馆~? 剧场~? 礼堂~? 体育练习馆~ ? 体育馆? 展览厅? 门诊楼~? 一般病房楼? 高级病房楼? 锅炉房?

民建用电设备需要系数(K d) 表3-6 民用建筑用电设备的需要系数 序 号 用电设备分类:需要系数(kd)cosφtanφ 1 通风和采暖用电? ? ? 各种风机,空调器~ 恒温空调箱一 冷冻机 集中式电热器0分散式电热器(20kw以下) ().85 0分散式电热器(100kw以上) 0小型电热设备~ 2 给排水用电 各种水泵(15kW以下) 各种水泵(17kw以上) 起重运输用电 客梯及以下) ·客梯(2t及以上) 货梯~ 输送带 起重机械 4 锅炉房用电 消防用电 厨房及卫生用电 食品加工机械 电饭锅、电烤箱0电炒锅0电冰箱 热水器(淋浴用) 0除尘器 7 机修用电: 修理间机械设备

电焊机 移动式电动工具 8 打包机 洗衣房动力夭窗开闭机 9 通信及信号设备 载波机一 收信机~ 发信机 电话交换台 客房床头电气控制箱~ 旅游宾馆主要用电设备的需要系数及功率因数表 表3-7 旅游宾馆主要用电设备的需要系数及功率因数表 项目需要系数〔Kd)cosφ值全馆总负荷0:4~ 全馆总电力~ 全馆总照明~ 冷冻机房 锅炉房 水泵房 通风机 电梯DC AC 厨房~ 洗衣机房~ 窗式空调器~ 客房 餐厅 会议室 办公室 车库1 生活水泵、污水泵.

高频变压器制作方法

变压器是EE55卧式磁芯,12V20KHz左右时出1000W没问题,并且还留有余量。初级2T+2T,用0.8的线20根并绕。次级60T,用0.8的线2跟并绕。辅助0.8的线绕4T。 先绕两层次级,大概是40T,然后是初级,初级完了之后是剩下的20T次级,最后是4T的辅助绕组。示意图如下所示。 这是骨架从旁边看过去(即骨架两边的引脚都在下面)的示意图,中间的方块是磁芯中间那个。从里到外,依次是次级、初级、次级、辅助。图中1和2绕组是最里面的2层次级绕组。3是初级的中间抽头,4和5是初级的另外两个抽头,次级一共有2层。4和5是相交叉的,故图中4和5的线叠在一起了。6和7是剩下的20T(1层)的次级。8和9是辅助绕组。1和2的次级绕组用0.8的线2条并绕,先绕40T即可,40T大概是2层。绕的时候注意将漆包线拉紧,以减小漏感,但不能太用力,不要把漆包线外面的绝缘漆弄掉了,还要注意将线绕平整,绕之前漆包线不平整的,先用工具弄直了再绕。注意每一层绕完后要用高温胶带粘好,要做好绝缘。绝缘不好,绕组之间短路就麻烦了。绕好之后把线头弄到旁边去,先不用固定在骨架的引脚上。2层次级的实物图如下。

次级绕好之后,粘好绝缘胶带,粘两层就好了,太多了会增加漏感,太少绝缘性能又不达标。接下来就是初级了。我绕初级是把漆包线当成铜带来用的,就是把很多条漆包线都焊接在一个铜块上,然后再绕到变压器中,实践证明,这种办法较好,绕出来的变压器效果还不错。首先根据变压器骨架尺寸,量好绕2T需要的漆包线的长度,注意要把接头部分的考虑进去,然后乘以2(另外一个绕组)。我绕的时候取50cm左右,有点长了,浪费了一些漆包线。剪好20根这个长度的漆包线。下面我们需要把这20根漆包线焊接到一块铜片上。就需要把这些线中间的绝缘漆刮掉一部分,刮好之后找个东西把这些漆包线压起来,中间刮掉漆的放在一块,开始焊接。看图吧。图片中的那个小的铜片是冰箱里面拆出来的铜管拍扁的。大家只要找差不多大小的就OK。

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