第35卷第11期电网技术V ol. 35 No. 11 2011年11月Power System Technology Nov. 2011 文章编号：1000-3673（2011）11-0067-07 中图分类号：TM 723 文献标志码：A 学科代码：470·4054
模块化多电平式柔性直流输电换流器的
预充电控制策略
孔明1，邱宇峰1，贺之渊1，何维国2，刘隽2
（1．中国电力科学研究院，北京市海淀区 100192；2．上海市电力公司，上海市浦东新区 200122）
Pre-charging Control Strategies of Modular Multilevel Converter for VSC-HVDC
KONG Ming1, QIU Yufeng1, HE Zhiyuan1, HE Weiguo2, LIU Jun2
(1. China Electric Power Research Institute, Haidian District, Beijing 100192, China;
2. Shanghai Municipal Electric Power Company, Pudong New District, Shanghai 200122, China)
ABSTRACT: Based on a novel multilevel voltage source converter (VSC) for HVDC, the pre-charging dynamic process of the converter is analyzed at full length, so as to search a suitable pre-charging control strategy. For a single station, the process is divided into two stages, the mechanism and the concerning factors of the transient over current during, in particular, the unlock charging course are analyzed. To ensure the effective charging current control for modular multilevel converter (MMC), an optimized multilevel modulation algorithm is presented, making it suitable for both the pre-charging process and the normal operation. When the MMC-HVDC supplying for a passive network, or used as a "black start" power source, the AC network of the active side will be the only energy source for MMCs. Based on the pre-charging control approach for a single MMC, an effective pre-charging coordinated control strategy for both ends of MMC-HVDC is introduced, solving the problem of the capacitors undercharged of the inverter side. Finally, a digital and a physical MMC-HVDC simulation systems supplying for passive network are established, and the simulation results verify the feasibility and validity of the control strategies mentioned.
KEY WORDS: HVDC flexible; modular multilevel converter (MMC); pre-charging control; nearest level modulation algorithm; black start
摘要：针对用于高压直流输电的新型模块化多电平电压源换流器，详细分析了其预充电动态过程，以寻求合适的预充电控制策略。首先以单站模块化多电平结构电压源换流器(modular multilevel converter，MMC)为研究对象，将换流器预充电分为2阶段，分析了各阶段，特别是MMC解锁瞬间
基金项目：国家电网公司科技项目(ZLA40[2010]0280)。
Project Supported by Science and Technology Project of the State Grid Corporation of China (ZLA40[2010]0280). 过电流的形成机制及影响因素；为保证换流器解锁后，控制器对充电电流的有效控制，对多电平调制算法进行优化，使其在换流器预充电和正常运行阶段均适用；同时就基于MMC的柔性直流输电(MMC-HVDC)运用于向无源系统供电和作为“黑启动”电源的应用场合，需要一端交流源同时向双站两端预充电时，针对逆变站MMC电容充电不足的问题，提出一种整流站和逆变站协调配合的双站两端预充电控制策略；最后构建向无源系统供电的MMC-HVDC数字和物理仿真模型，验证了所提出控制策略的可行性和有效性。
关键词：柔性直流输电；模块化多电平换流器；预充电控制；最近电平调制算法；黑启动
0 引言
基于电压源换流器的高压直流输电(voltage- source converter based HVDC，VSC-HVDC)技术又称柔性直流输电(HVDC Flexible)。它可以独立调节有功和无功的传输，在可再生能源的发电并网、孤岛和城市供电以及交流系统互联等应用领域，具有明显的竞争力[1-5]。
作为系统正常运行的前提和基础，柔性直流换流器的启动有2个主要目标：换流器交流出口电压的建立和额定直流电压的建立。其中额定直流电压
立，换流器的预充电过程。从国内外文献[6-10]来看，研究的重点放在柔性直流输电控制系统的设计上，在分析柔性直流输电系统暂稳态过程时，通常假定换流器的电容电压已预充到一定值，而对其详细充电控制过程鲜有涉及。然而，该环节若控制不当将产生严重的过压和过流，甚至导致系统振荡，影响交流系统正常运行，危及设备及人身安全，因此对
68 孔明等：模块化多电平式柔性直流输电换流器的预充电控制策略 V ol. 35 No. 11
该过程进行研究有重要意义。
电容器的预充电与换流器的具体拓扑结构有直接联系。2001年，A. Lesnicar 等人[11]提出了一种新型模块化多电平结构电压源换流器(modular multilevel converter ，MMC)，MMC 的电容分散于各子模块(sub module ，SM)中，相较于2电平拓扑，其电容器充电的动态过程复杂得多。现有关于柔性直流输电换流器预充电的文献[12-13]大多数针对两电平拓扑结构，而涉及这种模块化多电平换流器的文献[14-26]，对其预充电的详细研究鲜见报道。鉴于这种情况，本文对MMC 预充电进行详细的研究。
一般来说，换流器电容的预充电方式可分为他励和自励2种。自励是指由与换流器相连交流系统向电容器充电；他励是由辅助电源提供充电功率。目前在工程中大部分采用自励充电的方式。
考虑到MMC 电容器结构上分布式的特点，在自励充电过程中，需要保持各SM 电容能量的相对均衡，同时为限制充电电流，需要控制注入的功率大小。本文以单站MMC 为研究基础，分析换流器闭锁时的不控充电过程，指出此阶段电容器的最终电压达不到额定值，可通过解锁换流器来提升电压。针对换流器解锁瞬间的冲击电流，对MMC 的多电平调制算法进行优化，从功率控制的角度，在直流电压控制器中加入斜率控制，以限制子模块低电压时换流器解锁后的电流大小。指出在由交流系统向两端MMC 同时充电时，逆变站MMC 电容电压可能不及整流站的1/2。针对逆变站电容电压的欠压问题，提出一种工程上比较适用的控制策略，通过数字和物理仿真，验证了其可行性。
1 MMC 预充电动态过程
1.1 MMC 的两阶段预充电
无论采用何种站级控制策略，只要两端均为有源交流网络，整流站和逆变站换流器的预充电均可直接通过直流电压控制得以实现。然而MMC 解锁时，交流线路和换流器桥臂存在严重的瞬时过流，势必影响功率器件的安全性。若实际工程中子模块控制器(sub modular controller ，SMC)采取电阻分压取能形式，起始时刻电容电压较低，SMC 则无法从电容器上取能，无法完成驱动控制。而VSC 为Boost 型换流器，仅通过反并联二极管充电，电容器电压达不到额定值。
可将预充电过程分为2阶段：第1阶段闭锁换
流器，由反并联二极管向电容器进行不控整流充电；待SM 电容电压能量满足SMC 取能要求后，解锁换流器，转入第2阶段的直流电压控制充电。两端MMC-HVDC ，或者当其以方式运行时，可先断开直流线路，各站单独预充电，待各站预充电完成后，根据需要连接直流线路。 1.2 MMC 的不控充电过程
换流器闭锁时，交流系统通过SM 反并联二极管整流对电容器充电，为避免交流线路合闸时过冲电流对功率器件的影响，可在交流线路中接入带有旁路开关的限流电阻[12-13]。为减少合闸时连接变压器的励磁涌流，将限流电阻接于变压器网侧。限流电阻的阻值选取由功率器件的耐流决定，设限流电阻折算到连接变阀侧值为R ，如图1所示。
U ab = 1 pu ；U bc = ?0.5 pu ；U ca = ?0.5 pu 。
图1 一端交流电源向两端MMC 不控充电
Fig. 1 Charging of MMC at both ends without control
supplied by one AC end
加载在各桥臂上的电压为交流线电压，桥臂充电状态近似等效为一阶RC 电路的零状态响应。各
SM 电容电压相等，即
/sm ?()/(1e )t l u t u
N τ?=? (1) 式中：τ = 2RC / N ；u sm (t )为子模块电压；?l u
为系统线电压幅值；N 为桥臂SM 数。根据式(1)，不控充
电阶段，电容电压终值为smm ?/l u u
N =。 MMC 解锁后，交流输出相电压呈现n + 1个电平[6]，且满足
smN 2
?u u Mn
ε=
(2) 式中：u smN 为SM 电容电压额定值；?u
ε为MMC 交流出口相电压幅值。定义调制比M ，当M = 1时，
输出电压?u
ε达到最大值m sm ?/2u nu ε=；且换流器应 具备一定的无功输出能力，p m ??u u ε<。考虑有无冗余 模块设计时，n ≤ N 。可得：
p smm l smN εεm ????22u Mnu u Nu Nu ==< (3)
式中p ?u
为交流相电压幅值。
第35卷 第11期 电 网 技 术 69
当一端交流系统为无源交流网络时，或者需要整流站交流系统同时向两端MMC 提供充电电源，由整流站MMC 闭锁不控整流出的直流电压对逆变
站MMC 充电，其子模块电容电压近似满足：
/l sm ?()(1e )2t u u t N τ′?′=? (4) 式中：τ
' = RC / N ；电容电压终值为l ?/(2)u N 。 由式(4)可得：
p dcm l dcN εεm ???22u Mu u u u ==< (5) 式中：u dcm
为此阶段直流电压终值；u dcN 为直流电
压额定值。
综上所述，MMC 闭锁不控整流充电，所得子
模块电容电压值与系统设计参数(p m ??u u ε、)、桥臂SM 数N 及换流器输出电平数n + 1有关，整流站子模
/(2)N ，且逆变 站子模块电容电压仅为整流站的1/2。可以认为直 流电压仅与系统设计参数(p m ??u u ε、)有关，直流电压 终值近似等于系统交流线电压幅值，且小于额定值
/2。
为建立额定直流电压，可解锁换流器，通过控制换流器流进的功率以进一步对电容器充电。 1.3 单端MMC 解锁动态过程
以单端MMC 为研究对象，采用适用于多电平的最近电平(nearest level control)
[14]
调制策略，分析
解锁充电瞬间的动态过程，此时换流器与直流线路断开，MMC 单端等值电路如图2所示。
p
n
图2 单端MMC 等值电路
Fig. 2 Equivalent circuit of MMC at single end
设换流器t 0时刻解锁，则有
dc 0l ?()/u t nu N = (6) 当考虑换流桥臂冗余模块设计时，换流器解锁
后直流电压值较之前将有所降低，且随着冗余子模块的增加，直流电压跌落幅度增大。引入上下桥臂投入子模块数n p i 、n n i (i = a,b,c)，解锁时满足：
p 0p sm 0n 0n sm 0()()()()
i i i i u t n u t u t n u t =??
=? (7) 式中u p i 、u n i (i = a,b,c)为桥臂等效电压。
此时A 相电抗器阀侧等电位点[15]输出参考电压基频分量为
p 00a 0?()sin()()2M t t u t N ωδε+= (8) 式中 δ 为等电位点解锁时的电压初相，M (t 0)为解锁
时电压调制比。
换流器解锁后，该等电位点满足：
n 0p 00()()
()2
i i i u t u t u t ε?= (9) 结合式(6)—(9)，可得A 相上桥臂解锁瞬间投入模块数的近似表达式：
INT 00pa 0[()sin()]
()2
n f M t n t n t ωδ?+= (10)
式中：f INT 为取整数函数；pa 00()n t n ≤≤。 由式(10)可知，对于任意t 0均有：n pa (t 0)u sm (t 0) ≤ l ?u
。当n < N 时，则有pa 0sm 0l ?()()n t u t u <。换流器解 锁瞬间，在充电桥臂中投入充电的子模块个数减少，这些投入的子模块所构成的等效直流电压将小于交流系统线电压，线路中缺少足够大的阻尼元件，将引起较大的冲击电流。随着冗余模块的增加，两
者之间的压差越大，冲击电流随之越大。特别地当： n N = (11)
此时，n 个子模块形成的等效电压与系统线电压幅值相等。若直流电压指令保持与解锁前实际值不变，可以保证解锁瞬间：n pa
u sm (t 0) = u l (t 0)，实现
解锁零冲击电流。
换流器解锁后，由于电容平衡控制的作用改变了周期内桥臂子模块充放电状态，解锁动态过程更加复杂，难以得到冲击电流的定量计算结果。但在系统电压不变的情况下，冲击电流决定于换流器输出电压，由式(8)可知，其大小与换流器电平数n 、
桥臂子模块数N 、解锁时间t 0、解锁瞬间调制比M (t 0)
和换流器输出电压初相角 δ 有关。在参数一定的情况下，不考虑解锁时间，通过控制M 、δ 这2个自由度以限制冲击电流。
2 MMC-HVDC 预充电控制策略 2.1 单端MMC 解锁充电控制策略
本文所研究的策略主要针对MMC 解锁充电的控制。如前文所述，一般换流器解锁瞬间有一定的冲击电流，系统各电气量的稳定需经历一系列暂态
过程。为提高电流控制的响应速度和控制精度，控
制器采用双闭环解耦控制策略[27]：内环采用电压前
70 孔明等：模块化多电平式柔性直流输电换流器的预充电控制策略 V ol. 35 No. 11
馈和电流反馈的控制方法，以实现对冲击电流的快速直接控制；外环基于电网电压矢量定向控制策略，采用直流电压控制和无功功率控制。
正常运行时，以子模块额定电压为基准值来确定桥臂投切子模块数；而在换流器解锁充电阶段，子模块电压处于动态上升过程，若继续以额定电压为参考，换流器等电位点实际电压与控制器指令输出值将出现较大偏差，降低控制器电流调节性能。因此需对换流器的相关控制参数进行修改。
基于稳态工况下，MMC 子模块电容电压和直流电压的数学关系：
u dc (t ) = nu sm (t ) (12)
对调制方式适当改进，控制方式如图3所示。
图3 改进后的最近电平控制方式
Fig. 3 Optimized nearest level control mode
改进前后直流电压动态响应如图4所示(设定直流电压指令值u dcref 保持为u dc (t 0))。
t /s
u d c /p u
图4 直流电压动态响应仿真对比
Fig. 4 Comparison of DC voltage dynamic response
在投切子模块数生成环节，转而以直流电压瞬时值为基准值。这样增加换流器解锁瞬间桥臂投入的模块数和调制比，减少了暂态过程的超调量和调整时间；从调制算法的角度保证充电过程中子模块电压和直流电压的相对稳定，有助于控制器实现无差调节。
由于电容器的充电功率表现为有功，无功功率控制器参考值可设定为0，以减少充电电流的无功成分。
为控制注入换流器的有功功率，可借助带有斜率控制的直流电压控制器。直流电压参考初值可设
定为换流器解锁时的电压l ?/nu N ，以减小解锁时的换流器输出电压与系统电压相角差。
采用斜率直流电压控制，调制算法改进前后，单端MMC 直流电压和A 相电流比较如图5所示。
可以看出，采用改进型最近电平调制算法，解
t /s (a) 调制方法改进前后直流电压
u d c /p u
t /s (b) 调制方法改进前后A 相交流电流
i a /p u
??
图5 调制方法改进前后仿真对比
Fig. 5 Simulation comparison results with and without
the improved modulation
锁瞬间直流电压动态性能明显得以改善，交流冲击电流得到有效抑制。在控制器的作用下，直流电压严格按照所设定的斜率上升，此时，换流器出口电压峰值保持相对稳定，各子模块电容大小近似相等。无论是充电阶段还是正常运行阶段，改进后的最近电平控制方式均能够满足控制要求。
在稳定上升阶段(t 1 ≤ t ≤ t 2，设t 1为直流电压稳
定上升时刻，t 2为充电结束时刻)，子模块电压近似满足：
u sm (t ) = [h + k (t ? t 1)]u smN (13)
式中：h 为t 1时刻子模块电容电压的标幺值；k 为所设定的直流电压上升斜率值。
电容的充电功率为
22
sm
sm 1ac d[3(()())]d ()d d NC u t u t W P
t t t
?≈==
6kNCu smN [h + k (t ? t 1)] (14)
忽略高频分量，可得稳定上升阶段交流基频电流有效值关于时间的表达式：
I s (t ) = 2kNCu smN [h + k (t ? t 1)] /
U p (15)
式中U p 为交流相电压有效值。
给定充电电流上限I lim ，由式(15)可以确定斜率
控制参数k 的取值范围：
I U k ≤
(16) 2.2 两端MMC 预充电控制策略
由图1可知，由一端交流系统向两端MMC 预充电时，整流站预充电第1阶段结束后，逆变站电容电压为整流站的1/2；而第2阶段结束后，逆变
第35卷第11期电网技术 71
站MMC最终电容电压为u dcN/(2N)，仅为额定电压的n/(2N)
定值。
为解决无源侧MMC子模块电容电压不足的问题，需解锁换流器。无源侧的控制方式为无源交流电压控制[28]，为保证子模块充电的稳定性，充电期间交流电压初始参考值设为0。
在较高直流电压下解锁无源侧MMC时，必将
动。可在直流电压建立的初期(采用SMC电阻分压取能时，电容电压应满足取能的最低要求)即解锁无源侧MMC，期间有源侧交流限流电阻仍串入线路中，以抑制无源侧MMC解锁冲击。解锁瞬间，直流电压跌落，然后逐步上升，期间有源侧子模块电容电压将保持不变，而无源侧子模块电容电压将持续上升，直至与整流侧电容电压相等，交流侧电流降至零。随后，有源侧MMC的控制可参照单站预充电控制策略，退出限流电阻，解锁换流器，进行带有斜率的直流电压控制，相较于单站解锁充电，交流系统的有功和电流将增加1倍。有源站MMC 解锁后，两端电容电压再同时上升，直至达到额定值附近，两端MMC充电完毕。上述两端MMC预
电压值确定其MMC解锁时间，整流站可根据本站交流侧电流和直流电压值确定其限流电阻退出和MMC解锁时间，整个过程可以不需要站间通信配合。
向无源系统供电柔性直流输电系统换流器预充电控制流程：
1）闭合直流线路隔离刀闸，断开限流电阻旁路开关，闭合有源侧MMC交流系统断路器，有源侧等效交流电源向换流器及直流输电线充电。
2）检测无源侧子模块电容电压，当达到一定值后，启动无源侧无源交流电压控制。
3）有源侧子模块电容电压稳定后，闭合旁路开关，退出限流电阻。
4）有源侧MMC启动带有斜率控制器的直流电压控制和设定值为0的无功功率控制。
5）待子模块电容电压和直流电压达到额定值，柔性直流输电系统换流器预充电完毕。
3 仿真验证
在PSCAD/EMTDC中建立向无源系统供电的柔性直流输电系统数字仿真电路，按一定比例搭建
低压样机物理仿真模型，以验证上述控制策略的有
效性。仿真系统主要参数详见表1。
表1仿真系统相关参数
Tab. 1 Parameters of the simulation systems
参数数字仿真物理仿真额定直流电压U dcN 60kV 200V
额定功率P 18MW 600W
交流电压U s 36.5kV 31.5V
阀电抗器L1，L2 53mH 14mH
连接变压器 36.5/31kV, u k=8% 375/1190V, u k=5.8%
限流电阻R e 100? 50?
子模块电容器C sm6000μF 5600μF
子模块额定电压U sm 1.25kV 20V
电平数 49 11 桥臂模块数 50 10 斜率控制器参数2pu/s 1pu/s
按照上述制定的预充电步骤，设定数字仿真的
主要时间节点：0.4s启动无源侧MMC直流充电控
制，0.5s限流电阻退出，0.56s有源侧MMC解锁；
物理仿真的时间节点：1s启动无源侧MMC直流充
电控制，1.25s限流电阻退出，1.3s有源侧MMC
解锁。得到数字和物理仿真结果如图6所示，图中
U dc、U sm、I s1分别为直流电压、子模块电压和交流
相电流标幺值。
从数字仿真结果来看，控制效果明显，换流器
解锁至稳定控制期间交流充电电流超调量小，动态
调整时间短，动态性能较好。由于测量和控制延时，
物理仿真解锁瞬间冲击电流要大于预期，但期间直
流电压和子模块电压仍能保持相对稳定，幅值限制
在1pu以内，过流得到一定控制。按照所设计的充
电控制策略和步骤，数字和物理仿真系统均能在控
制冲击电流的同时，建立额定的直流电压和子模块
电容电压。
4 结论
换流器的预充电环节是柔性直流输电系统启
动控制的中心环节，也是系统正常运行的基础。通
过对模块化多电平换流器的预充电过程分析和所
设计控制策略的数字和物理仿真验证，可得到如下
结论：
1）MMC不控充电阶段，与直流电压不同，子
模块电容最终电压与系统设计参数(
p m
??
u u
ε
、)、桥臂
SM数N和换流器输出电平数n+1有关。
2）冗余模块数越多换流器解锁瞬间冲击电流
越大。当冗余模块数为零时，结合双闭环控制器，
理论上可实现换流器零冲击电流解锁。
72
孔明等：模块化多电平式柔性直流输电换流器的预充电控制策略 V ol. 35 No. 11
t /s (a) 直流电压数字仿真结果
U d c /p u
t /s
(b) 直流电压物理仿真结果
U d c /p u
0.0
0.8
0.40.81.2 1.0 1.2 1.6 2.0
1.8
1.4
t /s (c) 子模块电容电压数字仿真结果
U s m /p u
t /s
(d) 子模块电容电压物理仿真结果
U s m /p u
t /s
(e) 有源侧换流器解锁前后交流电流数字仿真结果I s 1/p u
?1.0
0.5
0.00.51.00.6 0.7 0.8
?0.5 t /s
(f) 有源侧换流器解锁前后交流电流物理仿真结果I s 1/p u
?1.5
1.2
0.51.5 1.6 2.0 2.4
?0.5
图6 MMC 预充电仿真结果
Fig. 6 Pre-charging simulation results of MMC
3）换流器解锁期间，以实际子模块电容电压为调制基准值，有利于保证控制器的调节性能，最大程度抑制解锁冲击电流。
4）按照文中所述控制步骤，可解决无源侧
MMC 子模块电容电压欠压问题，使基于MMC 的柔性直流输电系统具备一定的黑启动能力。
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收稿日期：2011-03-27。
作者简介：
孔明(1986)，男，硕士研究生，研究方向为柔性
直流输电技术，E-mail：mkong@https://www.doczj.com/doc/8417237107.html,；
邱宇峰(1961)，男，教授级高级工程师，研究方
向为电力电子控制保护技术；
贺之渊(1977)，男，博士，高级工程师，研究方
向为FACTS、HVDC及其相关试验方法。
孔明
（责任编辑马晓华）