Ku-band Receive-Only phased-array antenna for
multimedia communication
*TTI Norte, S.L. Avda. de los Castros, 1. 39001. Santander. Spain.
1lgonzalez@ttinorte.es
2aruiz@ttinorte.es
3apellon@ttinorte.es
4dragas@ttinorte.es
5sruiz@ttinorte.es
Abstract— This paper presents the design and development of a
module o a phased-array antenna or multimedia contents
reception in mobile avionics applications. The antenna, which
operates in Ku band (12.5GHz to 12.75GHz), is based on a
modular design. The developed antenna & RF front-end module
is implemented in multilayer technology and it has been tested
from an electrical, mechanical and thermal point of view.
The results presented in this paper are the results of the work
developed under the project MULFUN, “Multi
f unctional
Structures”, a VI Framework EC project. The objective was to reduce costs and provide added value to avionics equipment by integration of electrical, mechanical and thermal functions.
I.I NTRODUCTION
In mobile satellite communications, a phased array antenna is considered to be the best candidate for mobile platforms such as aircraft or car [1]. Therefore, phased-array antennas are emerging as a very feasible, interesting and necessary solution for mobile vehicles, substituting to traditional parabolic solutions. This is because in contrast to Fix Satellite Services, which use conventional reflector antennas, mobile broadband applications demand novel smart antenna terminals. Due to the mobile nature of the application, the antenna has to track the satellite independently on the movement of the vehicle.
On the other hand, the requirement of reducing the weight and consequently the cost, implies to reduce the number of cables, connectors and boards in the antenna system with respect to traditional developments [2]. The proposed phased-array antenna is based on printed radiating elements and implemented in multilayer technology. This allows to integrate different electrical functionalities (control, DC, RF) in a single board by using different layers in the same PCB.
From a mechanical and thermal point of view it has to be higlighted that the antenna is fixed to a composite base instead to a solid base. In this way, a mass saving of 35% can be achieved.
The objective of MULFUN project was to develop a small breadboard of a phased-array with receiving capability for multimedia receiving communications via satellite. In order to implement and to test the multifunctionality concept, a module of a phased-array antenna with electronic scan capability in the elevation plane has been designed, manufactured and measured.
The final antenna solution is based on a modular approach in such a way that the final antenna structure: number of modules, mutual position, etc. can be obtained by the repetition of the basic module.
II.A NTENNA &RF F RONT-END M ODULE The antenna & RF front-end antenna module is the element that carries out the phased-array antenna functionality. It consists of four pairs of 45slant sub-arrays (in continuation denoted as +45 and –45 sub-array) with belonging RF and down converter chain. After the two-stage LNA, received signal is down converted to IF level (2 GHz). After the additional amplification at IF level, the signal is led to amplitude and phase control device. Also, the basic module includes a distribution network that has to provide sufficient level of LO (10.5 GHz – 10.75 GHz) for down conversion.
A.Block Diagram
The block diagram of the antenna & RF front-end module
Fig. 1 RF-IF block diagram of the PCB_Up
The distribution of the LO signal to each array is shown in figure 2.
Laura González*1, Ana Ruiz*2, Alberto Pellón*3, Sasa Dragas*4, Susana Ruiz*5 Proceedings of the 38th European Microwave Conference
B. Multilayer Structure
The antenna & RF front-end antenna module is a rigid board based on the employment of multi-layer technology. The necessity of bonding different layers together with the operational frequency band has driven the selection of RO4003C substrate.
RO4003 Rogers High Frequency Circuit Materials are glass reinforced hydrocarbon/ceramic laminates. The adhesive to be
used to bond the different substrates does not alter significantly the electrical loss of the bonded construction,
while still providing ease of fabrication.
RO4450B prepreg adhesive system [3] is selected according to Rogers recommendations. Each ply of RO4450B prepreg will bond to a nominal 0.1mm thickness when recommended bonding parameters are used.
multilayer board. The inner layers are used to distribute the DC and control signals of the phase shifting devices to provide the beam scan. Also, part of the combination of the IF signals of the arrays is produced in these layers.
The losses of the RF signal via are an important parameter which affect to the noise figure of the system. In the next figure it is shown the simulated losses of the manufactured via at Ku band.
Fig. 4 Simulation of RF Signal Via Losses in Ku Band
C. Antenna
The design of the elementary sub-array was principally conducted by intention to make a low cost and as much as possible simple solution providing sufficient space for integration of RF front-end as well as to minimise number of necessary substrate layers. It has been taken a concept of
serial fed of radiating elements, which permits forming of As a suitable candidate it was selected a modified comb-
Fig. 5 Basic antenna unit The feeding network of sub-array itself is known comb-line The comb line structure utilises the open end of the stubs or in the case of a half wavelength stub, to the feed line. The shorter stub has been chosen in order to make a larger array
with small inter-row distance to provide larger main beam scan range. Also the reason of using quarter wave stubs was to design a dual polarised antenna arrangement having the gain equal as a linear polarised counterpart composed of usually
employed half wave length long radiating elements, at the same time occupying the similar radiating aperture.
Before integration in the final module a passive sub-array has been manufactured and measured in anechoich chamber.
H-plane
E-plane
Fig. 6 Prototype of antenna array
Fig. 8 Antenna layer of the antenna & RF front-end module In the following figure it is presented the opposite side of the same board. It is in this side where the second stage LNA, the mixers, the IF amplifiers (ABA-31563 from Agilent) and the vector modulator which perform the scan operation are located.
In the central part of the module there are access points for
power supply and control.
Fig. 9 Antenna layer of the antenna & RF front-end module E.Calibration Method
The phased-array antenna module has been calibrated in the anechoic chamber. The complexity of measurements and the number of phase and amplitude control devices implied to develop an automated method in order to reduce time consuming calibration process. Due to this, at the first place it is necessary to establish communication with the measuring equipment, i.e the vector network analyser. The received measured data is used as input for phase and amplitude correction. During the calibration process sequentially is set-on only one elementary sub-array while the rest is set on to the maximum attenuation. By this way it is produced the mutual coupling between sub-arrays is taken into account, due to the fact that rest of the sub-arrays will have bias on and cut the
signal path to IF level.
Fig. 10 Block diagram of the system for automatic calibration
Fig. 11 User interface for antenna calibration To perform an automatic calibration in an anechoic chamber it is also needed a user interface to receive the measurements from the Vector Network Analyser and send the most accurate phase data. The VNA communicates with the control PCB via GPIB and the PCB with the antenna control via RS232. This PC receives the captured data during the calibration and process them. The following figure shows the user interface to perform the scan calibration of the antenna module.
III.D ESCRIPTION OF THE D EMONSTRATOR In order to test all the thermal and mechanical properties of the phased-array antenna, it was developed a demonstrator based in four modules: one real module with all the electrical functions and three dummy modules from a thermal and mechanical point of view [4]. Demonstrator height is 39mm.
Fig. 12 Antenna breadboard
IV.M EASUREMENTS
The electrical tests of the antenna module have been carried
out in the anechoic chamber of UPM in Madrid.
Fig. 13 Demonstrator in the anechoich chamber with auxiliary hardware The radiation properties of the antenna have been measured for the 4 sub-arrays of the +45 branch: copolar and crosspolar gain, scanning range and radiation pattern (side lobes) at F=12.625 GHz. The transmitting antenna was rotated 45o. The behaviour of the antennas was as expected from simulation analysis. The level of side lobes is maintained under -10dB with respect to the main lobe and the gain loss associates to the electronic scan operation is under 0.2dB, which is the predicted value by simulations.
TABLE I
G AIN AND C OPOLAR G AIN FOR T WO S CAN P OSITIONS
Scan Angle Copolar Gain Crosspolar Gain
0o 35.25 dB 15.25 dB
20o 35.05 dB 18.73 dB The measured gain is the active gain of the array, including all the RF-IF chain, as indicated in the figure 1. An up-converter was necessary to carry out the measurements. The presented radiation patterns are real measurements from 4 active sub-arrays.
Fig. 14 E-plane radiation pattern in boresight
Fig. 15 E-plane radiation pattern for 20o scan
V.C ONCLUSIONS
It has been developed a prototype of a phased array antenna at Ku band. Electrical functionality of the phased array has been tested showing a good performance in terms of copolar, crosspolar gain and radiation patterns. A reduction in weight and cabling has been achieved with respect to designs not based in multilayer technology.
The developed multilayer module has been used for the design of a vehicular antenna. With the presented concept linear polarisation rotation and circular polarisation can be generated.
A CKNOWLEDGMENT
TTI wishes to acknowledge Inasmet and Printca for their collaboration in the project in the design and test of the mechanical and thermal aspects of the demonstrator and in the production of the multilayer PCBs respectively.
R EFERENCES
[1] C. A. Balanis, A ntenna Theory, John Wiley & Sons, Inc. 1997.
[2]Z. Golubicic, S. Dragas and Z. Cvetkovic “K and Ka band Vehicular
Phased Array Antenna”, Microwave Journal EEE El ectron Device Lett., vol. 20, pp. 569–571, Nov. 1999.
[3]“RO4450B prepreg datasheet”, Rogers Corporation.
[4]M. Gottero, G. Poidomani, S. Tavera, E. Sacchi, G. Atxaga
“Development of light-weight multifunctional structures”, in Proc.
Aerotech Congress & Exhibition, doc number 2007-01-3130.
变电所母线桥的动稳定校验 随着用电负荷的快速增长，许多变电所都对主变进行了增容，并对相关设备进行了调换和校验，但往往会忽视主变母线桥的动稳定校验，事实上此项工作非常重要。当主变增容后，由于阻抗发生了变化，短路电流将会增大许多，一旦发生短路，产生的电动力有可能会对母线桥产生破坏。特别是户内母线桥由于安装时受地理位置的限制，绝缘子间的跨距较长，受到破坏的可能性更大，所以应加强此项工作。 下面以我局35kV/10kv胡店变电所#2主变增容为例来谈谈如何进行主变母线桥的动稳定校验和校验中应注意的问题。 1短路电流计算 图1为胡店变电所的系统主接线图。(略) 已知#1主变容量为10000kVA，短路电压为7.42%，#2主变容量为12500kVA，短路电压为7.48%(增容前短路电压为7.73%)。 取系统基准容量为100MVA，则#1主变短路电压标么值 X1＝7.42/100×100×1000/10000＝0.742， #2主变短路电压标么值 X2＝7.48/100×100×1000/12500＝0.5984 胡店变电所最大运行方式系统到35kV母线上的电抗标么值为0.2778。 ∴#1主变与#2主变的并联电抗为： X12=X1×X2/(X1+X2)＝0.33125； 最大运行方式下系统到10kV母线上的组合电抗为： X＝0.2778+0.33125＝0.60875
∴10kV母线上的三相短路电流为：Id=100000/0.60875*√3*10.5，冲击电流：I sh=2.55I =23032.875A。 d 2动稳定校验 (1)10kV母线桥的动稳定校验： 进行母线桥动稳定校验应注意以下两点： ①电动力的计算，经过对外边相所受的力，中间相所受的力以及三相和二相电动力进行比较，三相短路时中间相所受的力最大，所以计算时必须以此为依据。 ②母线及其支架都具有弹性和质量，组成一弹性系统，所以应计算应力系数，计及共振的影响。根据以上两点，校验过程如下： 已知母线桥为8×80mm2的铝排，相间中心线间距离为210mm，先计算应力系数： ∵频率系数N f＝3.56，弹性模量E＝7×10.7 Pa，单位长度铝排质量M＝1.568kg/m，绝缘子间跨距2m，则一阶固有频率: f’=(N f/L2)*√(EI/M)=110Hz 查表可得动态应力系数β＝1.3。 ∴单位长度铝排所受的电动力为： f ph＝1.73×10-7I sh2/a×β＝568.1N/m ∵三相铝排水平布置，∴截面系数W＝bh2/6＝85333mm3，根据铝排的最大应力可确定绝缘子间允许的最大跨距为： L MAX=√10*σal*W/ f ph=3.24m ∵胡店变主变母线桥绝缘子间最大跨距为2m，小于绝缘子间的最大允许跨距。
第一章数字信号处理概述 简答题： 1．在A/D变换之前和D/A变换之后都要让信号通过一个低通滤波器，它们分别起什么作用？ 答：在A/D变化之前为了限制信号的最高频率，使其满足当采样频率一定时，采样频率应大于等于信号最高频率2倍的条件。此滤波器亦称为“抗混叠”滤波器。 在D/A变换之后为了滤除高频延拓谱，以便把抽样保持的阶梯形输出波平滑化，故又称之为“平滑”滤波器。 判断说明题： 2．模拟信号也可以与数字信号一样在计算机上进行数字信号处理，自己要增加一道采样的工序就可以了。 （） 答：错。需要增加采样和量化两道工序。 3．一个模拟信号处理系统总可以转换成功能相同的数字系统，然后基于数字信号处理理论，对信号进行等效的数字处理。（） 答：受采样频率、有限字长效应的约束，与模拟信号处理系统完全等效的数字系统未必一定能找到。因此数字信号处理系统的分析方法是先对抽样信号及系统进行分析，再考虑幅度量化及实现过程中有限字长所造成的影响。故离散时间信号和系统理论是数字信号处
理的理论基础。 第二章 离散时间信号与系统分析基础 一、连续时间信号取样与取样定理 计算题： 1．过滤限带的模拟数据时，常采用数字滤波器，如图所示，图中T 表示采样周期（假设T 足够小，足以防止混叠效应），把从)()(t y t x 到的整个系统等效为一个模拟滤波器。 （a ） 如果kHz T rad n h 101,8)(=π截止于，求整个系统的截止频 率。 （b ） 对于kHz T 201=，重复（a ）的计算。 采样（T） () n h () n x () t x () n y D/A 理想低通T c πω=() t y 解 （a ）因为当0)(8=≥ω πωj e H rad 时，在数 — 模变换中 )(1)(1)(T j X T j X T e Y a a j ωω=Ω= 所以)(n h 得截止频率8πω=c 对应于模拟信号的角频率c Ω为 8 π = ΩT c 因此 Hz T f c c 625161 2==Ω= π
母线电动力及动热稳定性计算 1 目的和范围 本文档为电气产品的母线电动力、动稳定、热稳定计算指导文件，作为产品结构设计安全指导文件的方案设计阶段指导文件，用于母线电动力、动稳定性、热稳定性计算的选型指导。 2 参加文件 表1 3 术语和缩略语 表2 4 母线电动力、动稳定、热稳定计算 4.1 载流导体的电动力计算 4.1.1 同一平面内圆细导体上的电动力计算
? 当同一平面内导体1l 和2l 分别流过1I 和2I 电流时（见图1），导体1l 上的电动力计 算 h F K I I 4210 π μ= 式中 F ——导体1l 上的电动力（N ） 0μ——真空磁导率，m H 60104.0-?=πμ； 1I 、2I ——流过导体1l 和2l 的电流（A ）； h K ——回路系数，见表1。 图1 圆细导体上的电动力 表1 回路系数h K 表 两导体相互位置及示意图 h K 平 行 21l l = ∞=1l 时，a l K h 2= ∞≠1l 时，?? ? ???-+=l a l a a l K h 2)(12 21l l ≠ 22 2) ()(1l a m l a l a K h ++-+= 22)()1(l a m +-- l a m =
? 当导体1l 和2l 分别流过1I 和2I 电流时，沿1l 导体任意单位长度上各点的电动力计 算 f 124K f I I d μ= π 式中 f ——1l 导体任意单位长度上的电动力（m N ）； f K ——与同一平面内两导体的长度和相互位置有关的系数，见表2。 表2 f K 系数表
4.1.2 两平行矩形截面导体上的电动力计算 两矩形导体（母线）在b ＜＜a ，且b ＞＞h 的情况下，其单位长度上的电动力F 的 计算见表3。 当矩形导体的b 与a 和h 的尺寸相比不可忽略时，可按下式计算 712 210x L F I I K a -=? 式中 F -两导体相互作用的电动力，N ； L -母线支承点间的距离，m ； a -导体间距，m ； 1I 、2I -流过两个矩形母线的电流，A ； x K -导体截面形状系数； 表3 两矩形导体单位长度上的电动力 4.1.3 三相母线短路时的电动力计算
数字信号处理习题解答 第二章 数据采集技术基础 2.1 有一个理想采样系统，其采样角频率Ωs =6π，采样后经理想低通滤波器H a (j Ω)还原，其中 ?? ???≥Ω<Ω=Ωππ 3032 1 )(，，j H a 现有两个输入，x 1(t )=cos2πt ，x 2(t )=cos5πt 。试问输出信号y 1(t )， y 2(t )有无失真？为什么？ 分析：要想时域采样后能不失真地还原出原信号，则采样角频率Ωs 必须大于等于信号谱最高角频率Ωh 的2倍，即满足Ωs ≥2Ωh 。 解：已知采样角频率Ωs =6π，则由香农采样定理，可得 因为x 1(t )=cos2πt ，而频谱中最高角频率ππ π32 621 =< =Ωh ， 所以y 1(t )无失真； 因为x 2(t )=cos5πt ，而频谱中最高角频率ππ π32 652 => =Ωh ， 所以y 2(t )失真。 2.2 设模拟信号x (t )=3cos2000πt +5sin6000πt +10cos12000πt ，求： （1） 该信号的最小采样频率； （2） 若采样频率f s =5000Hz ，其采样后的输出信号； 分析：利用信号的采样定理及采样公式来求解。 ○ 1采样定理 采样后信号不失真的条件为：信号的采样频率f s 不小于其最高频
率f m 的两倍，即 f s ≥2f m ○ 2采样公式 )()()(s nT t nT x t x n x s === 解：（1）在模拟信号中含有的频率成分是 f 1=1000Hz ，f 2=3000Hz ，f 3=6000Hz ∴信号的最高频率f m =6000Hz 由采样定理f s ≥2f m ，得信号的最小采样频率f s =2f m =12kHz （2）由于采样频率f s =5kHz ，则采样后的输出信号 ? ?? ? ????? ??-???? ????? ??=? ??? ????? ??+???? ????? ??-???? ????? ??=? ??? ????? ??++???? ????? ??-+???? ????? ??=? ??? ????? ??+???? ????? ??+???? ????? ??=? ?? ? ??====n n n n n n n n n n n f n x nT x t x n x s s nT t s 522sin 5512cos 13512cos 10522sin 5512cos 35112cos 105212sin 5512cos 3562cos 10532sin 5512cos 3)()()(πππππππππππ 说明：由上式可见，采样后的信号中只出现1kHz 和2kHz 的频率成分， 即 kHz f f f kHz f f f s s 25000200052150001000512211 ======，， 若由理想内插函数将此采样信号恢复成模拟信号，则恢复后的模拟信号
筠连县分水岭煤业有限责任公司 井 下 高 压 电 缆 热 稳 定 性 校 验 计 算 书 巡司二煤矿 编制：机电科 筠连县分水岭煤业有限责任公司
井下高压电缆热稳定校验计算书 一、概述： 根据《煤矿安全规程》第453条及456条之规定，对我矿入井高压电缆进行热稳定校验。 二、确定供电方式 我矿高压供电采用分列运行供电方式，地面变电所、井下变电所均采用单母线分段分列供电方式运行，各种主要负荷分接于不同母线段。 三、井下高压电缆明细： 矿上有两趟主进线，引至巡司变电站不同母线段，一趟931线，另一趟925线。井下中央变电所由地面配电房10KV输入。 入井一回路：MYJV22-8.7/10KV 3*50mm2--800m(10KV) 入井二回路：MYJV22-8.7/10KV 3*50mm2--800m(10KV) 四、校验计算 1、井下入井回路高压电缆热稳定性校验 已知条件：该条高压电缆型号为，MYJV22-8.7/10KV 3*50mm2 ,800m，电缆长度为800m=0.8km。 （1）计算电网阻抗 查附表一，短路电流的周期分量稳定性为 电抗：X=0.072*0.8=0.0576Ω； 电阻：R=0.407*0.8=0.3256 Ω； (2)三相短路电流的计算
A Z I 5.174693305 .0310000 3v 3=?== ∞ （3）电缆热稳定校验 由于断路器的燃弧时间及固有动作时间之和约为t=0.05S; 查附表二得热稳定计算系数取K=142; 故电缆最小热值稳定截面为 23mm 51.2705.0142/5.17469t )/(min ===∞）（K I S Smin<50mm 2 故选用 MYJV 22 -8.7/10KV 3*50 电缆热稳定校验合格，符合要求。 附表一：三相电缆在工作温度时的阻抗值（Ω/Km ） 电缆截面S （mm 2 ） 4 6 10 16 2 5 35 50 70 95 120 150 185 240 交联聚乙烯 R 4.988 3.325 2.035 1.272 0.814 0.581 0.407 0.291 0.214 0.169 0.136 0.11 0.085 X 0.093 0.093 0.087 0.082 0.075 0.072 0.072 0.069 0.069 0.069 0.07 0.07 0.07 附表二 不同绝缘导体的热稳定计算系数 绝缘材料 芯线起始温度（° C ） 芯线最高允许温度（°C ） 系数K 聚氯乙烯 70 160 115（114） 普通橡胶 75 200 131 乙丙橡胶 90 250 143（142） 油浸纸绝缘 80 160 107 交联聚乙烯 90 250 142
Chapter 2 Solutions 2.1 最小采样频率为两倍的信号最大频率，即44.1kHz 。 2.2 (a)、由ω = 2πf = 20 rad/sec ，信号的频率为f = 3.18 Hz 。信号的奈奎斯特采样频率为6.37 Hz 。 (b)、3 5000π=ω，所以f = 833.3 Hz ，奈奎斯特采样频率为1666.7 Hz 。 (c)、7 3000π=ω，所以f = 214.3 Hz ，奈奎斯特采样频率为428.6 Hz 。 2.3 (a) 1258000 1f 1T S S ===μs (b)、最大还原频率为采样频率的一半，即4000kHz 。 2.4 ω = 4000 rad/sec ，所以f = 4000/(2π) = 2000/π Hz ，周期T = π/2000 sec 。因此，5个周期为5π/2000 = π/400 sec 。对于这个信号，奈奎斯特采样频率为2(2000/π) = 4000/π Hz 。所以采样频率为f S = 4(4000/π) = 16000/π Hz 。因此5个周期收集的采样点为(16000/π samples/sec )(π/400 sec) = 40。 2.5 ω = 2500π rad/sec ，所以f = 2500π/(2π) = 1250 Hz ，T = 1/1250 sec 。因此，5个周期为5/1250 sec 。对于这个信号，奈奎斯特采样频率为2(1250) = 2500 Hz ，所以采样频率为f S = 7/8(2500) = 2187.5 Hz 。采样点数为(2187.5 点/sec)(5/1250 sec) = 8.75。这意味着在模拟信号的五个周期内只有8个点被采样。事实上，对于这个信号来说，在整数的模拟周期中，是不可能采到整数个点的。 2.6 2.7 信号搬移发生在kf S ± f 处，换句话说，频谱搬移发生在每个采样频率的整数倍 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120 130 140 150 频率/kHz
井下高压开关、供电电缆动热稳定性校验 一、-350中央变电所开关断路器开断能力及电缆热稳定性校验 1 23 G 35kV 2 Uz%=7.5△P N.T =12kW △P N.T =3.11kW S N.T =8MVA 6kV S1点三相短路电流计算： 35kV 变压器阻抗： 2 22.1. u %7.5 6.30.37()1001008z N T N T U Z S ?===Ω? 35kV 变压器电阻：2 22.1.22. 6.30.0120.007()8 N T N T N T U R P S =?=?=Ω 35kV 变压器电抗：10.37()X = ==Ω 电缆电抗：02(x )0.415000.08780 0.66()1000 1000i L X ??+?== =Ω∑ 电缆电阻：02(x )0.11815000.118780 0.27()1000 1000 i L R ??+?== =Ω∑ 总阻抗： 21.370.66) 1.06( Z ==Ω S1点三相短路电流：(3)1 3.43()d I KA === S2点三相短路电流计算： S2点所用电缆为MY-3×70+1×25，长400米，变压器容量为500KV A ，查表的：(2)2d I =2.5KA
S2点三相短路电流：32 d d =2.88I I KA = 1、架空线路、入井电缆的热稳定性校验。已知供电负荷为3128.02KV A ，电压为6KV ，需用系数0.62，功率因数cos 0.78φ=，架空线路长度1.5km ，电缆长度780m (1)按经济电流密度选择电缆，计算容量为 3128.020.62 2486.37cos 0.78 kp S KVA φ?= ==。 电缆的长时工作电流Ig 为239.25 Ig === A 按长时允许电流校验电缆截面查煤矿供电表5-15得MYJV42-3×185-6/6截面长时允许电流为479A/6kV 、大于239.25A 符合要求。 (2)按电压损失校验，配电线路允许电压损失5%得 60000.1300Uy V ?=?=，线路的实际电压损失 109.1L U COS DS φφ?====，U ?小于300V 电压损失满足要求 (3)热稳定性条件校验，短路电流的周期分量稳定性为 电缆最小允许热稳定截面积： 3 2min d =S I mm 其中：i t ----断路器分断时间，一般取0.25s ； C----电缆热稳定系数，一般取100，环境温度35℃，电缆温升不超过120℃时，铜芯电缆聚乙烯电缆熔化温度为130℃，电
数字信号处理基础书后题答案中文版
Chapter 2 Solutions 2.1 最小采样频率为两倍的信号最大频率，即44.1kHz 。 2.2 (a)、由ω = 2πf = 20 rad/sec ，信号的频率为f = 3.18 Hz 。信号的奈奎斯特采样频率为6.37 Hz 。 (b)、35000π =ω，所以f = 833.3 Hz ，奈奎斯特采样频率为1666.7 Hz 。 (c)、7 3000π =ω，所以f = 214.3 Hz ，奈奎斯特采样频率为428.6 Hz 。 2.3 (a) 1258000 1f 1T S S === μs (b)、最大还原频率为采样频率的一半，即4000kHz 。 2.4 ω = 4000 rad/sec ，所以f = 4000/(2π) = 2000/π Hz ，周期T = π/2000 sec 。因此，5个周期为5π/2000 = π/400 sec 。对于这个信号，奈奎斯特采样频率为2(2000/π) = 4000/π Hz 。所以采样频率为f S = 4(4000/π) = 16000/π Hz 。因此5个周期收集的采样点为(16000/π samples/sec )(π/400 sec) = 40。 2.5 ω = 2500π rad/sec ，所以f = 2500π/(2π) = 1250 Hz ，T = 1/1250 sec 。因此，5个周期为5/1250 sec 。对于这个信号，奈奎斯特采样频率为2(1250) = 2500 Hz ，所以采样频率为f S = 7/8(2500) = 2187.5 Hz 。采样点数为(2187.5 点/sec)(5/1250 sec) = 8.75。这意味着在模拟信号的五个周期内只有8个点被采样。事实上，对于这个信号来说，在整数的模拟周期中，是不可能采到整数个点的。 2.7 信号搬移发生在kf S ± f 处，换句话说，频谱搬移发生在每个采样频率的整数 倍 -200 200 400 600 800 1000 1200 0.10.20.30.40.50.60.70.80.91 幅度 频
1.试求出圆柱坐标系的尺度系数，并由此导出圆柱坐标系中的导热微分方程。 2 .一无限大平板，初始温度为T 0；τ>0时，在x = 0表面处绝热；在x = L 表面以对流方式向温度为t f 的流体换热。试用分离变量法求出τ>0时平板的温度分布（常物性）。（需求出特征函数、超越方程的具体形式，范数（模）可用积分形式表示）。（15分） , 3.简述近似解析解——积分法中热层厚度δ的概念。 答：近似解析解：既有分析解的特征：得到的结果具有解析函数形式，又有近似解的特征：结果只能近似满足导热解问题。在有限的时间内，边界温度 的变化对于区域温度场的影响只是在某一有限的范围内，把这个有限的范围定义为热层厚度δ。 4.与单相固体导热相比，相变导热有什么特点 答：相变导热包含了相变和导热两种物理过程。相变导热的特点是 1.固、液两相之间存在着 移动的交界面。 2.两相交界面有潜热的释放（或吸收） | 对流部分（所需量和符号自己设定） 1 推导极坐标系下二维稳态导热微分方程。 2 已知绕流平板流动附面层微分方程为 y u y u V x u u 22??=??+??ν 取相似变量为： x u y νη∞ = x u f νψ∞= 写出问题的数学模型并求问题的相似解。 3 已知绕流平板流动换热的附面层能量积分方程为： ?=∞?? =-δ00)(y y t a dy t t u dx d 当Pr<<1时，写出问题的数学模型并求问题的近似积分解及平均Nu （取三次多项式）。 4 ] O x
5写出常热流圆管内热充分发展流动和换热问题的数学模型并求出速度和温度分布及Nu x.辐射 1．请推导出具有n个表面的净热流法壁面间辐射换热求解公式，并简要说明应用任一种数值方法的求解过程。 2．试推导介质辐射传递方程的微分形式和积分形式，要求表述出各个步骤和结果中各个相关量的含义。 3．根据光谱辐射强度表示下面各量：1）光谱定向辐射力；2）定向辐射力；3）光谱辐射力；4）辐射力；5）辐射热流量。要求写清各量的符号、单位。 4．说明下列术语（可用数学表达式）（每题4分） a)光学厚度 b)漫有色表面 c)? d)兰贝特余弦定律 e)光谱散射相函数 f)定向“灰”入射辐射
*作品编号：DG13485201600078972981* 创作者：玫霸* 筠连县分水岭煤业有限责任公司 井 下 高 压 电 缆 热 稳 定 性 校 验 计 算 书 巡司二煤矿
编制：机电科 筠连县分水岭煤业有限责任公司 井下高压电缆热稳定校验计算书 一、概述： 根据《煤矿安全规程》第453条及456条之规定，对我矿入井高压电缆进行热稳定校验。 二、确定供电方式 我矿高压供电采用分列运行供电方式，地面变电所、井下变电所均采用单母线分段分列供电方式运行，各种主要负荷分接于不同母线段。 三、井下高压电缆明细： 矿上有两趟主进线，引至巡司变电站不同母线段，一趟931线，另一趟925线。井下中央变电所由地面配电房10KV输入。 入井一回路：MYJV22-8.7/10KV 3*50mm2--800m(10KV) 入井二回路：MYJV22-8.7/10KV 3*50mm2--800m(10KV) 四、校验计算 1、井下入井回路高压电缆热稳定性校验 已知条件：该条高压电缆型号为，MYJV22-8.7/10KV 3*50mm2 ,800m，电缆长度为800m=0.8km。 （1）计算电网阻抗 查附表一，短路电流的周期分量稳定性为
电抗：X=0.072*0.8=0.0576Ω； 电阻：R=0.407*0.8=0.3256 Ω； (2)三相短路电流的计算 （3）电缆热稳定校验 由于断路器的燃弧时间及固有动作时间之和约为t=0.05S; 查附表二得热稳定计算系数取K=142; 故电缆最小热值稳定截面为 Smin<50mm2故选用 MYJV22 -8.7/10KV 3*50 电缆热稳定校验合格，符合要求。 附表一：三相电缆在工作温度时的阻抗值（Ω/Km）
==============================绪论============================== 1. A/D 8bit 5V 00000000 0V 00000001 20mV 00000010 40mV 00011101 29mV ==================第一章 时域离散时间信号与系统================== 1. ①写出图示序列的表达式 答：3)1.5δ(n 2)2δ(n 1)δ(n 2δ(n)1)δ(n x(n)-+---+++= ②用δ(n) 表示y (n )={2,7,19,28,29,15} 2. ①求下列周期 ) 5 4sin( )8 sin( )4() 51 cos()3() 54sin()2() 8sin( )1(n n n n n π π π π - ②判断下面的序列是否是周期的; 若是周期的， 确定其周期。 （1）A是常数 8ππn 73Acos x(n)??? ? ??-= （2）)8 1 (j e )(π-=n n x 解： （1） 因为ω= 73π, 所以314 π2=ω, 这是有理数， 因此是周期序列， 周期T =14。 （2） 因为ω= 81, 所以ω π2=16π, 这是无理数， 因此是非周期序列。 ③序列)Acos(nw x(n)0?+=是周期序列的条件是是有理数2π/w 0。
3.加法 乘法 序列{2，3，2，1}与序列{2，3，5，2，1}相加为__{4，6，7，3，1}__，相乘为___{4，9，10，2} 。 移位 翻转：①已知x(n)波形，画出x(-n)的波形图。 ② 尺度变换：已知x(n)波形，画出x(2n)及x(n/2)波形图。 卷积和：①h(n)*求x(n)，其他0 2 n 0n 3，h(n)其他03n 0n/2设x(n) 例、???≤≤-=???≤≤= }2 3 ,4,7,4，23{0,h(n)*答案：x(n)= ②已知x (n )={1,2,4,3},h (n )={2,3,5}, 求y (n )=x (n )*h (n ) x (m )={1,2,4,3},h (m )={2,3,5}，则h (-m )={5,3,2}(Step1:翻转) 解得y (n )={2,7,19,28,29,15} ③(n)x *(n)x 3)，求x(n)u(n u(n)x 2),2δ(n 1)3δ(n δ(n)2、已知x 2121=--=-+-+= }{1,4,6,5,2答案：x(n)= 4. 如果输入信号为 ，求下述系统的输出信号。
第一章数字信号处理概述简答题： 1．在A/D变换之前和D/A变换之后都要让信号通过一个低通滤波器，它们分别起什么作用？ 答：在A/D变化之前让信号通过一个低通滤波器，是为了限制信号的最高频率，使其满足当采样频率一定时，采样频率应大于等于信号最高频率2倍的条件。此滤波器亦称位“抗折叠”滤波器。 在D/A变换之后都要让信号通过一个低通滤波器，是为了滤除高频延拓谱，以便把抽样保持的阶梯形输出波平滑化，故友称之为“平滑”滤波器。 判断说明题： 2．模拟信号也可以与数字信号一样在计算机上进行数字信号处理，自己要增加一道采样的工序就可以了。（）答：错。需要增加采样和量化两道工序。 3．一个模拟信号处理系统总可以转换成功能相同的数字系统，然后基于数字信号处理 理论，对信号进行等效的数字处理。（） 答：受采样频率、有限字长效应的约束，与模拟信号处理系统完全等效的数字系统未必一定能找到。因此数字信号处理系统的分析方法是先对抽样信号及系统进行分析，再考虑幅度量化及实现过程中有限字
长所造成的影响。故离散时间信号和系统理论是数字信号处理的理论基础。 第二章 离散时间信号与系统分析基础 一、连续时间信号取样与取样定理 计算题： 1．过滤限带的模拟数据时，常采用数字滤波器，如图所示，图中T 表示采样周期（假设T 足够小，足以防止混迭效应），把从)()(t y t x 到的整个系统等效为一个模拟滤波器。 （a ） 如果kHz rad n h 101,8)(=π截止于，求整个系统的截止频率。 （b ） 对于kHz T 201=，重复（a ）的计算。 解 （a ）因为当0)(8=≥ω πωj e H rad 时，在数 — 模变换中 )(1)(1)(T j X T j X T e Y a a j ωω=Ω= 所以)(n h 得截止频率8πω=c 对应于模拟信号的角频率c Ω为 8 π = ΩT c 因此 Hz T f c c 625161 2==Ω= π
数字信号处理期末复习题 一、单项选择题（在每个小题的四个备选答案中选出一个正确答案，并将正确答案的号码写在题干后面的括号内，每小题1分，共20分） 1.要从抽样信号不失真恢复原连续信号，应满足下列条件的哪几条( ① )。 (Ⅰ)原信号为带限 (Ⅱ)抽样频率大于两倍信号谱的最高频率 (Ⅲ)抽样信号通过理想低通滤波器 ①.Ⅰ、Ⅱ②.Ⅱ、Ⅲ ③.Ⅰ、Ⅲ④.Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ 2.在对连续信号均匀采样时，若采样角频率为Ωs，信号最高截止频率为Ωc，则折叠频率为( ④ )。 ①Ωs②.Ωc ③.Ωc/2④.Ωs/2 3.若一线性移不变系统当输入为x(n)=δ(n)时输出为y(n)=R3(n)，则当输入为u(n)-u(n-2)时输出为( ② )。 ①.R3(n) ②.R2(n) ③.R3(n)+R3(n-1) ④.R2(n)-R2(n-1) 4.已知序列Z变换的收敛域为｜z｜>1，则该序列为( ② )。 ①.有限长序列②.右边序列 ③.左边序列④.双边序列 5.离散系统的差分方程为y(n)=x(n)+ay(n-1)，则系统的频率响应( ③ )。 ①当｜a｜<1时，系统呈低通特性 ②.当｜a｜>1时，系统呈低通特性 ③.当0 6.序列x(n)=R5(n)，其8点DFT记为X(k)，k=0,1,…,7，则X(0)为( ④ )。 ①.2 ②.3 ③.4 ④.5 7.下列关于FFT的说法中错误的是( ① )。 ①.FFT是一种新的变换 ②.FFT是DFT的快速算法 ③.FFT基本上可以分成时间抽取法和频率抽取法两类 ④.基2 FFT要求序列的点数为2L(其中L为整数) 8.下列结构中不属于FIR滤波器基本结构的是( ③ )。 ①.横截型②.级联型 ③.并联型④.频率抽样型 9.已知某FIR滤波器单位抽样响应h(n)的长度为(M+1)，则在下列不同特性的单位抽样响应中可以用来设计线性相位滤波器的是( ④ )。 ①.h［n］=-h［M-n］ ②.h［n］=h［M+n］ ③.h［n］=-h［M-n+1］ ④.h［n］=h［M-n+1］ 10.下列关于用冲激响应不变法设计IIR滤波器的说法中错误的是( ④ )。 ①.数字频率与模拟频率之间呈线性关系 ②.能将线性相位的模拟滤波器映射为一个线性相位的数字滤波器 ③.容易出现频率混叠效应 ④.可以用于设计高通和带阻滤波器 11.利用矩形窗函数法设计FIR滤波器时，在理想特性的不连续点附近形成的过滤带的宽度近似等于( ① )。 ①.窗函数幅度函数的主瓣宽度 ②.窗函数幅度函数的主瓣宽度的一半 2004年上海理工大学硕士研究生入学考试试题考试科目：传热学准考证号：得分： 一、问答题(每题5分) 1. 一无内热源平板沿厚度x方向发生一维稳态导热，其一侧表面上的温度梯度 =30 ℃/m，导热系数λ1=40W/(m.℃)，如果其另一侧表面上的导热系数λ2=50W/(m.℃)，问这一侧表面上的温度梯度是多少? 2. 解释毕渥准则数Bi的物理含义，并说明为什么用Bi判别非稳态导热问题能否采用集总参数法求解。 3. 图1.1示出了常物性、有均匀内热源、二维稳态导热问题局部边界区域的网格配置，试用元体平衡法建立节点0关于温度t的有限差分方程式（设 ，所需参数的符号自己设定）。 4. 当条件相同时，物体在空气中冷却快还是在水中冷却快？这一现象说明对流换热与什么因素相关？ 5. 试用简图表示流体沿平板流动时速度边界层的发展并说明速度边界层内分成哪些区域？ 6. 试解释普朗特数Pr的物理意义,并示意性的画出Pr>1时的速度边界层和热边界层厚度沿板长的变化(速度边界层和热边界层要画在同一图上以便比较)。 7. 说明温度附面层的概念及附面层能量微分方程在物理上忽略了哪部分换热。 8. 在应用管内旺盛紊流实验关联式时，当流体与换热壁面温差较大时需要对计算结果修正，为什么? 9. 试说明为什么一个细长圆柱水平放置时自然对流换热一般大于竖直放置时的自然对流换热？ 10.在稳定膜态沸腾过程中，为什么换热系数随 增加而迅速上升？ 11.试说明大气中CO2含量增高为什么会出现大气温室效应？ 二、计算题 1. （10分）一直径为5cm的钢球，其初始温度为500℃，突然被置于温度为 30℃的空气中。设钢球表面与周围环境的对流换热系数为10 W/m2℃，试计算钢球非稳态导热的时间常数及其被冷却到300℃所需的时间。已知钢球的比热为c=0.48kJ/kg℃, ρ=7753kg/m3, λ=33W/m℃。 2. （20分）长10m、外径133mm的水平管道通过一大房间，房间壁面及其内 的空气温度均为30℃。若管道表面温度为90℃、黑度为0.9，求管道的散 热量（自然对流换热的努塞尔特数用下式计算）。3. （22分）如图2所示为一半径R=1m的半球，球冠3绝热。底面1和2的 温度分别为500℃和100℃，黑度都为0.9，求底面1和2间的辐射散热量。 4. （23分）温度为95℃的热空气流经一内径100mm、厚度6mm的圆管，管 壁导热系数为22 W/m℃。管外环境温度为30℃，管外壁与环境的总换热系数为10 W/m2℃。若管内空气质量流量为407kg/h，求管出口空气温度降低到65℃时的管长(不需考虑修正)。 三、理论题 1.（8分）一厚度为2δ的无内热源薄平板，其导热系数和初始温度分别为 λ和t0，突然被插在温度为t f的流体中。平板表面与流体的换热系数为h，给出问题的完整数学描述。 2. （12分）绕流平板换热的附面层积分方程为： 平板温度为t W，来流速度和温度分别为u∞和t∞，若Pr<<1，可以忽略速 案例--变电所母线桥的动稳定校验 朱时光修改 下面以35kV/10kv某变电所#2主变增容为例来谈谈如何进行主变母线桥的动稳定校验和校验中应注意的问题。 1短路电流计算 图1为某变电所的系统主接线图。(略) 已知#1主变容量为10000kVA，短路电压为7.42%，#2主变容量原为1000为kVA 增容为12500kVA，短路电压为7.48%。 取系统基准容量为100MVA，则#1主变短路电压标么值 X1＝7.42/100×100×1000/10000＝0.742， #2主变短路电压标么值 X2＝7.48/100×100×1000/12500＝0.5984 假定某变电所最大运行方式系统到35kV母线上的电抗标么值为0.2778。 ∴#1主变与#2主变的并联电抗为： X12=X1×X2/(X1+X2)＝0.33125； 最大运行方式下系统到10kV母线上的组合电抗为： X＝0.2778+0.33125＝0.60875 ∴10kV母线上的三相短路电流为：Id=100000/0.60875*√3*10.5=9.04KA，冲击电流：I s h=2.55I d=23.05KA。 2动稳定校验 (1)10kV母线桥的动稳定校验： 进行母线桥动稳定校验应注意以下两点： ①电动力的计算，经过对外边相所受的力，中间相所受的力以及三相和二相电动力进行比较，三相短路时中间相所受的力最大，所以计算时必须以此为依据。 ②母线及其支架都具有弹性和质量，组成一弹性系统，所以应计算应力系数，计及共振的影响。 根据以上两点，校验过程如下： 已知母线桥为8×80mm2的铝排，相间中心线间距离A为210mm，先计算应力系数： 6Kg/Cm2， ∵频率系数N f＝3.56，弹性模量E＝0.71×10 -4kg.s2/cm2，绝缘子间跨距2m， 单位长度铝排质量M＝0.176X10 截面惯性矩J=bh3/12=34.13c m4或取惯性半径（查表）与母线截面的积， ∵三相铝排水平布置，∴截面系数W＝bh2/6＝8.55Cm3， 则一阶固有频率: f0=(3.56/L2)*√(EJ/M)=104(Hz) 查表可得动态应力系数β＝1.33。 ∴铝母排所受的最大机械应力为： σMAX＝1.7248×10-3I s h2（L2/Aw）×β＝270.35 kg/c m2<σ允许=500 根据铝排的最大应力可确定绝缘子间允许的最大跨距为：（简化公式可查表） L MAX=1838√a/ I s h=366(c m) ∵某变主变母线桥绝缘子间最大跨距为2m，小于绝缘子间的最大允许跨距。 2020年传热学考研大纲——上海理工大学材料科 学与工程学院 传热学A《传热学》杨世铭、陶文铨，高等教育出版社，2006年 二、基本要求 1.掌握热量传递的三种方式(导热、对流和辐射)的基本概念和基本定律; 2.能够对常见的导热、对流、辐射换热及传热过程进行定量的计算，并了解其物理机理和特点，进行定性分析; 3.对典型的传热现象能进行分析，建立合适的数学模型并求解; 4.能够用差分法建立导热问题的数值离散方程，并了解其计算机求解过程。 三、主要知识点 第一章绪论：热量传递的三种基本方式;导热、对流和热辐射的基本概念和初步计算公式;热阻;传热过程和传热系数。 第二章导热基本定律和稳态导热：温度场、温度梯度;傅里叶定律和导热系数;导热微分方程、初始条件与边界条件;单层及多层平壁的导热;单层及多层圆筒壁的导热;通过肋端绝热的等截面直肋的导热;肋效率;一维变截面导热;有内热源的一维稳态导热。 第三章非稳态导热：非稳态导热的基本概念;集总参数法;描述非稳态导热问题的数学模型(方程和定解条件); 第四章导热问题的数值解法：导热问题数值解法的基本思想;用差分法建立稳态导热问题的数值离散方程。 第五章对流换热：对流换热的主要影响因素和基本分类、牛顿冷却公式和对流换热系数的主要影响因素;速度边界层和热边界层的概念;横掠平板层流换热边界层的微分方程组;横掠平板层流换热边界 层积分方程组;动量传递和热量传递比拟的概念;相似的概念及相似 准则;管槽内强制对流换热特征及用实验关联式计算;绕流单管、管 束对流换热特征及用实验关联式计算;大空间自然对流换热特征及对流换热特征及用实验关联式计算。 第六章凝结与沸腾换热：凝结与沸腾换热的基本概念;珠状凝结与膜状凝结特点;膜状凝结换热计算;影响膜状凝结的因素;大容器饱和沸腾曲线;影响沸腾换热的因素。 第七章热辐射基本定律及物体的辐射特性：热辐射的基本概念;黑体、白体、透明体;辐射力与光谱辐射力;定向辐射强度;黑体辐射基本定律：普朗克定律，维恩定律，斯忒藩—玻尔兹曼定律，兰贝 特定律;实际固体和液体的辐射特性、黑度;灰体、基尔霍夫定律。 第八章辐射换热的计算：角系数的概念、性质、计算;两固体表面组成的封闭系统的辐射换热计算;表面热阻;空间热阻;多表面系统辐射换热的网络法计算;辐射换热的强化与削弱、遮热板;辐射换热 系数和复合换热表面传热系数;气体辐射特点。 第九章传热过程分析与换热器计算：传热过程及传热系数的计算;临界绝热直径;换热器型式及对数平均温差;用平均温差法进行换热 器的热计算;换热器效能ε的概念和定义;强化传热。 都是需要考虑的，特别是母桥距离比较长的时候。需要计算出现短路故障时的电动力，绝缘子类固定件的安装距离、绝缘子安装件的抗屈服力等。不很少有人会特别计算，我感觉是大家都自觉不自觉的把母线规格放大了，所以基本上不用计算。 4 母线的热效应和电动力效应 4.1母线的热效应 4.1.1母线的热效应是指母线在规定的条件下能够承载的因电流流过而产生的热效应。在开关设备和控制设备中指在规定的使用和性能条件下，在规定的时间内,母线承载的额定短时耐受电流（IK）。 4.1.2根据额定短时耐受电流来确定母线最小截面 根据GB3906-1991《3.6-40.5kV交流金属封闭开关设备和控制设备》[附录F]中公式：S=（I/a）(t/△θ)1/2来确定母线的最小截面。 式中： S—母线最小截面,mm2； I--额定短时耐受电流，A； a—材质系数，铜为13，铝为8.5； t--额定短路持续时间，s； △θ—温升（K）,对于裸导体一般取180K，对于4s持续时间取215K。 如对于31.5kA/4S系统,选用铜母线最小截面积为： S=（31500/13）×（4/215）1/2=330 mm2 铝母线最小截面积与铜母线最小截面积关系为： SAl=1.62SCu 式中, SAl为铝母线的最小截面积；SCu为铜母线的最小截面积。 如对于31.5kA/4S系统,铝母线最小截面积为： SAl=1.62×330 =540 mm2 根据DL404-1997《户内交流高压开关柜订货技术条件》中7.4.3条规定，接地汇流排以及与之连接的导体截面，应能通过铭牌额定短路开断电流的87%，可以计算出各种系统短路容量下（短路时间按4S）的接地母线最小截面积。 如对于31.5kA/4S系统,接地铜母线最小截面积为： S=330×86.7% =287mm2 根据以上公式计算，对应各种额定短时耐受电流时，开关设备和控制设备中对应几种常用的额定短时耐受电流，母线最小截面及所用铜母线和铝母线的最小规格见表1： 表1 母线kA/4s 25 31.5 40 63 80 设备中铜母线规格50×6 60×6 80×6或60×8 80×10 100×10 接地铜母线规格50×5 50×6 50×8 80×8 80×10 设备中铝母线规格80×6或60×8 80×8 100×8或80×10 设备中铜母线 最小截面（mm2）260 330 420 660 840 设备中铝母线 最小截面（mm2）425 540 685 1075 1365 4.2 母线的电动力效应 母线是承载电流的导体，当有电流流过时势必在母线上产生作用力。母线受电流的作用力与 2004年上海理工大学硕士研究生入学考试试题 考试科目：传热学准考证号：得分： 一、问答题(每题5分) 1. 一无内热源平板沿厚度x方向发生一维稳态导热，其一侧表面上的温度梯度=30 ℃/m，导热系数λ1=40W/(m.℃)，如果其另一侧表面上的导热系数λ2=50W/(m.℃)，问这一侧表面上的温度梯度是多少? 2. 解释毕渥准则数Bi的物理含义，并说明为什么用Bi判别非稳态导热问题能否采用集总参数法求解。 3. 图1.1示出了常物性、有均匀内热源、二维稳态导热问题局部边界区域的网格配置，试用元体平衡法建立节点0关于温度t的有限差分方程式（设，所需参数的符号自己设定）。 4. 当条件相同时，物体在空气中冷却快还是在水中冷却快？这一现象说明对流换热与什么因素相关？ 5. 试用简图表示流体沿平板流动时速度边界层的发展并说明速度边界层内分成哪些区域？ 6. 试解释普朗特数Pr的物理意义,并示意性的画出Pr>1时的速度边界层和热边界层厚度沿板长的变化(速度边界层和热边界层要画在同一图上以便比较)。 7. 说明温度附面层的概念及附面层能量微分方程在物理上忽略了哪部分换热。 8. 在应用管内旺盛紊流实验关联式时，当流体与换热壁面温差较大时需要对计算结果修正，为什么? 9. 试说明为什么一个细长圆柱水平放置时自然对流换热一般大于竖直放置时的自然对流换热？ 10.在稳定膜态沸腾过程中，为什么换热系数随增加而迅速上升？ 11.试说明大气中CO2含量增高为什么会出现大气温室效应？ 二、计算题 1. （10分）一直径为5cm的钢球，其初始温度为500℃，突然被置于温度为30℃的空 气中。设钢球表面与周围环境的对流换热系数为10 W/m2℃，试计算钢球非稳态导热 的时间常数及其被冷却到300℃所需的时间。已知钢球的比热为c=0.48kJ/kg℃, ρ =7753kg/m3, λ=33W/m℃。 2. （20分）长10m、外径133mm的水平管道通过一大房间，房间壁面及其内的空气温 度均为30℃。若管道表面温度为90℃、黑度为0.9，求管道的散热量（自然对流换 热的努塞尔特数用下式计算）。 3. （22分）如图2所示为一半径R=1m的半球，球冠3绝热。底面1和2的温度分别为 500℃和100℃，黑度都为0.9，求底面1和2间的辐射散热量。 4. （23分）温度为95℃的热空气流经一内径100mm、厚度6mm的圆管，管壁导热系数 为22 W/m℃。管外环境温度为30℃，管外壁与环境的总换热系数为10 W/m2℃。若传热学上海理工大学硕士研究生入学考试试题
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