TCL-AT25211 STR-W6856（6854）开关电源电路的工作原理浅析
作者：刘一东
开关电源电路是采用SANKEN公司最新研制的STR-W6854（6856）电源控制芯片，它是高性能电压模式控制器，内藏功率MOSFET和控制器的FLYBACK（电压反馈）型开关电源用厚膜集成电路。使用该IC可以大量减少电源元件的数量，简化电路的设计。在现在的电视机中得到了广泛的运用。
STR-W6854电源控制芯片具有完善的过流、电压检测保护功能、内部热保护功能、过负荷保护功能。它主要工作模式：为了实现电源在全负载范围的高效率的工作，电源设置了三种工作方式：轻负载、中等负载、重负载。IC控制器根据负载的状态自动进行工作方式的切换。
一、电路的原理简介
1．工作原理简述：
当插上电源开关后，AC220V/50HZ的交流市电，经过电源开关S801、F801、以及C801、T801A和C802、T801组成共模滤波器，把供电电路引入的各种电磁干扰抑制掉，消除电网电压中的高频干扰脉冲。T801A和T801的感量都很大，分布的电容小，对非对称信号来说，T801A和T801及其前后联接的电容C801、C802，可以看成л型滤波器，对非对称信号有很好的滤除作用，而对从市电线路进入的对称性干扰信号来说，流过T801SA和T8021两线圈的干扰电流，其大小相等，方向相反，因而能够相互抵消。由于共模滤波器具有双向性，即对随交流电供电线路引入的干扰信号，及由开关稳压电源高频振荡注入交流市电的电磁干扰具有同等的抑制作用。所以共模滤波器是改善电视机电磁兼容性的一种有效措施。电路如图?所示。
（ 1）
经干扰抑制后的市电，进入桥硅DB801（桥式全波整流）输出约+300V（空载时）不稳压直流脉冲电压，经C806、C807平滑滤波，由开关变压器T802的⑦、⑨脚绕组加到IC801(STR-W6854)第①脚,内部连接了调整管漏极D。与此同时，电源输入端220V电压由桥硅DB801中的一个二极管半波整流后得到的脉动直流电，经R803（820K）限流，对C813（4.7UF）进行快速充电，以提供IC 801的启动电压，当C813两端的电压达到IC801启动电压（18.2V）时，STR-W6854开始工作。同时通过集成电路内部的预调整电路，使开关电源的振荡电路开始工作。脉冲振荡电压经过集成电路内部的均衡驱动电路，输出开关脉冲到IC内部调整管的栅极，在开关脉冲的作用下内部调整管开始导通，这样就使T802的
初级绕组⑦、⑨脚，产生了高频开关脉冲，并在T802次级绕组上感应出相应脉冲电压，经过次级绕组各自的整流、滤波、稳压电路，分别输出：+125V、+33V、+18.5V、+12V、+10V、+9V、+5V等各种不同的直流稳压电源，供给整机各部份使用，其中：+125V主电源，主要供给行扫描输出电路工作；+33V调谐电压，主要供TU调谐工作；+18.5V伴音供电电压，主要供IC603伴音功放电路工作；+12V经IC803（L7809）和IC804（L7805）稳压后输出+9V和+5V直流电压，供芯片小信号处理电路工作。
2．电源启动电路：
由于IC801的启动电流很小，R803可使用高阻值的电阻，来降低待机功耗。但是要注意R803要向IC提供足够的锁定电路保持电流，特别是低电压输入的时候也要能向IC提供120UA以上的电流，因此R803的阻值也不能太大。
由于W6856采用BCD集成电路工艺，要求的工作电流很小，因此C813不需要很大的电容。当启动控制器工作以后IC801的④脚（VCC端子）工作电流增加，VCC端子的电压将会随C813的放电而下降。适当的增加C813的容量可缓解VCC 端子电压在启动期间的下降率，即在副绕组（T802的④脚）所提供的电压(D808整流输出的VCC)上升到18.2V之前，C813内由R803注入的电量必须能给VCC
端子提供足够的工作电压，那么即使辅助绕组的电压上升稍迟，VCC端子的电压也不会降到动作停止电压（10.4V)以下，确保电源能安全的启动起来。但是，当C813的容量太大时，从充电动作开始到C813正极电压上升到18V所用的时间将会变长，即电源启动缓慢。电路中选择R803=820k，C813=4.7uF，就可以保证即使在输入电压较低时，IC801启动动作完成后，第④脚的电压仍高于IC的动作禁止电压10.4V。保证了启动电路工作的稳定性。
3.过电压检测保护：如图②
STR-W6854具有过压保护功能，主要由IC801第④脚外围及内部电路工作组成。当IC801第④脚VCC输入端,检测到T802的第④脚绕组反馈电压，即C813正极电压达到25.4V时，IC进入过压保护状态，该状态为死锁状态，需重新开关主电压开关电源才可能重新工作。
②
在控制电路开始工作以后，辅助绕组的电压经D808整流以后得到IC的工
作电源。但辅助绕组T802的④脚输出的电压在电源启动后并不能马上升到设定的电压，IC801的④脚电压因C813的放电而开始下降，所以辅助绕组在正常工作的状态下，D808整流输出电压要设定在使电容C813两端电压在控制器动作停止电压10.4V到保护电压 25.4V之间，且要留有一定的余量。此电路选择为18V，这样8V的压降足够保证电源启动后VCC仍有10.4V以上电压。
4．过电流检测保护电路：见图③
STR-W6854具有过电流保护功能，主要由IC801第⑤脚外围的R813及内部电路工作组成。通过检测R813上的漏电流的大小来启动保护电路，当漏电流超过IC规定的阀值时，强制关断调整管。即：大的漏电电流状态持续时间超过IC801的⑥脚（OLP端子）的OLP动作时间常数以后，IC进入锁定状态。
5．过负荷保护：见图③
STR-W6854还具有过负荷保护功能，主要由IC801第⑥脚外围及内部电路工作组成。主要检测T802次级绕组负载情况，进行过负载保护。过负载保护使用锁定电路的方式。
③
当电源进入待机等轻载状态时，IC进入TFC工作方式时，导通时间被固定，导通电流用于调节关断时间T off，以进行输出电压的控制。因此，TFC工作方式是调节关断时间的T off宽度调节的控制方式。
当电源副边发生过载时，电源的OCP电路开始动作，当检测输出电压误差的光藕电流为零时，IC801的内藏的电流源I（olp）=73uA开始通过R817给电容C812充电。FB/OLP端子（IC801的⑥脚）电压电升至 V（olp）=7.2V时，IC 内部的比较器翻转，IC进入OLP锁定状态。
即，当主负载电路因发生故障而过载时，D822无法输出额定125V电压，使Q822的基极电压低于6.9V，因为Q822的发射极电位被D828稳压管固定在6.2V，
而三极管be结正向压降要高于0.7V才能导通，所以Q822反偏截止，IC802-A
内部的发光二极管停止发光。见图④
125V(D822输出）
④
于是，IC802-B内部的光敏三极管得不到发光二极管的驱动而截止。当IC 801的⑥脚检测到光耦输出的误差检测电流为0时，IC 801的⑥脚内部的电流源I（olp）=73uA开始通过R817给电容C812充电。当FB/OLP端子（IC801的⑥脚)的电压升至 V（olp）=7.2V时，IC内部的比较器翻转，IC进入OLP锁定状态，开关电源停止工作。（见图③、④）
6．温度过热检测保护
温度过热检测保护电路置于IC内部，它的工作环境温度：-20到+120℃，最高工作结温：150℃，当环境温度超过120℃，或因电路过载使IC芯片温升达到150℃时，芯片内温度保护电路开始工作，使STR-W6854第⑦脚动作IC进入锁定保护状态，当温度降至允许值时，又会自动启动电源投入工作。因此外界温度和电路故障使IC长时间工作于150℃的结温环境下，会造成IC击穿损坏。
7．锁定电路
STR-W6854内藏OVP，OLP，TSD等多种保护电路。保护电路的动作以锁定方式进行的，锁定电路动作以后，振荡器的输出保持低电平，停止对电源电路的支持。锁定电路的保持电流在Vcc为9V时为120uA，在设计电源的启动电阻时需保证此项电流。为了防止保护电路由于干扰出现误动作，在IC内藏了定时器，只有OVP，OLP，TSD持续一段时间以后锁定电路才开始动作。由于锁定电路（IC 的控制器）始终处在工作状态，而T803停振，所以其副绕组不能通过D808给
C813提供足够的工作电压与电流，因而IC的消耗的电流将使Vcc电压下降。但是，当Vcc电压下降到IC停止电压Vcc（OFF）时，电路消耗的电流将下降到Icc （OFF）为50uA,IC801停止工作，不再耗电，于是Vcc又开始上升。这样，当IC801处于锁定状态时Vcc的电压将在Vcc（ON）和Vcc（OFF）之间变化，防止了Vcc端子电压的异常上升。
8．+125V稳压控制电路：
稳压控制主要由IC801第⑥脚识别控制。当+125V主负载电源电压升高时，通过误差取样电路R835、R834、VR802的分压后取得的样本电压也升高，即提供给Q822基极的取样电压升高了。而Q822的E极电位被稳压二极管D828固定在6.2V，（由于10V电压经D828的偏置电阻R833给稳压管D828提供偏置电流，这样D828才有为Q822的发射极提供稳定的6.2V电压的条件。）这样加在Q822的BE结上的压降就变大，通过Q822的BE结中的电流增大。所以当+125V主电源电压上升时，Q822的B极电压也上升，从而导致通过Q822的CE极的电流增大（Q822的导通程度变大），而Q822的C极与IC802这个光电耦合器②脚串联，所以会使通过IC802的①、②脚（IC802-A)的电流增加，IC802-A是IC802内置的发光二级管，当IC802第②脚电流增加，发光二极管的亮度也增强，这样就使连到电源初级的IC802这个光电耦合器的内置光敏三极管(IC802-B)的CE极（IC802④、③脚）电流增加（光敏三极管的导通程度变大），于是就拉低了IC802③脚的电位，而IC802③脚通过R816连接IC801（STR-6854)到第⑥脚，就使得IC801的第⑥脚的电压下降。至此次级电压的升高情况通过光电耦合器IC802反馈到了IC801的⑥脚，而IC801第⑥脚为控制输入脚，IC801的⑥脚内部调整模块和PWM等电路接到⑥脚反馈进来的电压降低的信号，就使调整管导通时间减少，促使T802⑦、⑨绕组中的开关脉冲占空比下降，次级绕组中感应到的能量就减少，输出电压就降低，直到主电源稳定到125V为止。
同理，当+125V主电源下降时，使IC801第⑥脚检测电压上升，经IC内部调整模块和PWM的作用，促使开关脉冲占空比上升，促使主负载输出的直流电压也上升，直到主电源稳定在125V为止。(见图⑤、⑥）
⑤⑥
9．300V稳压保护电路：
稳压电路主要由R806、D804、Q802、Q803、D810等组成。此电路工作于T802初级绕组（⑦、⑨脚绕组）的同极性感应时间，而且当桥式整流后加在开关变压器T802第⑦、⑨脚绕组上的直流电压低于300V时，本电路不工作，处于截止状态；而绕组上电压等于或高压300V时，电路才导通工作。
当T802第⑦、⑨脚绕组上直流电压低于300V时，T802第①、③脚绕组产生的同极性感应电压，经R806限流后，由D804整流得到的直流电压，送入Q802发射极，同时还经R807、VR801、R819分压后加到Q803基极。此时，由于Q803的基极电压低于7.5V，使Q803截止不导通（Q803的E极电压被稳压二极
管固定在6.8V，R810为D805提供偏置电流，使D805的稳压作用得以实现），从而使Q802也截止不导通。因正常工作时Q803的发射级为6.8V，只有Q803基极电压达到或超过7.5V时（6.8V+0.7V=7.5V,6.8V为Q803的E极电位，0.7V
为BE结导通电压），Q803才导通。因此，此时Q803的C极输出高电平，Q802截止，其C极无输出，D810反偏。（见图⑦）
⑦
当加在T802的初级（第⑦、⑨脚绕组）上直流电压等于和高于300V时，T802
第①、③脚绕组产生的同极性感应电压，经R806限流、D804整流得到直流电压，分成两路：一路送入Q802发射极，另一路经R807、VR801，R819分压后加到Q803基极。Q803的基极电压等于或高于7.5V，使Q803的发射结导通，从而使Q803导通，其集电极输出低电平，从而使Q802也导通，这样Q802集电极输出电压经D810钳位，送入IC801第④脚，当VCC电压达到IC801的极限保护值25.4V时，IC801内的保护电路开始启动，进入锁定状态，开关电源停振。
10．待机控制电路：
当处于待机状态时IC101（TMPA8859）第（64）脚输出低电平，使Q007截止，其集电极输出高电平，Q825基极接到微处理器的控制器Q007送来的高电平，使Q825正方向导通，集电极输出低电平，引起Q824截止，Q823的基极电位瞬间升高，使Q823导通且Q823集电极的瞬间电流很大，也就是说此瞬间流经
IC802-A的电流也很大，IC802内置的发光二级管的发光强度就突然增强，流经
IC802-B中的光敏三极管的电流也就突然增大，IC801的⑥脚得到的瞬间反馈电流也就很大，于是IC801将开关频率变得很低，开关变压器的次级的感应电压因而大大的下降，各输出级的电压也随之大大的下降。此时T802⑩脚输出电压经D825整流后的电压也大大下降，只有13V左右。见图⑧
待机、开机控制输入⑧
同时T802第（17）-（18）绕组输出电压也大大下降，经D823整流后，由D824钳位到Q821发射极时，Q821发射极的电压下降到2V都不到（在此状态下Q820、Q821集电极为13V左右，而Q820基极被D834稳压到9.1V），这样就使得Q820立即导通，于是Q821也就跟着导通，使Q821发射极电压为7.7V
（9.1V-0.7V-0.7V=7.7V），D824反偏截止只起隔离作用，7.7V电压加到Q009、Q010等组成的IC 101（ TMPA8859）外围的复位电路，给TMPA8859提供复位电压，同时还输出+5V的CPU工作电压（VCC)，使CPU仍可以正常工作，使IC101输出待机、开机指令。
当机器正常工作时，Q821发射极为D824输出的10V电压，而Q820的基极电压被D834稳定与9.1V，就使Q821的基极电压被锁定于9.1V-0.7V=8.4V比其发射机的10V电压低1.6V,所以Q821、Q820处于截止不导通状态。也就是说Q820和Q821没有工作，只是起一个隔离作用，Q821的集电极125V,发射极10V。见图⑧
值得注意的是，在待机时，由于初级绕组⑦、⑨中的开关脉冲频率大为下降，处于间歇振荡状态，T802④脚输出的经D808整流的为IC801④脚提供IC801工
作电源的VCC电压也大为下降，已不能满足IC801的需要，改由D803、Q801、D802组成的电路供给。见图⑨
⑨
个别单元电路功能介绍
（1）IC801第⑦脚RTFC端子作用：
RTFC端子用于TFC工作方式是调节调整管的导通时间T（on）。TFC是一个导通间固定，关断时间可调的工作方式。TFC端子外接的R818、C810组成了RC 振荡回路，以决定IC801在待机时的振荡频率。一般可根据待机负载对电源的要求来设计，一般通过调节R818的大小，得到合适的待机状态。
注意：减小R818的阻值，电源的待机的振荡频率可随之增加；反之，电源的待机的振荡频率可随之减小。但是，随着振荡频率的减小，MOSFET的峰值电流有增大的倾向，开关变压器可能出现噪音；随着振荡频率的增加，电源的待机功耗也有增大的倾向。所以要具体情况具体对待，选择合适的阻值。本机R818选择330K，C810选择0.015μ。
（2）IC801第⑤脚BD端子作用：
对Vds电压Bottom检测电路BD。此功能在QR，MBS工作方式时有效。当调整管的关断期间，检测由辅助绕组产生的Vds电压的Bottom信号，控制调整管的导通。OCP电路在调整管的导通期间，检测调整管的漏极电流，在漏极电流超过IC规定的阀值V（ocp）时，强制关断调整管，这是一个Pulse-by-pulse 方式的过电流保护电路，当OCP状态持续时间达到OLP端子的OLP动作时间常数以后，IC进入锁定状态。开关电流的检测是通过R（ocp）进行的，即通过R814进行的，当Id*R814V（ocp）=-0.65V时IC内部的比较器翻转，关断调整管。由于调整管的源极与控制器的公共端相连接，因此W6856的OCP电路是负电压的检测方式。使用此种负电压检测方式时，调整管的栅极电流不流经
R(ocp)，调整管的最大开关电流不受R（ocp）压降的影响。但是要注意使用负电压检测方式时，IC控制器公共端和电源的地是不相同的，R813和C814是为OCP信号而设置的滤波器。在QR、MBS工作方式时，MOSFET的动同是使用OCP/BD 端子信号的下降沿来控制的。为了降低调整管D 在导通是由于共振电容C809
的放电而引起的开关损耗，需要对该信号进行调节以使调整管在开关损耗最小的Vds的Bottom处导通，即在波谷导通。与开关损耗最小的Vds的Bottom位置相比，为了得以需要的BD信号，需要对辅助绕组的电压Vd进行延时，R813和C815就是为此而设置的延时电路。D806用于阻断调整管在导通期间的辅助绕组的电压。
（3）Q801、D802等组成待机时为IC801第④脚VCC供电。正常工作时，IC801第④脚通过T802第③、④绕组供电，第④脚电压经R812限流后，由D808整流得到18V电压；当待机时，T802各次级绕组输出电压都下降，使得次级③，④绕组电压也下降到2V左右，再经过D808整流得到的电压不能给IC801提供正常供电的18V，此时与 IC801第④脚联通的D802负极电压低于16.6V。由于Q801基极被D803稳压到18V，经Q801射随器输出17.3V，再经D802输出为16.6V，所以只要IC801第④脚VCC供电小于或等于16.6V时，Q801就导通为IC801供电。而正常工作时IC801的第④脚由D808整流得到18V电压，高于D802的导通条件16.6V,所以D802截止，Q801也就处于截止不导通状态。见图⑦
（4）R802、D801、C808、C817组成缓冲自激振荡电路的作用：由于T802开关变压器第⑦、⑨绕组工作于脉冲振荡状态，在STR-W6854内部调整管关断瞬间，由于电感中的电流不能突变，与之串联的T802⑨脚会产生一个很高的感生电动势，引起调整管漏极电压突然升高，这种尖峰电压将导致调整管炸管损坏。为了限制该电压的幅度，在电路中加入由R802、D801、C808、C817组成的缓冲器。
当MOSFET导通时，电源电压加在T802开关变压器第⑦、⑨绕组上，D801
反偏，电流只能由⑦、⑨绕组流向IC801的①脚，并向C817、C808充电，由于流经电感的电流不能突变，只能由零逐渐增加，那么这个逐渐增加的电流就会在T802中形成一个逐渐增加的磁通，于是变化的磁通就会产生一个自感电动势，而自感电动势总是阻碍电流的变化的，所以在MOSFET导通时，在⑦、⑨绕组上就会产生一个上正下负的自感电压以阻碍绕组中电流的增加。此时其它次级也会产生一个同极性的自感电压，不过由于各次级有二极管存在，以及对绕组绕向的特意设置，大多数次级并不向外输出功率。T802初级见图⑩
⑩当调整管关断时，同样由于电感中的电流不能突变，会由最大逐渐减小到零，这样就会在⑦、⑨绕组中产生一个阻碍这种变化的感生电动势，感生电压为下正上负，此时如果没有R802、D801、C808、C817的存在，电流就会突然中断，但电感中贮存的能量不可能凭空消失，就使漏极电压(IC801的①脚电压)急剧上升，如果MOSFET耐压足够高的话，能量就会在电路的某个尖端以电火花的形式放出，但现实中都以开关管炸管击穿的形式放出能量。
因此加入R802、D801、C808、C817后，D801受到正向偏置而导通，通过D801的钳位作用，使漏极电压上升速度被减慢。C808、C817的作用是在二极管未导通的瞬间，⑨脚先对C808充电以消去因二极管死区电压的存在而产生的尖脉
冲，保护IC801内部的MOSFET开关调整管,也保护D801不被尖峰脉冲击穿。C808与T802第⑦、⑨绕组组成LC并联振荡电路，可使电源工作于自激振荡状态。R802为C817提供放电通路，调整R802的大小可改变LC并联振荡电路的振荡频率。
这样在调整管关断的瞬间，T802第⑦、⑨绕组产生了⑨正⑦负的感生电压，MOSFET导通时充入的电量，此时在反向电压的充电作用下，经⑨→C808→C817→⑦形成回路。在此反向充电过程中，D801随着导通，电流经T802⑨→D801
→R802→⑦构成回路。此时，各次级也感应了与MOSFET导通时极性相反的电压，经各级相应的二极管整流后输出给各自的负载
SRT-W6856IC各引脚功能与对地正反向电阻故障分析
引脚符号功能说明用数字万用表对地测量（k）IC各脚电压
红接地黑接地待机开机
①D开关管漏极∞∞由于IC各引脚工作时含有交直流两种成份，故不能采用万用表测量各引脚电压值
②NC空脚空脚空脚
③S/GND开关管源极00
④VCC电源供电端∞∞
⑤OCP/BP过流保护端0．33 0．33
⑥FB/OLP过载保护端∞∞
⑦RTFC固定导通时间调整455 455
注意: STR-W6856与STR-W6854可以互换。
2012年10月17日
一、开关式稳压电源的基本工作原理 开关式稳压电源接控制方式分为调宽式和调频式两种，在实际的应用中，调宽式使用得较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数也为脉宽调制型。因此下面就主要介绍调宽式开关稳压电源。 调宽式开关稳压电源的基本原理可参见下图。 对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度，脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压Ｕ。可由公式计算， 即Uo=Um×T1/T 式中Um为矩形脉冲最大电压值；T为矩形脉冲周期；T1为矩形脉冲宽度。 从上式可以看出，当Um 与T 不变时，直流平均电压Uo 将与脉冲宽度T1 成正比。这样，只要我们设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄，就可以达到稳定电压的目的。 二、开关式稳压电源的原理电路 1、基本电路
图二开关电源基本电路框图 开关式稳压电源的基本电路框图如图二所示。 交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压进人高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。 控制电路为一脉冲宽度调制器，它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成。这部分电路目前已集成化，制成了各种开关电源用集成电路。控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例，以达到稳定输出电压的目的。 ２．单端反激式开关电源 单端反激式开关电源的典型电路如图三所示。电路中所谓的单端是指高频变换器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。所谓的反激，是指当开关管VT1 导通时，高频变压器Ｔ初级绕组的感应电压为上正下负，整流二极管VD1处于截止状态，在初级绕组中储存能量。当开关管VT1截止时，变压器Ｔ初级绕组中存储的能量，通过次级绕组及VD1 整流和电容Ｃ滤波后向负载输出。
相关开关电源原理及电路图 2012-06-03 17:39:37 来源:21IC 关键字：开关电源电路图 什么是开关电源?所谓开关电源，故名思议，就是这里有一扇门，一开门电源就通过，一关门电源就停止通过，那么什么是门呢，开关电源里有的采用可控硅，有的采用开关管，这两个元器件性能差不多，都是靠基极、(开关管)控制极(可控硅)上加上脉冲信号来完成导通和截止的，脉冲信号正半周到来，控制极上电压升高，开关管或可控硅就导通，由220V整流、滤波后输出的300V电压就导通，通过开关变压器传到次级，再通过变压比将电压升高或降低，供各个电路工作。振荡脉冲负半周到来，电源调整管的基极、或可控硅的控制极电压低于原来的设置电压，电源调整管截止，300V电源被关断，开关变压器次级没电压，这时各电路所需的工作电压，就靠次级本路整流后的滤波电容放电来维持。待到下一个脉冲的周期正半周信号到来时，重复上一个过程。这个开关变压器就叫高频变压器，因为他的工作频率高于50HZ低频。那么推动开关管或可控硅的脉冲如何获得呢，这就需要有个振荡电路产生，我们知道，晶体三极管有个特性，就是基极对发射极电压是0.65-0.7V是放大状态，0.7V以上就是饱和导通状态，-0.1V- -0.3V就工作在振荡状态，那么其工作点调好后，就靠较深的负反馈来产生负压，使振荡管起振，振荡管的频率由基极上的电容充放电的时间长短来决定，振荡频率高输出脉冲幅度就大，反之就小，这就决定了电源调整管的输出电压的大小。那么变压器次级输出的工作电压如何稳压呢，一般是在开关变压器上，单绕一组线圈，在其上端获得的电压经过整流滤波后，作为基准电压，然后通过光电耦合器，将这个基准电压返回振荡管的基极，来调整震荡频率的高低，如果变压器次级电压升高，本取样线圈输出的电压也升高，通过光电耦合器获得的正反馈电压也升高，这个电压加到振荡管基极上，就使振荡频率降低，起到了稳定次级输出电压的稳定，太细的工作情况就不必细讲了，也没必要了解的那么细的，这样大功率的电压由开关变压器传递，并与后级隔开，返回的取样电压由光耦传递也与后级隔开，所以前级的市电电压，是与后级分离的，这就叫冷板，是安全的，变压器前的电源是独立的，这就叫开关电源。 图开关电源原理图1
RC 缓冲 snubber 设计 Snubber 用在开关之间，图 4 显示了 RC snubber 的结构图，用 RC 电路可以降低管子的峰值电压及关断损耗和降低电流振铃现象。我们可以轻松选择一个snubber Rs ， Cs 网络，但是我们需要优化设计以达到更好的缓冲效果 快速 snubber 设计，为了达到 Cs 〉 Cp ，一个比较好的选择是 Cs 选择两倍大小的 Cp ，也就是两倍大小的开关管寄生电容及估算出来的 LAYOUT 布板电容，对于 Rs ，我们选择的标准是 Rs=Eo/Io ，这表示通过电流流向 Rs 的所产生的电压不能比输出电压还大。消耗在 Rs 上的电压大小我们可以通过储存在Cs 上的能量来估计。下式表示了储存在电容上的能量。 当电容 Cs 充放电的过程中，能量在电阻 Rs 上消耗，而这个过程中在一个给定的开关频率下平均的功率损耗如下所得： 因为振铃的发生，实际的功耗比上式要稍微大一些。 如下将用实例来演示一遍以上的简化设计步骤，现在用 IRF740 ，额定工作电流时 Io=5A ， Eo=160V ， IRF740 的 Coss=170pF ，布板寄生电容大概 40pF ，两倍 Cp 值大概 420pF 左右，我们选择一个 500V 的 mike snubber 电容，标准的容值有 390 和 470pF ，我们选择比价接近的 390pF ， Rs=Eo/Io=32W ，开关频率 fs 设为 100kHz 的话， Pdiss 大概为 1W 左右，选择一个寄生电感非常小的 2 W 的碳膜电阻作为 Rs 。 如果这种简化而实际有效的设计方法还不能有效减小峰值电压，那么我们可以增加 Cs ，或则使用如下的优化设计方法。 优化的 RC 滤波器设计 在一些情况下必须降低峰值电压及功率损耗很严重，我们可以借鉴以下的优化snubber 设计方法，以下是博士在一篇文章提出的经典的 Rcsnubber 优化设计方法，如下讨论其精粹的设计步骤。 在以下讨论中我们需要如下表的定义：
开关电源原理 一、开关电源的电路组成： 开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值 降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及 杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。 当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪 涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是 负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5 容量变小，输出的交流纹波将增大。
时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增 大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。 三、功率变换电路： 1、MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导 体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图： 3、工作原理： R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖峰电压和尖峰电流，这些元件组合一起，能很好地吸收尖峰电压和电流。从R3测得的电流峰值信号参与当前工作周波的占空比控制，因此是当前工作周波的电流限制。当R5上的电压达到1V时，UC3842停止工作，开关管Q1立即关断。 R1和Q1中的结电容C GS、C GD一起组成RC网络，电容的充放电直接影响着开关管的开关速度。R1过小，易引起振荡，电磁干扰也会很大；R1过大，会降低开关管的开关速度。Z1通常将MOS管的GS电压限制在18V以下，从而保护了MOS管。 Q1的栅极受控电压为锯形波，当其占空比越大时，Q1导通时间越长，变压器所储存的能量
开关电源维修 开关电源在工业自动化时代，已经被用于到所有行业，其精密电路板和对电流电源的严格要求，使得开关电源电路板维修成为PCB维修行业中难度比较大的一中常见故障设备。 在开关电源维修之前，我们必须了解开关电源的工作原理，电源先将高电压交流电通过全桥二极管整流以后成为高电压的波动直流电，再经过电容滤波以后成为较为平滑的高压直流电。这时，控制电路控制大功率开关管将高压直流电按照一定的高频频率分批送到高频变压器的初级。接着，把从次级线圈输出的降压后的高频低压交流电通过整流滤波转换为能使负载工作的低电压强电流的直流电。其中，控制电路是必不可少的部分。它能有效的监控输出端的电压值，并向功率开关管发出信号控制电压上下调整的幅度。在开关电源中，由于电源输入部分工作在高电压、大电流的状态下，故障率最高;其次输出直流部分的整流二极管、保护二极管、大功率开关三极管较易损坏，再就是脉宽调制器的反馈和保护部分。 一、在断电情况下 首先，在开关电源没通电前，先用万用表测一下高压电容两端的电压先。如果是开关电源不起振或开关管开路引起的故障，则大多数情况下，高压滤波电容两端的电压未泄放掉，此电压有300多伏，如果不小心被阁下玉手摸到，一定让你留下难忘的记忆! 由于检修电源要接触到220V高压电，人体一旦接触36V以上的电压就有生命危险。因此，在有可能的条件下，尽量先检查一下在断电状态下有无明显的短路、元器件损坏故障。首先，打开电源的外壳，检查保险丝是否熔断，再观察电源的内部情况，如果发现电源的
PCB板上元件破裂，则应重点检查此元件，一般来讲这是出现故障的主要原因;闻一下电源内部是否有糊味，检查是否有烧焦的元器件;问一下电源损坏的经过，是否对电源进行违规的操作，这一点对于维修任何设备都是必须的。在初步检查以后，还要对电源进行更深入地检测。 用万用表测量AC电源线两端的正反向电阻及电容器充电情况，如果电阻值过低，说明电源内部存在短路，正常时其阻值应能达到100千欧以上;电容器应能够充放电，如果损坏，则表现为AC电源线两端阻值低，呈短路状态，否则可能是开关管击穿。然后检查直流输出部分脱开负载，分别测量各组输出端的对地电阻，正常时，表针应有电容器充放电摆动，最后指示的应为该路的泄放电阻的阻值。否则多数是整流二极管反向击穿所致。 二、加电检测 在通过以上检测后，就可以进行加电测试。这时候才是关键所在，需要有一定的经验、电子基础及维修技巧。一般来讲应重点检查一下电源的输入端，开关三极管，电源保护电路以及电源的输出电压电流等。如果电源启动一下就停止，则该电源处于保护状态下，可直接测量PWM芯片保护输入脚的电压，如果电压超出规定值，则说明电源的处于保护状态下，应重点检查产生保护的原因。由于接触到高电压，建议没有电子基础的朋友需要小心操作。 三、常见故障 1.保险丝熔断 一般情况下，保险丝熔断说明电源的内部线路有问题。由于电源工作在高电压、大电流
彩电开关电源原理 A3电源： A3机芯电源最早出现在采用三洋公司的LA7680机芯上，故而得名，因其电路简洁、效率高、易扩展、易维修，现在已被各厂家广泛使用。 R520、R521、R522为起动电阻，R519、C514、R524、V513、T501的（1）、（2）绕组组成正反馈回路，C514为振荡电容。 V553 及周边元件、VD515、V511、V512组成稳压控制电路。R552为取样电阻，VD561为V553的发射极提供基准电压，当电源输出电压过高时， V553、VD515、V511、V512均导通程度增加，使开关管V513的基极被分流，输出电压随之下降；反之，若电源输出电压降低时，V553、 VD515、V511、V512均导通程度减少，使开关管V513的基极分流减少，输出电压随之上升。 VD518、VD519、R523组成过压保护电路。另外VD563也为过压保护。 C515的作用： 我们来看如果没有C515会怎样？当某一时刻开关变压器的（1）脚相对（2）脚为正时，一方面（1）脚的电压经R519、C514加到V513的基极，欲使V513饱和，但同时，该电压也经R526加到V512的基极，这样一来，V512饱和导通，而V512饱和导通将迫使V513截止，这就有矛盾了。 再来看加入C515的情况：同样当某一时刻开关变压器的（1）脚相对（2）脚为正，欲使V513饱和，这时该电压也经R526加到V512的基极，但由于有C515的存在，C515两端的电压不能突变，需经一定时间的延迟，或者说C515有一个充电过程，才会使V512饱和，这样就不会干扰V513的饱和了。显然，C515容量的大小决定了延迟的时间，这样也会影响V513基极脉冲的占空比，同样也会影响输出电压的大小，根据这一点，有人误认为C515 是振荡电容，这显然是不对的。 IX0689电源： IX0689电源被广泛运用于国内各种品牌的TA两片机中，是国产机用得最多的电源之一。 振荡电路 300V直流电压经R707、R724分压后，再由C735、L701加到N701的（12）脚，IX0689的（12）脚是内部开关管的B极，于是开关管开始导通，电流从（15）脚C极流入，从（13）脚E极流出，经R714、R710到热地。 T701的（3）、（5）脚为正反馈绕组，在开关管导通时，正反馈电压的极性是（5）正（3）负，（5）脚电压经V735、R713、L701加到N701的（12）脚，使开关管的电流进一步增大，如此循环使开关管很快饱和。 开关管饱和期间，电能转为T701中的磁能。随着N701（13）脚流出的电流不断增大，R710两端的压降也不断增大，当R710上的压降达到1V左右时，开关管开始退出饱和状态。 开关管一旦退出饱和，T701各绕组的感应电压极性全部翻转，正反馈绕组（3）、（5）脚的极性为（3）正（5）负，（5)脚的负电压经C713、R713、L701加到IX0689的（12）脚，使内部开关管的电流进一步减小，如此循环，使开关管迅速截止。 开关管截止期间，开关变压器次级各绕组的整流二极管全部导通，将储存在开关变压器中的磁场能转变为电能，供整机各路负载，同时，T701的（1）、（6）绕组与C717、C718、R710和C706构成振荡回路，当振荡半个周期后，重新使T701的（6）脚为正（1）脚为负，
高频开关电源电路原理分析 开关电源微介绍开关电源具有体积小、效率高的一系列优点。已广泛应用于各种电子产品中。然而，由于控制电路复杂，输出纹波电压高，开关电源的应用也受到限制。它 电源小型化的关键是电源的小型化，因此必须尽可能地减少电源电路的损耗。当开关电源工作在开关状态时，开关电源的开关损耗不可避免地存在，损耗随着开关频率的增加而增大。另一方面，开关电源中的变压器和电抗器等磁性元件和电容元件的损耗随着频率的增加而增加。它 在目前市场上，开关电源中的功率晶体管大多是双极型晶体管，开关频率可以达到几十kHz，MOSFET开关电源的开关频率可以达到几百kHz。必须使用高速开关器件来提高开关频率。对于开关频率高于MHz的电源，可以使用谐振电路，这被称为谐振开关模式。它可以大大提高开关速度。原则上，开关损耗为零，噪声非常小。这是一种提高开关电源工作频率的方法。采用谐振开关模式的兆赫变换器。开关电源可以通过高频开关模式很好的解决这一问题。对于高频开关电源而言，AC输入电压可以在进入变压器之前升压（升压前一般是50-60 KHz）。随着输入电压的升高，变压器以及电容等元器件的个头就不用像线性电源那么的大。这种高频开关电源正是我们的个人PC以及像VCR录像机这样的设备所需要的。需要说明的是，我们经常所说的开关电源其实是高频开关电源的缩写形式，和电源本身的关闭和开启式没有任何关系的。 开关电源分类介绍开关电源具有多种电路结构：（1）根据驱动方式，存在自激和自激。它2）根据DC／DC变换器的工作方式：（1）单端正激和反激、推挽式、半桥式、全桥式等；2）降压式、升压式和升压式。它 （3）根据电路的组成，有谐振和非谐振。它 （4）根据控制方式分为：脉宽调制（PWM）、脉冲频率调制（PFM）、PWM和PFM混合。（5）根据电源隔离和反馈控制信号耦合方式，存在隔离、非隔离和变压器耦合、光电耦合等问题。这些组合可以形成各种开关模式电源。因此，设计者需要根据各种模式的特点，
开关电源电路详解图 一、开关电源的电路组成 开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。 开关电源的电路组成方框图如下： 二、输入电路的原理及常见电路 1、AC 输入整流滤波电路原理： ①防雷电路：当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1 组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3 会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。
2、DC 输入滤波电路原理： ①输入滤波电路：C1、L1、C2组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。C3、C4 为安规电容，L2、L3为差模电感。 ② R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7组成抗浪涌电路。在起机的瞬间，由于C6的存在Q2不导通，电流经RT1构成回路。当C6上的电压充至Z1的稳压值时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。 三、功率变换电路 1、MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图： 3、工作原理： R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖
输入欠压保护电路 输入欠压保护电路一 1、概述（电路类别、实现主要功能描述）： 该电路属于输入欠压电路，当输入电压低于保护电压时拉低控制芯片的供电Vcc，从而关闭输出。 2、电路组成（原理图）： 3、工作原理分析(主要功能、性能指标及实现原理): 当电源输入电压高于欠压保护设定点时，A点电压高于U4的Vref，U4导通，B点电压为低电平，Q4导通，Vcc供电正常；当输入电压低于保护电压时，A 点电压低于U4的Vref，U4截止，B点电压为高电平，Q4截止，从而Vcc没 有电压，此时Vref也为低电平，当输入电压逐渐升高时，A点电压也逐渐升高，当高于U4的Vref，模块又正常工作。R4可以设定欠压保护点的回差。4、电路的优缺点 该电路的优点：电路简单，保护点精确 缺点：成本较高。 5、应用的注意事项： 使用时注意R1，R2的取值，有时候需要两个电阻并联才能得到需要的保护点。还需要注意R1，R2的温度系数，否则高低温时，欠压保护点相差较大。输入欠压保护电路二 1、概述（电路类别、实现主要功能描述）： 输入欠压保护电路。当输入电压低于设定欠压值时，关闭输出；当输入电压 升高到设定恢复值时，输出自动恢复正常。 2、电路组成（原理图）：
3、工作原理分析(主要功能、性能指标及实现原理): 输入电压在正常工作范围内时， Va大于VD4的稳压值，VT4导通，Vb为0电位，VT5截止，此时保护电路不起作用；当输入电压低于设定欠压值时，Va小于VD4的稳压值，VT4截止，Vb为高电位，VT5导通，将COMP（芯片的1脚）拉到0电位，芯片关闭输出，从而实现了欠压保护功 能。 R21、VT6、R23组成欠压关断、恢复时的回差电路。当欠压关断时,VT6导通，将R21与R2并联，；恢复时，VT6截止， ，回差电压即为(Vin’-Vin)。 4、电路的优缺点 优点：电路形式简单，成本较低。 缺点：因稳压管VD4批次间稳压值的差异，导致欠压保护点上下浮动，大批量生产时需经常调试相关参数。 5、应用的注意事项： VD4应该选温度系数较好的稳压管，需调试的元件如R2应考虑多个并联以方便调试。 输出过压保护电路 输出过压保护电路一 1、概述（电路类别、实现主要功能描述）：
RC缓冲电路snubber设计原理 RC 缓冲snubber 设计 Snubber 用在开关之间，图4 显示了RC snubber 的结构图，用RC 电路可以降低管子的峰值电压及关断损耗和降低电流振铃现象。我们可以轻松选择一个snubber Rs ，Cs 网络，但是我们需要优化设计以达到更好的缓冲效果 快速snubber 设计，为了达到Cs 〉Cp ，一个比较好的选择是Cs 选择两倍大小的Cp ，也就是两倍大小的开关管寄生电容及估算出来的LAYOUT 布板电容，对于Rs ，我们选择的标准是Rs=Eo/Io ，这表示通过电流流向Rs 的所产生的电压不能比输出电压还大。消耗在Rs 上的电压大小我们可以通过储存在Cs 上的能量来估计。下式表示了储存在电容上的能量。 当电容Cs 充放电的过程中，能量在电阻Rs 上消耗，而这个过程中在一个给定的开关频率下平均的功率损耗如下所得： 因为振铃的发生，实际的功耗比上式要稍微大一些。 如下将用实例来演示一遍以上的简化设计步骤，现在用IRF740 ，额定工作电流时Io=5A ，Eo=160V ，IRF740 的Coss=170pF ，布板寄生电容大概40pF ，两倍Cp 值大概420pF 左右，我们选择一个500V 的mike snubber 电容，标准的容值有390 和470pF ，我们选择比价接近的390pF ， Rs=Eo/Io=32W ，开关频率fs 设为100kHz 的话，Pdiss 大概为1W 左右，选择一个寄生电感非常小的 2 W 的碳膜电阻作为Rs 。
如果这种简化而实际有效的设计方法还不能有效减小峰值电压，那么我们可以增加Cs ，或则使用如下的优化设计方法。 优化的RC 滤波器设计 在一些情况下必须降低峰值电压及功率损耗很严重，我们可以借鉴以下的优化snubber 设计方法，以下是W.McMurray 博士在一篇文章提出的经典的Rcsnubber 优化设计方法，如下讨论其精粹的设计步骤。 在以下讨论中我们需要如下表的定义：
几种实用的直流开关电源保护电路 1 引言 随着科学技术的发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，因此直流开关电源开始发挥着越来越重要的作用，并相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了直流开关电源[1-3].同时随着许多高新技术，包括高频开关技术、软开关技术、功率因数校正技术、同步整流技术、智能化技术、表面安装技术等技术的发展，开关电源技术在不断地创新，这为直流开关电源提供了广泛的发展空间[4].但是由于开关电源中控制电路比较复杂，晶体管和集成器件耐受电、热冲击的能力较差，在使用过程中给用户带来很大不便。为了保护开关电源自身和负载的安全，根据了直流开关电源的原理和特点，设计了过热保护、过电流保护、过电压保护以及软启动保护电路。 2 开关电源的原理及特点 2.1工作原理 直流开关电源由输入部分、功率转换部分、输出部分、控制部分组成。功率转换部分是开关电源的核心，它对非稳定直流进行高频斩波并完成输出所需要的变换功能。它主要由开关三极管和高频变压器组成。图1画出了直流开关电源的原理图及等效原理框图，它是由全波整流器，开关管V，激励信号，续流二极管Vp，储能电感和滤波电容C组成。实际上，直流
开关电源的核心部分是一个直流变压器。 2.2特点 为了适应用户的需求，国内外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是通过改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（Mn-Zn）材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度下获得高的磁性能，同时SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、薄。因此直流开关电源的发展趋势是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。 直流开关电源的缺点是存在较为严重的开关干扰，适应恶劣环境和突发故障的能力较弱。由于国内微电子技术、阻容器件生产技术以及磁性材料技术与一些技术先进国家还有一定的差距，因此直流开关电源的制作技术难度大、维修麻烦和造价成本较高， 3 直流开关电源的保护 基于直流开关电源的特点和实际的电气状况，为使直流开关电源在恶劣环境及突发故障情况下安全可靠地工作，本文根据不同的情况设计了多
常用直流开关电源的保护电路设计 概述 随着科学技术的发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，因此直流开关电源开始发挥着越来越重要的作用，并相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了直流开关电源[1-3]。同时随着许多高新技术，包括高频开关技术、软开关技术、功率因数校正技术、同步整流技术、智能化技术、表面安装技术等技术的发展，开关电源技术在不断地创新，这为直流开关电源提供了广泛的发展空间。但是由于开关电源中控制电路比较复杂，晶体管和集成器件耐受电、热冲击的能力较差，在使用过程中给用户带来很大不便。为了保护开关电源自身和负载的安全，根据了直流开关电源的原理和特点，设计了过热保护、过电流保护、过电压保护以及软启动保护电路。 2 开关电源的原理及特点 2.1工作原理 直流开关电源由输入部分、功率转换部分、输出部分、控制部分组成。功率转换部分是开关电源的核心，它对非稳定直流进行高频斩波并完成输出所需要的变换功能。它主要由开关三极管和高频变压器组成。图1画出了直流开关电源的原理图及等效原理框图，它是由全波整流器，开关管V，激励信号，续流二极管Vp，储能电感和滤波电容C组成。实际上，直流开关电源的核心部分是一个直流变压器。 2.2特点 为了适应用户的需求，国内外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是通过改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体(Mn-Zn)材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度下获得高的磁性能，同时SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、薄。因此直流开关电源的发展趋势是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。 直流开关电源的缺点是存在较为严重的开关干扰，适应恶劣环境和突发故障的能力较弱。由于国内微电子技术、阻容器件生产技术以及磁性材料技术与一些技术先进国家还有一定的差距，因此直流开关电源的制作技术难度大、维修麻烦和造价成本较高， 3 直流开关电源的保护 基于直流开关电源的特点和实际的电气状况，为使直流开关电源在恶劣环境及突发故障情况下安全可靠地工作，本文根据不同的情况设计了多种保护电路。 3.1过电流保护电路
水温测量与控制电路的设计与仿真 1设计任务与要求 温度测量，测量范围0～100 ℃； 控制温度±1 ℃； 控制通道输出为双向晶闸管或继电器，一组转换触点为市电（220V，10A）。 学习并运用proteus仿真软件，绘制电路图，进行基本的仿真实验对所设计的电路进行分析与调试。 2方案设计与论证 温度控制器是实现可测温度和控制温度的电路，通过对温度控制电路的设计、调试了解温度传感器的性能，学会在实际电路中的应用。进一步熟悉集成运算放大器的线性和非线性应用。 Proteus介绍： Proteus 软件是由英国 Labcenter Electronics 公司开发的EDA工具软件，已有近20年的历史，在全球得到了广泛应用。Proteus 软件的功能强大，它集电路设计、制版及仿真等多种功能于一身，不仅能够对电工、电子技术学科涉及的电路进行设计与分析，还能够对微处理器进行设计和仿真，并且功能齐全，界面多彩，是近年来备受电子设计爱好者青睐的一款新型电子线路设计与仿真软件。 Proteus软件和我们手头的其他电路设计仿真软件最大的不同即它的功能不是单一的。它的强大的元件库可以和任何电路设计软件相媲美；它的电路仿真功能可以和Multisim相媲美，且独特的单片机仿真功能是Multisim 及其他任何仿真软件都不具备的；它的PCB电路制版功能可以和Protel相媲美。它的功能不但强大，而且每种功能都毫不逊于Protel，是广大电子设计爱好者难得的一个工具软件。
Proteus具有和其他EDA工具一样的原理图编辑、印刷电路板(PCB)设计及电路仿真功能，最大的特色是其电路仿真的交互化和可视化。通过Proteus 软件的VSM(虚拟仿真模式)，用户可以对模拟电路、数字电路、模数混合电路、单片机及外围元器件等电子线路进行系统仿真 Proteus软件由ISIS和ARES两部分构成，其中ISIS是一款便捷的电子系统原理设计和仿真平台软件，ARES是一款高级的PCB布线编辑软件。 Proteus ISIS的特点有： 实现了单片机仿真和SPICE电路仿真的结合。具有模拟电路仿真、数字电路仿真、单片机及其外围电路组成的系统仿真、RS232动态仿真、I2C调试器、SPI调试器、键盘和LCD系统仿真等功能；有各种虚拟仪器，如示波器、逻辑分析仪、信号发生器等。 具有强大的原理图绘制功能。 支持主流单片机系统的仿真。目前支持的单片机类型有68000系列、8051系列、AVR系列、PIC12系列、PIC16系列、PIC18系列、Z80系列、HC11系列以及各种外围芯片。 提供软件调试功能。在硬件仿真系统中具有全速、单步、设置断点等调试功能，同时可以观察各个变量、寄存器等的当前状态，因此在该软件仿真系统中，也必须具有这些功能；同时支持第三方的软件编译和调试环境，如Keil C51 uVision2等软件。 2.1温度控制系统的基本原理： 温度测量与控制原理框图如图下所示。本电路有温度传感器，K-OC变换、控制温度设置、数字电压表（显示）和放大器等部件组成。温度传感器的作用是把温度信号转换成电流信号或电压信号，K-OC变换将热力学温度K 转换成摄氏温度OC。信号经放大器放大和刻度定标后由数字电压表直接显示温度值，并同时送入比较器与预先设定的固定温度值进行比较，由比较器输出电平的高低变化来控制执行机构（如继电器）工作，实现温度的自动控制。 2.2AD590温度传感器简介： AD590是单片集成感温电流源，具有良好的互换性和线性性质，能够消
开关电源原理（希望能帮到同行的你更加深入的了解开关电源，温故而知新吗！！） 一、开关电源的电路组成[/b]：： 开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。 开关电源的电路组成方框图如下： 二、输入电路的原理及常见电路[/b]：： 1、AC输入整流滤波电路原理： ①防雷电路：当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防
止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。 2、 DC输入滤波电路原理： ①输入滤波电路：C1、L1、C2组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。C3、C4为安规电容，L2、L3为差模电感。 ② R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7组成抗浪涌电路。在起机的瞬间，由于C6的存在Q2不导通，电流经RT1构成回路。当C6上的电压充至Z1的稳压值时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。 三、功率变换电路[/b]：： 1、 MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图：
开关电源入门必读：开关电源工作原理超详细解析 第1页：前言：PC电源知多少 个人PC所采用的电源都是基于一种名为“开关模式”的技术，所以我们经常会将个人PC电源称之为——开关电源（Sw itching Mode P ow er Supplies，简称SMPS），它还有一个绰号——DC-DC转化器。本次文章我们将会为您解读开关电源的工作模式和原理、开关电源内部的元器件的介绍以及这些元器件的功能。 ●线性电源知多少 目前主要包括两种电源类型：线性电源（linear）和开关电源（sw itching）。线性电源的工作原理是首先将127 V或者220V市电通过变压器转为低压电，比如说12V，而且经过转换后的低压依然是AC交流电；然后再通过一系列的二极管进行矫正和整流，并将低压AC交流电转化为脉动电压（配图1和2中的“3”）；下一步需要对脉动电压进行滤波，通过电容完成，然后将经过滤波后的低压交流电转换成DC直流电（配图1和2中的“4”）；此时得到的低压直流电依然不够纯净，会有一定的波动（这种电压波动就是我们常说的纹波），所以还需要稳压二极管或者电压整流电路进行矫正。最后，我们就可以得到纯净的低压DC直流电输出了（配图1和2中的“5”） 配图1：标准的线性电源设计图
配图2：线性电源的波形 尽管说线性电源非常适合为低功耗设备供电，比如说无绳电话、PlayStation/W ii/Xbox等游戏主机等等，但是对于高功耗设备而言，线性电源将会力不从心。 对于线性电源而言，其内部电容以及变压器的大小和AC市电的频率成反比：也即说如果输入市电的频率越低时，线性电源就需要越大的电容和变压器，反之亦然。由于当前一直采用的是60Hz（有些国家是50Hz）频率的AC市电，这是一个相对较低的频率，所以其变压器以及电容的个头往往都相对比较大。此外，AC市电的浪涌越大，线性电源的变压器的个头就越大。 由此可见，对于个人PC领域而言，制造一台线性电源将会是一件疯狂的举动，因为它的体积将会非常大、重量也会非常的重。所以说个人PC用户并不适合用线性电源。 ●开关电源知多少 开关电源可以通过高频开关模式很好的解决这一问题。对于高频开关电源而言，AC输入电压可以在进入变压器之前升压（升压前一般是50-60KHz）。随着输入电压的升高，变压器以及电容等元器件的个头就不用像线性电源那么的大。这种高频开关电源正是我们的个人PC以及像VCR录像机这样的设备所需要的。需要说明的是，我们经常所说的“开关电源”其实是“高频开关电源”的缩写形式，和电源本身的关闭和开启式没有任何关系的。 事实上，终端用户的PC的电源采用的是一种更为优化的方案：闭回路系统（closed loop system）——负责控制开关管的电路，从电源的输出获得反馈信号，然后根据PC的功耗来增加或者降低某一周期内的电压的频率以便能够适应电源的变压器（这个方法称作PW M，Pulse W idth Modulation，脉冲宽度调制）。所以说，开关电源可以根据与之相连的耗电设备的功耗的大小来自我调整，从而可以让变压器以及其他的元器件带走更少量的能量，而且降低发热量。 反观线性电源，它的设计理念就是功率至上，即便负载电路并不需要很大电流。这样做的后果就是所有元件即便非必要的时候也工作在满负荷下，结果产生高很多的热量。 第2页：看图说话：图解开关电源 下图3和4描述的是开关电源的PW M反馈机制。图3描述的是没有PFC(P ow er Factor Correction，功率因素校正)电路的廉价电源，图4描述的是采用主动式PFC设计的中高端电源。 图3：没有PFC电路的电源 图4：有PFC电路的电源 通过图3和图4的对比我们可以看出两者的不同之处：一个具备主动式PFC电路而另一个不具备，前者没有110/220V转换器，而且也没有电压倍压电路。下文我们的重点将会是主动式PFC电源的讲解。
电源电路 一、使用LM2575的降压开关电源 LM2575是可以输出1A电流，1A时效率高达80％以上的降压开关电源芯片，开关工作频率是52KHz。它的内部结构如下图所示： 它内置了功率管和过流保护电路，在外部只需加少量的滤波元件即可构成一个开关电源模块。在实际电路的设计中，对原电路做了一些改动： 在这个电路中，高压输入端加了一个二极管，防止不慎接反电源引起电容爆炸和芯片损坏。 保险丝是1A，防止输入电压超过40V或电源板内部短路引起的大电流造成的危害。 在图中，保险丝接在3300uF电容的后端，防止加电时电容大电流充电烧断保险丝。 3300uF的电容起储能和电源滤波的作用，在电池组供电时主要起储能作用，电容接在高压端更利于储能，因为如果电源暂时断电，稳压电路前面的电压逐渐下降不会影响输出电压。如果使用全、半波整流的工频交流或者高频开关电源供电，应该在这个电容上再并联一个瓷片电容来吸收高频。 LM2575和第一级滤波电路是按照LM2575的datasheet说明里接的，在后面又加了第二级滤波以进一步减小纹波。 发光二极管D2作输出只是，另外在空载时，D2可以提供一个负载，使空载电压不至于偏离稳压值。
在机器人的应用中，LM2575把24～30V的电压降至9～12V，供传感器板和主控板使用。主控板带有线性稳压，所以本电路对输出电压的精确程度要求不是很高，所以在输出端又串接了一个肖特基二极管防止用户错把高压接到输出端。如果该电源板直接对单片机供电，这个二极管不能接，而且最好把电源部分集成到主控板上，防止连线不当造成的干扰。 所有电感用黑色铁氧体磁芯自己绕制，不要用色环电感（小于200mA的除外）。漆包线直径0.51mm。L1用磁罐，L2用磁环。 二、使用比较器的降压开关电源 使用滞回比较器作自激振荡的12V 1A开关稳压电源,是工控主板用5V 10A开关电源（项目被取消，未实际制作）的技术验证机。 比较器A接成滞回比较器作自激振荡，C1起加速作用。自激振荡开关稳压电源的原理可以参考《模拟电子线路》，科大版，刘同怀等著。但是这里添加了R4,C3作相位补偿，消除了接通电源瞬间输出端的过冲。C2和C4空着不用。 比较器B把L2（实际上是作为电阻使用）上的电压与R13上的电压作比较，去控制基准电压源，作电流限制和短路保护。 调整R1使电路带负载时工作在50KHz左右的开关频率上。 由simpw2.sch改出来的简化版（没有实际制作过）如下页图所示，用于替代传感器板发光管的供电。取消了电流限制电路，比较器换成了速度较高的LM311，从理论上来说工作频率能达到200KHz。滤波电感相应的减小，使用100uH的色环电感（最大电流依照传感器的需要而定），RC相位补偿电路的时间常数也相应的减小。 调整R1使电路带负载时工作在200KHz左右的开关频率上，这时输出的纹波比较小。 如果把开关电源跟别的电路放在一块电路板上，布线时注意要把开关电源部分的元件放在一起，靠近电源引入接头，和精密元件保持一定距离，并且“一点接地”。以免开关电源的高频电流在公共地线上流动，干扰其他电路。
FS1: 由变压器计算得到Iin值，以此Iin值(0.42A)可知使用公司共享料2A/250V，设计时亦须考虑Pin(max)时的Iin是否会超过保险丝的额定值。 TR1(热敏电阻): 电源启动的瞬间，由于C1(一次侧滤波电容)短路，导致Iin电流很大，虽然时间很短暂，但亦可能对Power产生伤害，所以必须在滤波电容之前加装一个热敏电阻，以限制开机瞬间Iin在Spec之内(115V/30A，230V/60A)，但因热敏电阻亦会消耗功率，所以不可放太大的阻值(否则会影响效率)，一般使用 SCK053(3A/5Ω)，若C1电容使用较大的值，则必须考虑将热敏电阻的阻值变大(一般使用在大瓦数的Power上)。
VDR1(突波吸收器): 当雷极发生时，可能会损坏零件，进而影响Power的正常动作，所以必须在靠AC输入端 (Fuse之后)，加上突波吸收器来保护Power(一般常用07D471K)，但若有价格上的考虑，可先忽略不装。 CY1，CY2(Y-Cap): Y-Cap一般可分为Y1及Y2电容，若AC Input有FG(3 Pin)一般使用Y2- Cap ，AC Input若为2Pin(只有L，N)一般使用Y1-Cap，Y1与Y2的差异，除了价格外(Y1较昂贵)，绝缘等级及耐压亦不同(Y1称为双重绝缘，绝缘耐压约为Y2的两倍，且在电容的本体上会有“回”符号或注明Y1)，此电路蛭蠪G所以使用 Y2-Cap，Y-Cap会影响EMI特性，一般而言越大越好，但须考虑漏电及价格问题，漏电(Leakage Current )必须符合安规须求(3Pin公司标准为750uA max)。 CX1(X-Cap)、RX1: X-Cap为防制EMI零件，EMI可分为Conduction及Radiation两部分，Conduction 规范一般可分为: FCC Part 15J Class B 、 CISPR 22(EN55022) Class B 两种，FCC测试频率在450K~30MHz，CISPR 22测试频率在150K~30MHz， Conduction 可在厂内以频谱分析仪验证，Radiation 则必须到实验室验证，X-Cap 一般对低频段(150K ~ 数M之间)的EMI防制有效，一般而言X-Cap愈大，EMI防制效果愈好(但价格愈高)，若X-Cap在0.22uf以上(包含0.22uf)，安规规定必须要有泄放电阻(RX1，一般为1.2MΩ 1/4W)。 LF1(Common Choke): EMI防制零件，主要影响Conduction 的中、低频段，设计时必须同时考虑EMI 特性及温升，以同样尺寸的Common Choke而言，线圈数愈多(相对的线径愈细)，EMI防制效果愈好，但温升可能较高。 BD1(整流二极管): 将AC电源以全波整流的方式转换为DC，由变压器所计算出的Iin值，可知只要使用1A/600V的整流二极管，因为是全波整流所以耐压只要600V即可。 C1(滤波电容): 由C1的大小(电容值)可决定变压器计算中的Vin(min)值，电容量愈大，Vin(min)愈高但价格亦愈高，此部分可在电路中实际验证Vin(min)是否正确，若AC Input 范围在90V~132V (Vc1 电压最高约190V)，可使用耐压200V的电容;若AC Input 范围在90V~264V(或180V~264V)，因Vc1电压最高约380V，所以必须使用耐压400V的电容。 D2(辅助电源二极管): 整流二极管，一般常用FR105(1A/600V)或BYT42M(1A/1000V)，两者主要差异: 耐压不同(在此处使用差异无所谓) VF不同(FR105=1.2V，BYT42M=1.4V) R10(辅助电源电阻): 主要用于调整PWM IC的VCC电压，以目前使用的3843而言，设计时VCC必须大于8.4V(Min. Load时)，但为考虑输出短路的情况，VCC电压不可设计的太高，以免当输出短路时不保护(或输入瓦数过大)。 C7(滤波电容): 辅助电源的滤波电容，提供PWM IC较稳定的直流电压，一般使用100uf/25V电容。