无源PFC原理分析以及应用

功率因数校正(英文缩写是PFC)是

目前比较流行的一个专业术语。PFC 是在20世纪80年代发展起来的一项新技术，其背景源于离线开关电源的迅速发展和荧光灯交流电子镇流器的广泛应用。PFC 电路的作用不仅仅是提高线路或系统的功率因数，更重要的是可以解决电磁干扰(EMI)和电磁兼容(EMC)问题。

线路功率因数降低的原因及危害 导致功率因数降低的原因有两个，一个是线路电压与电流之间的相位角中，另一个是电流或电压的波形失真。前一个原因人们是比较熟悉的。而后者在电工学等书籍中却从未涉及。

功率因数(PF)定义为有功功率(P)与视在功率(S)之比值，即PF=P/S 。对于线路电压和电流均为正弦波波形并且二者相位角Φ时，功率因数PF 即为COS Φ。由于很多家用电器(如排风扇、抽油烟机等)和电气设备是既有电阻又有电抗的阻抗负载，所以才会存在着电压与电流之间的相位角Φ。这类电感性负载的功率因数都较低(一般为0.5-0.6)，说明交流(AC)电源设备的额定容量不能充分利用，输出大量的无功功率，致使输电效率降低。为提高负载功率因数，往往采取补偿措施。最简单的方法是在电感性负载两端并联电容器，这种方法称为并联补偿。

PFC 方案完全不同于传统的“功率因数补偿”，它是针对非正弦电流波形而采取的提高线路功率因数、迫使AC 线路电流追踪电压波形的瞬时变化轨迹，并使电流与电压保持同相位，使系统呈纯电阻性的技术措施。

长期以来，像开关型电源和电子镇流器等产品，都是采用桥式整流和大容量电容滤波电路来实现AC-DC 转换的。由于滤波电容的充、放电作用，在其两端的直流电压出现略呈锯齿波的纹波。滤波电容上电压的最小值远非为零，与其最大值(纹波峰值)相差并不多。根据桥式整流二极管的单向导电性，只有在AC 线路电压瞬时值高于滤波电容上的电压时，整流二极管才会因正向偏置而导通，而当AC 输入电压瞬时值低于滤波电容上

的电压时，整流二极管因反向偏置而截止。也就是说，在AC 线路电压的每个半周期内，只是在其峰值附近，二极管才会导通(导通角约为70°)。虽然AC 输入电压仍大体保持正弦波波形，但AC 输入电流却呈高幅值的尖峰脉冲，如图l 所示。这种严重失真的电流波形含有大量的谐波成份，引起线路功率因数严重下降。若AC 输入电流基波与输入电压之间的位移角是Φ1，根据傅里叶分析，功率因数PF 与电流总谐波失真(度)THD 之间存在下面关系：

而是由二极管、电阻、电容和电感等无源元件组成。无源PFC 电路有很多类型，其中比较简单的无源PFC 电路由三只二极管和两只电容组成，如图2所示。这种无源PFC 电路的工作原理是：当50Hz 的AC 线路电压按正弦规律由0向峰值V m 变化的1/4周期内(即在0

中二极管VD2和VD3导通(VD1和VD4截止)，电流对电容C1并经二极管对C2充电。当V AC ，瞬时值达到V m ，因C1=C2，故C1和C2上的电压相同，均为1/2V m ，当AC 线路电压从峰值开始下降时，电容C1通过负载和二极管VD5迅速放电，并且下降速率比AC 电压按正弦规律下降快得多，故直到AC 电压瞬时值达到1/2V m 之前，VD2和VD3一直导通。当瞬时AC 电压幅值小于1/2V m 时，电容C2通过VD7和负载放电。当AC 输入电压瞬时值低于无源PFC 电路的DC 总线电压时，VD2和VD3截止，AC 电流不能通过整流二极管，于是I AC 出现死区。在AC 电压的负半周开始后的一段时间内，VD1和VD4不会马上导通。只有在AC 瞬时电压高于桥式整流输出端的DC 电压时，VD1和VD4才能因正向偏置而导通。

实测表明，对于未采取PFC 措施的电子镇流器，仅三次谐波就达60％(以基波为100％)，THD 会超过电流基波，PF 不超过0.6。线路功率因数过低和电流谐波含量过高，不仅会对造成电能巨大浪费，而且会对电力系统产生严重污染，影响到整个电力系统的电气环境，包括电力系统本身和广大用户。因此，IEC1000-3-2《家用电器及类似类电气设备发出的谐波电流限制》和IEC929(GB/T15144)《管形荧光灯交流电子镇流器的性能要求》等标准，都对AC 线路电流谐波作出了具体的限制要求。

为提高线路功率因数，抑制电流波形失真，必须采用PFC 措施。PFC 分无源和有源两种类型，目前流行的是有源PFC 技术。 无源PFC 电路

无源PFC 电路不使用晶体管等有源器件，

一旦VD1和VD4导通，C1和C2再次被

充电，于是出现与正半周类似的情况，得到图3所示的AC 线路输入电压V AC 和电流I AC 波形。

从图3可以看出，采用无源PFC 电路取代单只电容滤波，整流二极管导通角明显增大(大于120°)，AC 输入电流波形会变得平滑一些。在选择C1=C2=10μF/400V 的情况下，线

路功率因数可达0.92~0.94，三次电流谐波仅约

12％，五次谐波约18％，总谐波失真THD 约28~30％。但是，这种低成本的无源PFC 电路的DC

输出电压纹波较大，质量较差，数值偏低(仅约240V)，电流谐波成份并不能完全达到低畸变要求。当其应用于电子镇流器时，因其DC 输出电压脉动系数偏大，灯电流波峰比达2

以上，超出1.7的限制要求。欲提高无源PFC 的效果，电路则变得复杂，人们理所当然地会选择有源PFC 方案。

有源PFC 升压变换器

有源PFC 电路相当复杂，但半导体技术的发展为该技术的应用奠定了基础。基于功率因数控制IC 的有源PFC 电路组成一个DC-DC 升压变换器，这种PFC 升压变换器被置于桥式整流器和一只高压输出电容之间，也称作有源PFC 预调节器。有源PFC 变换器后面跟随电子镇流器的半桥逆变器或开关电源的DC-DC 变换器。有源PFC 变换器之所以几乎全部采用升压型式，主要是在输出功率一定时有较小的输出电流，从而可减小输出电容器的容量和体积，同时也可减小升压电感元件的绕组线径。 这种PFC 升压变换器的工作原理如下：当接通AC 线路后，由于电容C1容值仅为0.1~0.22 μ F ，只用作高频旁路，故桥式整流输出为100Hz 的正弦半波脉动电压(V PFC 变换器有不同的分类方法。按通过升压电感元件电流的控制方式来分，主要有连续导通模式(CCM)、不连续导通模式(DCM)及介于CCM 与DCM 之间的临界或过渡导通模式(TCM)三种类型。不论是哪一种类型的PFC 升压变换器，都要求其DC 输出电压高于最高AC 线路电压的峰值。在通用线路输入下，最高AC 线路电压往往达270V ，故PFC 变换器输出DC 电压至少是380V(270V √2V)，通常都设置在400V 的电平上。

工作在CCM 的PFC 变换器，输出功率达500W 以上乃至3kW,在DCM 工作的PFC 变换器，输出功率大多在60~250W ，应用比较广泛，

故在此作重点介绍。

工作于DCM 的有源PFC 升压变换器控制IC 有几十种型号，如ST 公司生产的L6560、西门子公司生产的TDA4817/TDA4862、摩托罗拉公司生产的MC33261/MC34261、三星公司生产的KA7524/KA7526、硅通公司生产的

SG3561等。其中，L6560、KA7524/KA7526和MC33261等，在国内直接可以采购，应用

比较广泛。这些器件全部采用8引脚DIP 或SO 封装，芯片电路组成大同小异，其基本组成包括以电压误差放大器为中心的电压控制环路和以一象限乘法器、电流感测比较器及零电流检测器等构成的电流控制环路。图4示出了DCM 升压型PFC 控制IC 的内部结构及由其组成的预变换器电路。

R )，亦即AC 半正矢。通过电阻R3的电流对电容C3充电，

当C3上的电压升至IC 的启动门限(大多为11V 左右)以上时，接通IC 电源电压(V CC )，IC 开始工作，并驱动PFC 开关VT1动作。一旦PFC 升压变换器进入正常运行状态，升压电感器T1的次级绕组则感生高频脉冲信号，经二极管VD5整流和电容C3滤波，为IC 提供工作电压和电流。桥式整流后的AC 输入电压，经R1和R2组成的电阻分压器分压，作为乘法器的一个输入(V M1)。升压变换器的DC 输出电压，在

电阻分压器下部电阻R9上的分压信号，反馈到IC 误差放大器的反相输入端，并与误差放

大器同相输入端上的参考电压V REF 比较，

产生一个DC 误差电压V EAO ，也输入到乘法器。乘法器的输出V MO 是两个输入(V M1和V M2)的结果，作为IC 电流感测比较器的参考。当IC 驱动VT1导通时，升压二极管VD6截止，流过L 的电流从0沿斜坡线性增加，并全部通过VT1和地回复。一旦I L 在开关周期内达到峰值，

VT1上的驱动PWM 脉冲变为零电平，VT1截止，电感器L 中的储能使VD6导通，通过L 的电流I L ，沿向下的斜坡下降。一旦I L 降为零，L 的次级绕

组产生一个突变电势被IC 的零电流检测器接收，IC 产生一个新的输出脉冲驱动VT1再次导通，开始下一个开关周期。IC 的电流检测逻辑电路同时受零电流检测器和电流传感比较器的控制，可确保在同一时刻IC 只输出一种状态的驱动信号。VT1源极串联电阻R7用作感测流过VT1的电流。只要R7上的感测电压超过电流传感比较器的触发门限电平，PFC 开关VT1则截止。当AC 线路电压从零按正弦规律变化时，乘法器输出V MO 为比较器建立的门限强迫通过L 的峰值电流跟踪AC 电压的轨迹。在各个开关周期内电感峰值电流形成的包迹波，正比于AC 输入电压的瞬时变化，呈正弦波波形。在两个开关周期之间，有一个电流为零的点，但没有死区时间，从而使AC 电流通过桥式整流二极管连续流动(二极管的导通角几乎等于180°)，整流平均电流即为AC 输人电流(为电感峰值电流的1/2)，呈正弦波波形，且与AC 线路电压趋于同相位，因而线路功率因数几乎为1(通常为0.98~0.995)，电流谐波含量符合IEC1000-3-2标准的规定要求。与此同时，由于PFC 电压控制环路的作用，PFC 变换器输出经提升的稳压DC 电压，纹波很大，频率为100Hz ，同样为正弦波。其控制原理与开关电

宜，无源PFC 电路目前很少被人们采用。 有源PFC 预变换器越来越多地被用于荧光灯和高压钠灯及金卤灯电子镇流器、高端AC-DC 适配器/充电器和彩电、台式PC 、监视器及各种服务器开关电源前端，以符合IEC1000-3-2等标准要求。此外，有源PFC 技术还被用于电机调速器等产品中。 图8示出了采用有源PFC 升压变换器的2×40W 双管荧光灯电子镇流器电路。AC 线路输入端L1、C1与C2及C3和C4组成EMI 滤波器，PFC 控制器KAT7524、磁性元件T1、功率开关VT1、升压二极管VD2及输出电容器C10等，组成有源PFC 升压变换器，磁环脉冲变压器T2．功率开关VT3和VT2及R14、C11和双向触发二极管D1AC(DB3)组成的振荡启动电路构成半桥逆变器电路，12、C12和L3、C13组成LC 串联谐振(灯启动)电路。由于采用了有源PFC 升压变换器电路，电子镇流器在AC 线路电压为220V 额定条件下，变换器效率达96％，输入线路功率因数PF ≥0.993，AC 输入电流总谐波失真THD ≤10.99％，其中二次谐波为0.51％，三次谐波为9.6％，五次谐波为4.7％，七次谐波为1.46％。电子镇流器AC 输入电压总谐波含量为4.23％。 有源PFC 升压变换器在开关电源应用中，为减少电路元件数量和印制电路板(PCB)空间，提高功率密度，大多是将PFC 控制电路与PWM 控制器组合在一起，集成到同一芯片上，从而提高了开关电源的性能价格比，同时也简化了设计。

CCM 功率因数控制器IC 的代表性产品有UC1854、ML4821，LT1248、LT1249、L4981和NCP1650等，这些IC 大多采用16引脚封装，其共同特征之一是内置振荡器。像开关电源用PWM/PFC 组合IC(如ML4803和CM6800等)中的PFC 电路，全部属于CCM 平均电流这一类型。

源一样，其DC 输出电压在90~270V 的AC 输入电压范围内保持不变。

在DCM 下工作的PFC 升压变换器相关电压和电流波形如图5所示，图6为AC 线路输入电压和电流波形。

事实上，工作于DCM 的PFC 升压变换器开关频率不是固定的。在AC 输入电压从0增大的峰值时，开关频率逐渐降低。在峰值AC 电压附近，开关周期最大，而频率最低。

在连续模式(CCM)下工作的PFC 升压变换器采用固定频率高频PWM 电流平均技术。这类变换器的开关占空比是变化的，但开关周期相同。通过升压电感器和PFC 开关MOSFET 的电流在AC 线路电压的半周期之内(即0

除DCM 和CCM 的PFC 变换器之外，还有一种变换器工作在过渡模式(TM)，代表性控制器有L6561等。L6561内置THD 最佳化电路，在误差放大器输出端外部可连接RC 补偿网络，提供更低的AC 输入电流失真及保护功能。由L6561组成的PFC 升压变换器，输出功率达300W 。 应用简介

无源PFC 电路主要用于40W 以下电子镇流器中。由于有源PFC 控制IC 价格比较便

无桥PFC电路说明

无桥P F C电路说明文稿归稿存档编号：[KKUY-KKIO69-OTM243-OLUI129-G00I-FDQS58-

氮化镓 (GaN)技术由于其出色的开关特性和不断提升的品质，近期逐渐得到了电力转换应 用的青睐。具有低寄生电容和零反向恢复的安全GaN可实现更高的开关频率和效率，从而 为全新应用和拓扑选项打开了大门。连续传导模式 (CCM)图腾柱PFC就是一个得益于GaN 优点的拓扑。与通常使用的双升压无桥PFC拓扑相比，CCM图腾柱无桥PFC能够使半导体 开关和升压电感器的数量减半，同时又能将峰值效率推升到95%以上。本文分析了AC交叉区域内出现电流尖峰的根本原因，并给出了相应的解决方案。一个750W图腾柱PFC原型 机被构造成具有集成栅极驱动器的安全GaN，并且展示出性能方面的提升。 关键字—GaN；PFC；图腾柱；数字控制 I.?简介 当按下智能手机上的一个按钮时，这个手机会触发一个巨大的通信网络，并且连接到数千 英里之外的数据中心。承载通信数据时的功耗是不可见的，而又大大超过了人们的想象。 世界信息通信技术 (ICT) 生态系统的总体功耗正在接近全球发电量的10% [1]。单单一个数据中心，比如说位于北卡罗来纳州的脸谱公司的数据中心，耗电量即达到40MW。另外还有两个位于美国内华达州和中国重庆的200MW数据中心正在建设当中。随着数据存储和通 信网络的快速增长，持续运行电力系统的效率变得越来越重要。现在比以前任何时候都需 要对效率进行空前的改进与提升。 几乎所有ICT生态系统的能耗都转换自AC。AC输入首先被整流，然后被升压至一个预稳 压电平。下游的DC/DC转换器将电压转换为一个隔离式48V或24V电压，作为电信无线系 统的电源，以及存储器和处理器的内核电压。随着MOSFET技术的兴起和发展，电力转换 效率在过去三十年间得到大幅提升。自2007年生效以来，Energy Star（能源之星）80 PLUS效率评价技术规范 [2] 将针对AC/DC整流器的效率等级从黄金级增加到更高的白金级，并且不断提高到钛金级。然而，由于MOSFET的性能限制，以及与钛金级效率要求有 关的重大设计挑战，效率的改进与提升正在变慢。为了达到96%的钛金级峰值效率，对于 高压线路来说，功率因数校正 (PFC) 电路效率的预算效率应该达到98.5%及以上，对于低压电路，这个值应该不低于96.4%。发展前景最好的拓扑是无桥PFC电路，它没有全波AC 整流器桥，并因此降低了相关的传导损耗。[3] 对于不同无桥PFC的性能评价进行了很好 的总结。这个性能评价的前提是，所使用的有源开关器件为MOSFET或IGBT。大多数钛金 级AC/DC整流器设计使用图6中所示的拓扑 [3]，由两个电路升压组成。每个升压电路在 满功率下额定运行，不过只在一半AC线路周期内运行，而在另外周期内处于空闲状态。 这样的话，PFC转换器以材料和功率密度为代价实现了一个比较高的效率值 [4]。通常情 况下，由于MOSFET体二极管的缓慢反向恢复，一个图腾柱PFC无法在连续传导模式 (CCM) 下高效运行。然而，它能够在电压开关为零 (ZVS) 的变换模式下实现出色的效率值。数 篇论文中已经提到，PFC效率可以达到98.5%-99%。对于高功率应用来说，多个图腾柱升 压电路可以交错在一起，以提高功率水平，并且减少输入电流纹波。然而，这个方法的缺 点就是控制复杂，并且驱动器和零电流检测电路的成本较高。此外，因此而增加的功率组 件数量会产生一个低功率密度设计。因此，这个简单的图腾柱电路需要高效运行在CCM 下，以实现高功率区域，并且在轻负载时切换至具有ZVS的TM。通过使用这个方法，可以同时实现高效率和高功率密度。作为一款新兴半导体开关，氮化镓 (GaN) FET正在逐渐走向成熟，并且使此类应用成为可能。Transphorm公司已经在APEC 2013上展示了一款峰值效率达到99%的基于GaN的图腾柱CCM PFC [9]。[10-12] 还介绍了GaN器件出色的开关 特性，以及应用优势。为了更好地理解GaN特性，并且进一步解决应用中存在的顾虑，特 别是开关频率和交叉电流尖峰问题，这篇文章讨论了：II. GaN技术概述、III. 图腾柱CCM PFC控制、IV. 实验和V. 结论。 II. GaN技术概述

无桥PFC

(PFC)电路成为人们注意的焦点。设计人员去掉了转换器输入端的常规桥式整流电路,可以减少开关损耗,进一步提高效率。在这样的电路中,不存在由于导通损耗而降低效率的问题,且设计比较简单,需要的元件数量较少。 1没有使用桥式整流电路的电路 2 OCC PFC控制电路

3 常规电路和无桥式整流的电路的效率 PFC电路有一些难点。如图所示,电路的输入端没有二极管组成的桥式整流电路,而是在交流输入边有个升压电感器。在这个电路中,输出和输入并无直接的连接,于是就存在输入电压的感测、电流的感测和电磁干扰噪音等问题。特别是,由于升压电感器放在交流输入这边,因此很难感测作为输入的电网交流电压和电感器上的电流。 1所示的没有使用桥式电路的整流器的工作原理。升压电感器分成两半,形成升压电路。输出电路由个晶体管和个二极管组成。在交流电网电压的每一个半周中,其中一个起有源开关的作用,而另一个就起二极管的简单作用。在这对晶体管中,处于工作状态的那个晶体管,与一个二极管和输入电感器一起,组成升压转换器。输入电流由升压转换器来控制,随着输入电压而变化。 (OCC)方法 PFC电路,最常用的是平均电流控制和峰值电流控制,它们都是使用模拟乘法器的技术。最近,设计人员开始探讨其他的技术,其中包括单周控制的方法,如图所示。 OCC控制方法就很有优势。使用输出电压和电感器中的电流峰值来计算前后衔接的每个周期的占空比,所以,在使用方法时,需要的所有信息是从直流母线电压和电流那里得到的,不需要感测交流电网的电压,从而最大限度地提高了功率因数。而且,占空比控制着升压电路输入和输出之间的关系,电感器中的电流峰值可以自动地跟随输入电压的波形,这样就实现了功率因数校正的功能。由于所有必要的信息都是从电感器中的电流峰值和电压输出那里得到的,因此不需要感测输入电压。 (EMI)的特性一般与功率级的结构有关。对于常规的,输出的地总是通过桥式整流器与输入电网相连,引起共模噪音的唯一寄生电容是晶体管的漏极与地之间的寄生电容。对于不使用桥式整流的电路,其输出相对于作为输入的交流电网来讲是浮动的,这样就有几个寄生参数会引起晶体管漏极和地之间的共模噪音,以及地与输出端之间的共模噪音。在这种情况下,共模噪音比常规电路的共模噪音更加严重。为了解决这个问题,可以在不使用桥式整流的电路中增加两只电容器,在输入交流电网与输出电压的地之间形成一个高频通路。

5种无桥PFC

这里有六种无桥PFC, 分别是: 标准无桥PFC 这种PFC在正负半周的时候, 两个管子一个续流一个充当高频开关 这种拓扑的优点是使用功率元件比较少, 两个管子可以一起驱动, 这简化了驱动电路的设计, 同时让直接使用传统APFC的控制芯片成为可能. 但它同时存在几个问题, 电流流向复杂而且不共地, 电流采样困难, 有较大的共模干扰因此输入滤波器要仔细设计 针对头一个问题, ST公司和IR公司的一些应用文档中已经比较详细的介绍了两种比较可行的采用互感器的方法 双Boost无桥PFC 这种拓扑由标准无桥PFC改良而来, 增加了D3和D4作为低频电流的回路, S1和S2只作为高频开关而不参与低频续流 同标准无桥PFC, S1和S2能同时驱动, 而在两个低频二极管D3和D4之后插入取样电阻又可以像普通PFC简单地传感电流 同时这种拓扑具有更低的工模电流 但是这种拓扑必须使用两个电感, 电流流向有不确定性, 低频二极管和mos的体二极管可能同时导通, 增加了不稳定因素

双向开关无桥PFC S1和S2组成了双向开关, 他们可以同时驱动, 采用电流互感器可以很容易的检测电流, D1和D3为超快恢复二极管, D2和D4可以采用低频二极管 缺点在于整个电路的电势相对于大地都在剧烈变化, 会产生比标准无桥PFC更严重的EMC问题, 输出电压无法直接采样, 需要隔离采样(使用光耦, 但是会增加复杂度) 图腾柱PFC 由标准无桥PFC演化而来, 但是原理稍微改变 D1和D2为低频二极管, S1和S2的体二极管提供高频整流开关作用 这种电路具有较低的EMI, 使用元件较少, 设计可以很紧凑 但是S1和S2需要使用不同的驱动信号, 工频周期不同信号也不一样, 增加了控制的复杂性, S2不容易驱动(可以尝试IR2110等自举驱动芯片) S1和S2如果采用mos, mos的体二极管恢复较慢(通常数百ns)会产生较大的电流倒灌脉冲, 引起很大的损耗, 足以抵消无桥低损耗的优势 S1和S2如果采用IGBT, 虽然其体二极管的性能没问题, 但是其导通压降比较大, 也会产生很高的损耗, 尤其是在低电压输入的情况下 现在有一些国外公司在研制GaN和SiC高性能开关管, 开关速度极快, 没有体二极管反向恢复问题, 这些技术尚在研发中, 现在是在市场上见不到这些产品的. 如果未来这些高性能器件能大规模普及, 图腾柱PFC将有机会成为最流行最高效

无桥PFC方案应用2

无桥PFC方案，99%以上效率
PFC + LLC 原理图 效率99.4% Totem-pole PFC, bridgeless PFC Totem pole PFC, Totem pole boost
1000W 无桥PFC方案 2400W 无桥PFC方案
TPH3006PS TPH3206PS TPH3002PS TPH3202PS TPH3205WS TPH3206LD TPH3202LD

PFC的演变史
1， 传统的，整流流桥+单极PFC
功率不能太大。受限于整流桥的VF及MOSFET的开关损耗。低效
AC
2，传统的大功率方案。采用交错式PFC，
AC
采用两个电感，两个MOSFET，体积加大，功率提升但效率不高。
3，采用无桥PFC，但使用的是硅MOSFET，双电感。
由于硅MOSFET体内寄生二极管太慢Trr及MOSFET的开关损耗较大Qgd 有关。同时必须采用碳化硅二极管（价高） 双电感，体积依然大，硅MOSFET工作在高频损耗太大。
4，采用氮化镓MOSFET，无桥，只需一个电感。
利用氮化镓体内无二极管但有二极管特性特点，及氮化镓低低的开关损 耗特性。很容易实现大功率的无桥PFC，只需一个电感，同时无需用碳 化硅二极管。成本/体积上大大优化。

硅无桥PFC与氮化镓无桥PFC的区别
? ? 传统用的无桥需要2MOSFET，2电感，2碳化硅 二极管（D1,D2)才能实现高效率 采用氮化镓的图腾无桥PFC只要一个电感，2个 氮化镓MOS,另D1,D2可以用二极管也可以从等 同内阻的硅MOSFET以实现更高效率 就现阶段氮化镓无桥的方案已比传统的低了 （传统的会用上两个高碳货硅二极管及多用一 个电感） 同时因氮化镓适合高频。采用氮化镓高频化的 无桥PFC后，体积大大变小，综合成本更有优 势/效率依然很高
?
传统Dual‐boost无桥PFCPFC
?
此设计是利用氮化镓体内二极管超低的 反向恢复特性来实现高效低成本。
氮化镓的图腾无桥 PFC

大功率无桥PFC研究

PFC是一种解决传统AC整流电路引起的电网污染问题的电路.常规整流滤波电路的整流桥只有在输入正弦波电压接近峰值时才会导通,因此导致了输入电流程严重非正弦性,导致输入产生了大量谐波电流成份,降低了电网的利用率同时有潜在的干扰其他电器的可能.PFC电路通过对输入AC电流进行'整形',使输入电流为近似和输入电压同相位的正弦波,达到了输入功率接近1的可能. 常用的PFC电路均为Boost升压拓扑,根据Boost拓扑在不同工作模式(DCM\BCM\CCM)下的特性不同,控制方法可以分为3种。BCM和CCM采用的较多,BCM为变频控制,可以实现零电压开启(降低开通损耗),但是较高的开关管有效电流限制了它只能在中小功率的场合,大功率场合是CCM的天下。 对于CCM的PFC,主要问题是二极管的反向恢复问题,在反向恢复期间产生的大反向电流会产生额外的损耗还有潜在干扰电路的风险.具体可以通过增加RC电路(有损)或者ZVT技术(无损,但是比较复杂)进行解决,这里暂时不进行讨论。由于PFC通常被设计成宽电压输入模式(85-265V输入)，在低输入电压时输入电流会比较大,当输出功率比较大时,各功率器件尤其是输入整流桥的电流压力和散热压力尤为明显.如下图 当开关管开通时,电流会经过2个低速整流二极管,1个mos管,当开关管关闭的时候,电流会经过2个低速整流管和1个快恢复二极管。对于110V情况下输出1500W的PFC来说,整流桥损耗可达30W左右,是一个相当可观的数字，如果能通过改进拓扑取消掉整流桥,将会极大的提高效率.改进的电路如下图,它在每个正周期内和负周期内等效为1个普通的Boost拓扑:

无桥PFC电路说明

氮化镓 (GaN)技术由于其出色的开关特性和不断提升的品质，近期逐渐得到了电力转换应用的青睐。具有低寄生电容和零反向恢复的安全GaN可实现更高的开关频率和效率，从而为全新应用和拓扑选项打开了 大门。连续传导模式 (CCM)图腾柱PFC就是一个得益于GaN优点的拓扑。与通常使用的双升压无桥 PFC拓扑相比，CCM图腾柱无桥PFC能够使半导体开关和升压电感器的数量减半，同时又能将峰值效率推升到95%以上。本文分析了AC交叉区域内出现电流尖峰的根本原因，并给出了相应的解决方案。一个750W图腾柱PFC原型机被构造成具有集成栅极驱动器的安全GaN，并且展示出性能方面的提升。 关键字—GaN；PFC；图腾柱；数字控制 I.?简介 当按下智能手机上的一个按钮时，这个手机会触发一个巨大的通信网络，并且连接到数千英里之外的数据中心。承载通信数据时的功耗是不可见的，而又大大超过了人们的想象。世界信息通信技术 (ICT) 生态系 统的总体功耗正在接近全球发电量的10% [1]。单单一个数据中心，比如说位于北卡罗来纳州的脸谱公司 的数据中心，耗电量即达到40MW。另外还有两个位于美国内华达州和中国重庆的200MW数据中心正在建设当中。随着数据存储和通信网络的快速增长，持续运行电力系统的效率变得越来越重要。现在比以前任何时候都需要对效率进行空前的改进与提升。 几乎所有ICT生态系统的能耗都转换自AC。AC输入首先被整流，然后被升压至一个预稳压电平。下游的DC/DC转换器将电压转换为一个隔离式48V或24V电压，作为电信无线系统的电源，以及存储器和处理 器的内核电压。随着MOSFET技术的兴起和发展，电力转换效率在过去三十年间得到大幅提升。自2007年生效以来，Energy Star（能源之星）80 PLUS效率评价技术规范 [2] 将针对AC/DC整流器的效率等级 从黄金级增加到更高的白金级，并且不断提高到钛金级。然而，由于MOSFET的性能限制，以及与钛金 级效率要求有关的重大设计挑战，效率的改进与提升正在变慢。为了达到96%的钛金级峰值效率，对于高压线路来说，功率因数校正 (PFC) 电路效率的预算效率应该达到98.5%及以上，对于低压电路，这个值应该不低于96.4%。发展前景最好的拓扑是无桥PFC电路，它没有全波AC整流器桥，并因此降低了相关的传导损耗。[3] 对于不同无桥PFC的性能评价进行了很好的总结。这个性能评价的前提是，所使用的有源 开关器件为MOSFET或IGBT。大多数钛金级AC/DC整流器设计使用图6中所示的拓扑 [3]，由两个电路升压组成。每个升压电路在满功率下额定运行，不过只在一半AC线路周期内运行，而在另外周期内处于 空闲状态。这样的话，PFC转换器以材料和功率密度为代价实现了一个比较高的效率值[4]。通常情况下，由于MOSFET体二极管的缓慢反向恢复，一个图腾柱PFC无法在连续传导模式 (CCM) 下高效运行。然而，它能够在电压开关为零 (ZVS) 的变换模式下实现出色的效率值。数篇论文中已经提到，PFC效率可以达到98.5%-99%。对于高功率应用来说，多个图腾柱升压电路可以交错在一起，以提高功率水平，并且减少输入电流纹波。然而，这个方法的缺点就是控制复杂，并且驱动器和零电流检测电路的成本较高。此外，因此而增加的功率组件数量会产生一个低功率密度设计。因此，这个简单的图腾柱电路需要高效运行在CCM下，以实现高功率区域，并且在轻负载时切换至具有ZVS的TM。通过使用这个方法，可以同时实 现高效率和高功率密度。作为一款新兴半导体开关，氮化镓 (GaN) FET正在逐渐走向成熟，并且使此类应用成为可能。Transphorm公司已经在APEC 2013上展示了一款峰值效率达到99%的基于GaN的图腾柱CCM PFC [9]。[10-12] 还介绍了GaN器件出色的开关特性，以及应用优势。为了更好地理解GaN特性，

无桥PFC的优势及解决方案

无桥PFC的优势及解决方案 无桥PFC 的优势及解决方案 传统有源PFC 中，交流输入经过EMI 滤波后会经过二极管桥整流器，但在整流过程中存在功率耗散，其中既包括前端整流桥中两个二极管导通压降 带来的损耗，也包括升压转换器中功率开关管或续流二极管的导通损耗。据测算，在低压市电应用(@90 Vrms)中，二极管桥会浪费大约2%的能效。有鉴于此，近年来业界提出了无桥PFC 拓扑结构。实际上，如果去掉二极管整流桥，由此带来的能效提升效果很明显。这种PFC 电路采用1 只电感、两只功率MOSFET 和两只快恢复二极管组成。对于工频交流输入的正负半周期而言，这种无桥升压电路可以等效为两个电源电压相反的升压电路的组合。其中左边 的蓝色方框是PH1 为高电平、MOSFET 开关管M2 关闭时的开关单元，右边的橙色方框是PH2 为高电平、MOSFET 开关管M1 关闭时的开关单元。当PH1 为高电平、PH2 为低电平时，电路工作在正半周期，这时M2 相当于体二极管(body diode)，PH2 通过M2 接地;而当PH1 为低电平、PH2 为高电平时，电路工作在负半周期，这时M1 相当于体二极管，PH1 通过M1 接地。 图：传统的无桥PFC 结构示意图。 相对于传统PFC 段而言，这种无桥PFC 节省了由二极管整流桥导致的 损耗，但不工作MOSFET 的体二极管传递线圈电流。最终，这种结构消除了 线路电流通道中一个二极管的压降，提升了能效。但实际上，这种架构也存在 几处不便，因为交流线路电压不像传统PFC 那样对地参考，而是相对于PFC 段接地而浮动，这就需要特定的PFC 控制器来感测交流输入电压，而这种结构中的简单电路并不能完成这项任务。这种架构也不能方便地监测线圈电流。此

无桥PFC电路的EMI分析

无桥Boost PFC电路的EMI分析（转） 默认分类2010-01-15 12:09:51 阅读250 评论1 字号：大中小订阅 摘要：系统地介绍了目前出现的无桥Boost PFC主电路结构，对它们各自导通路径﹑EMI进行了对比分析。采用两种比较有代表性的无桥拓扑作为主电路结构，控制电路采用单周控制芯片IR1150，设计了试验样机，并对两种PFC电路的EMI进行了 测试分析。 关键词：功率因数校正（PFC ：Power Factor Correction）无桥EMI 1 引言 目前，功率因数校正一直在朝着效率高﹑结构简单﹑控制容易实现﹑减小EMI等方向发展，所以无桥Boost PFC电路[1]作 为一种提高效率的有效方式越来越受到人们的关注。 无桥Boost PFC电路省略了传统Boost PFC电路的整流桥，在任一时刻都比传统Boost PFC电路少导通一个二极管，所以降低了导通损耗，效率得到很大提高，本文就常见的几种无桥Boost PFC电路[2]进行了对比分析，并且对两种比较有代表性的无 桥电路进行了实验验证和EMI测试分析。 2 开关变换器电路的传导EMI分析 电磁干扰(EMI)可分为传导干扰和辐射干扰两种，当开关变换器电路的谐波电平在高频段(频率范围30 MHz以上)时，表现为辐射干扰，而当开关变换器电路的谐波电平在低频段(频率范围0.15～30 MHz)表现为传导干扰，所以开关变换器电路中主要是传导干扰。传导干扰电流按照其流动路径可以分为两类：一类是差模干扰电流,另一类是共模干扰电流。 以图1所示的Boost电路为例对开关变换器电路的EMI进行分析，该电路整流时产生的脉动电流给电路系统引入了大量的谐波，虽然在整流输出侧有一个电解电容C能滤除一些谐波，但是由于电解电容有较大的等效串联电感和等效串联电阻，所以电解电容不可能完全吸收这些谐波电流，有相当一部分谐波电流要与电解电容的等效串联电感和等效串联电阻相互作用，形成差模电流Idm返回交流电源侧，差模电流的传播路径如图1中带箭头的实线所示。开关管的高频通断产生很高的d v/d t，它与功率管和散热器之间的寄生电容Cp相互作用形成共模电流Icm，此共模电流通过散热器到达地，地线的共模电流又通过寄生电容Cg1和Cg2耦合到交流侧的相线和中线，从而形成共模电流回路，共模电流的传播路径如图1中带箭头的虚线所示。 图1 开关变换器的传导EMI传播路径 在主电路参数完全相同的情况下，各种常见无桥Boost PFC电路中形成的差模电流是相同的。而不同的是因开关管的位置以及二极管加入等原因造成的共模电流。所以本文主要分析的的是各种电路结构中共模干扰的情况，各点的寄生电容大小以各点到输入侧零线之间的电位变化大小和频率变化快慢来代替分析[3]。 3 常见无桥Boost PFC电路介绍 最基本的无桥PFC主电路结构如图2所示，由两个快恢复二极管（D1、D2）、两个开关管（S1、S2）电感（L1、L2）等组