开关电源频率提升的极限
1、器件的限制
对于一个开关管来说，在实际应用中，不是给个驱动就开，驱动撤掉就关了。它有开通延迟时间（tdon），上升时间（tr），关断延迟时间（tdoff），下降时间tf，对应的波形如下：
通俗的讲，开关管开通关断不是瞬间完成的，需要一定的时间，开关管本身的开关时间就限制了开关频率的提升。
以答主以前在台达实习，台达用在3kW的逆变器上的一款英飞凌600V的coolmos为例。看看这些具体的开关时间是多少
那么对于这个mos管来说，它的极限开关频率(在这种极限情况下，mos管刚开通就关
断)fs=1/(16+12+83+5)ns=8.6MHz，当然，在实际应用中，由于要调节占空比，不可能让开关管一开通就关断，所以实际的极限频率是远低于8.6MHz的，所以器件本身的开关速度是限制开关频率的一个因素。
2、开关损耗
当然，随着器件的进步，开关管开关的速度越来越快，尤其是在低压小功率场合，如果仅考虑器件本身的开关速度，开关频率可以run得非常高，但实际并没有，限制就在开关损耗上面。
下面给出开关管实际开通的时候对应的波形图
可以看到，开关管每开通一次，开关管DS的电压（Vds）和流过开关管的电流（Id）会存在交叠时间，从而造成开通损耗，关断亦然。假设每次开关管每开关一次产生的能量损耗是一定的，记为Esw，那么开关管的开关损耗功率就为Psw=Esw*fs，显然，开关频率越高，开关损耗越大。5M开关频率下开关损
耗比500K要大10倍，这对于重视效率的开关电源来说，显然是不可接受的。所以，开关损耗是限制开关频率的第二因素。
3、软开关的困难
题主提到了软开关，没错，软开关确实是解决开关损耗的有力手段。而在各种研究软开关的paper上，
提出了无数种让人眼花缭乱的软开关方案，似乎软开关能解决一切问题。但是实际工程应用和理论分析
不同，实际工程追求的是低成本，高效率，高可靠性，那些需要添加一堆辅助电路，或者要非常精确控
制的软开关方案在实际工程中其实都是不太被看好的，所以即使到现在，在工业界最常应用软开关的拓
扑也只要移相全桥和一些谐振的拓扑（比如LLC），至于题主提到的flyback,没错，我也听说过有准谐
振的flyback（但没研究过），但即使有类似的方案，对于能不能真正工程应用，题主也需要从我上面提到的几个问题去考量一下。
ps2 对于小功率高频电源，现在class E非常火，我觉得它火的原因就是电路简单，所以才能被工业界
接受，题主有兴趣可以去研究下。
4、高频化带来的一系列问题
假设上面的一系列问题都解决了，真正做到高频化还需要解决一系列工程上的问题，比如在高频下，电
路的寄生参数往往会严重影响电源的性能（如变压器原副边的寄生电容，变压器的漏感，PCB布线之间
的寄生电感和寄生电容等等），造成一系列电压电流波形震荡和EMI的问题，如何消除寄生参数的影响，甚至进一步地，如何利用寄生参数为电路服务，都是有待研究的问题。
ps，对于高频化应用的实际工程应用的问题，还有很重要的一块是高频驱动电路的设计，@桂涵东实验室这块做得比较好，可以邀请他来回答下。
当然，随着新器件（SiC, GaN）的兴起，开关电源高频化的研究方兴未艾，开关电源的高频化一定是趋势，而且有望给电力电子带来又一次革命。让我们拭目以待。
类似于在微电子产业中著名的摩尔定律，从1970年开始，电力电子变换器的功率密度大约每十年增加
一倍。这和功率半导体发展的轨迹密切相关，受益于硅器件封装和沟道结构不断的发展，开关频率已经
推到了兆赫兹级别，被动元件的体积不断减小，变换器提高了功率密度，但是高开关频率带来的高开关
损耗、高磁芯损耗使得整个系统损耗大幅增加，散热系统也随之增加，所以现在阻碍电力电子变换器功
率密度进一步提高的技术屏障在散热系统和高频电磁设计，以及先进的功率集成和封装技术。为了维持
这个功率密度的发展速度，很多电力电子前沿研究已经转移到散热基板研究，被动元件集成等方面的研究，所以题主你明白我的意思了吗？就算你现在把开关频率提到很高，功率密度也是被这些因素制约的。下面我稍微展开来说下：
1.开关损耗
开关损耗确实是限制因素之一，但是氮化镓器件的推出已经让开关损耗在1-3Mhz这个范围内变得可以
接受，我下面附一张图片，这是三家公司推出的650V的GaN device，可以看出最好的管子开通损耗已
经4uJ，关断损耗在8uJ(测试条件在400V, 12A)，还有一家叫RFMD的公司，其650V的管子基本可
以和Transphorm平齐。而同电压电流等级的硅器件很多管子都还在以mJ为单位。
下面在贴出一张低压氮化镓和硅器件的比较，可以看出，总体来说，驱动损耗也会变得很小。
还有一点很重要，宽禁带半导体的工作结温很高，以目前的工艺来说，Sic的结温可以工作到200°，氮
化镓可以工作到150°。而硅器件呢，我觉得最多100°就不得了。结温高，意味着相同损耗下，需要给
宽禁带半导体设计的散热器表面积要小很多，何况宽禁带半导体的损耗本身还小。
但是开关频率的提高，往往只能使用QFN或者其他一些表贴器件减少封装寄生参数，这给散热系统带
来了极大的挑战，原来To封装可以加散热器，减少到空气对流的热阻，而现在不行了。所以如果想在
高频下工作，第一问题就是解决散热，把高开关损耗导出去，尤其是在kW级别，散热系统非常重要。
现在学界解决这个问题的手段偏向于把器件做成独立封装，采用一种叫DCB的技术，用陶瓷基板散热，
器件从陶瓷上表面到下表面的热阻基本为0.4°C/W（有些人也用metal core PCB, 但是要加绝缘层，热
阻一般在4°C/W），而FR4为20°C/W。
总结一下，半导体不断在发展，开关损耗也在显著下降，而封装越来越小，现在来看，我们要做的是怎
么把那些热量从那么小的表贴封装下散出去。
2.EMI和干扰
在我接触EMI前，很多老工程师以他们有丰富的EMI调试经验来鄙视我们这些菜鸟，搞的我一直以为EMI是门玄学，也有很多人动不动就拿EMI出来吓人。我想说EMI确实很难理解，很难有精确的纸面
设计，但是通过研究我们还是能知道大概趋势指导设计，而不是一些工程嘴里完全靠trial and error的流程。我先给出结论，EMI确实和开关频率不成线性关系，某些开关频率下，EMI滤波器的转折频率较高，但是总体趋势而言，是开关频率越高，EMI体积越小！
我知道很多人开始喷我了，怎么可能，di/dt和dv/dt都大了，怎么可能EMI滤波体积还小了。我想说一句，共模和差模滤波器的没有区别，相同的截止频率下，高频的衰减更大！就算你高频下共模噪声越大，但是你的记住，这个频率下LC滤波器的衰减更大，想想幅频曲线吧。为了说明这个结论，我给出一些
定量分析结果。这些EMI分析均基于AC/DC三相整流，拓扑为维也纳整流。我分别给出了1Mhz和
500Khz的共模噪声，可以看出，500khz共模滤波器需要的截止频率为19.2kHz，1MHz为31.2kHz。
这张图给出了不同频率下共模和差模滤波器转折频率的关系，可以看出，一些低频点EMI滤波器体现出
了非常好的特性。例如70Khz，140Khz。而这两个开关频率是工业界常用的两个开关频率，非常讨巧，因为EMI噪声测试是150KHz到30MHz。不过这个也与拓扑有关。
以上数据均基于仿真，虽然不能精确的反应EMI噪声的大小，但是趋势肯定是正确的。说了这么多，我只想表明，开关频率的选取相当有学问。如果要以高功率密度为设计指标，开关频率并不是越高越好，而是有一个最佳转折点。下面2张图给出了维也纳整流器和BUCK-type整流器的功率密度趋势，可以看出，最佳功率密度点不是一个开关频率。对那些拍着脑瓜选开关频率，解决EMI问题并且鄙视过我的老工程师，我还是怀有很大敬意的，但是我想说的是，如果真正想设计一台最高功率密度的变换器，详细的考证是值得的，还不是单纯依靠经验，况且经验背后也是一定有理论支持。
我不禁问个问题，都有EMI滤波器，EMI噪声都符合标准，为啥高频干扰大。难道大家在实际工程遇到高频干扰是个假象？不是的，举1个非常简单的例子，剩下的自己思考吧。
在输入电压较高的场合中，一般开关管驱动的都需要隔离。我们知道隔离后一端的地一般要接到悬浮开关管的源端，一般这一点的电平是跳变得，以氮化镓晶体管为例，这点电压变化率可以达到140kV/us。而隔离芯片前一端的地是与控制地连接的，你随便看看隔离模块电源的手册，原副边耦合的寄生电容一般在60pF左右，也是就说在高速开关瞬间，会产生大约6A的电流从副边的地通过电容耦合到原边，原边的地电平肯定瞬间产生尖峰，整个控制系统产生强烈的干扰。所以做高频的时候，隔离电源的地线千万不要平行的铺在2层PCB中，干扰效果会更加强烈。同时选隔离芯片的时候也需要注意一个参数叫做CM transient immunity（肯定会给的），这个参数最好大于开关瞬间，桥臂中点电平的变化速率。光耦隔离这个参数一般在30kV/us，磁耦在35kV/us，电容耦合在50kV/us（是不是绝望了，都比氮化镓低，硅器件一般在10kV/us,Sic 30kV/us）。
还有很多细节可以引起干扰，不过真的不是EMI噪声做的孽。
关于高频磁芯设计，我是真的写不动了，哪天有空写一下。
我先简单的把以上内容总结一下：
1.不是开关频率越高，功率密度就越高，目前这个阶段来说真正阻碍功率密度提高的是散热系统和电磁设计（包括EMI滤波器和变压器）和功率集成技术。
2.慎重选择开关频率，开关频率会极大的影响整个变化器的功率密度，而且针对不同器件，拓扑，最佳的开关频率是变化的。
3.高频确实产生很多很难解决的干扰问题，往往要找到干扰回路，然后采取一些措施。
4.为了继续维持电力电子变换器功率密度的增长趋势，高频肯定是趋势。只是针对高频设计的电力电子技术很不成熟，相关配套芯片没有达到要求，一些高频的电磁设计理论不完善和精确，使用有限元软件分析将大大增加开发周期。
如何提高开关电源效率电阻的大小会有何影响 课程介绍本课程主要讲的是自举电容首次充电电路的分析和搭建。 上节课我们讲到了MOS管前的这个电阻，当一个12V的电压过来充电的话，电阻两端就会有一个18V的压降。如果这个压降比较大，而电阻阻值比较小的话，那么这个电阻的功率就会特别的大。电阻功率一大就容易发热，不符合我们低功耗设计的一个规范和需求，同时开关电源整个的效率都被大大降低了。 要使得开关电源效率很高，那么电路中每个点的功耗都不能太大，所以这里消耗了这么大的电流是不行的。因此我们要把该电阻加的特别大，而加到多少比较合适呢？理论上来说是越大越合适，因为流过电阻的电流变小了，我们的设计方向就是这个电流越小越好。但是如果电阻上了MΩ级，30V通过这个电阻对电容进行充电，充电的时间就特别长。我们希望的Buck电路启动时间不会太长。电容的经验充电电流一般都是1-2mA的电流，这样充到10V的时间比较快，所以这个电阻取20KΩ是比较合适的。 学习获得： 通过这个课程你可以： 掌握开关电源电感计算； 学会前级驱动电路的设计与分析； 了解自举电容自举电容首次充电电路的分析和搭建，分析电路不足并引出电流环和电压环； 电路的调试； 适宜学习人群： 1、如果你还是学生，正厌倦于枯燥的课堂理论课程，想得到电子技术研发的实战经验； 2、如果你即将毕业或已经毕业，想积累一些设计研发经验凭此在激烈竞争的就业大军中脱颖而出，找到一份属于自己理想的高薪工作； 3、如果你已经工作，却苦恼于技能提升缓慢，在公司得不到加薪和快速升迁； 4、如果你厌倦于当前所从事的工作，想快速成为一名电子研发工程师从事令人羡慕的研
低功耗小功率开关电源设计毕业设 计 南华大学船山学院毕业设计 1 开关电源简介小功率开关电源以其诸多优良的性能，在测控仪器仪表、通信设备、学习与娱乐等诸多电子产品中得到广泛的应用。随着环境和能源问题日益突出，人们对电子产品的环保要求不断提高，对电子产品的能源效率更加关注。设计无污染、低功耗、高效率的绿色模式电源已成为开关电源技术研究的热点。研究一种中小功率开关电源，应用过渡模式有源功率因数校正、准谐振变频功率隔离变换控制和同步整流等多种先进的电源控制技术，以实现绿色开关电源设计的目的。开关电源的基本结构所有事物都要遵循能量守恒定律，开关电源也不例外，实际上，开关电源也要通过以能量形式传递完成的。从能量上看，开关电
源可以分为直流开关电源模式和交流开关电源模式，直流开关电源模式主要是输出为直流信号电能，而交流开关电源模式主要是输出为交流信号电能。直流开关电源模式为当前的主流模式，该开关电源模式的基本组成结构框图如下图所示：交流输入桥式整流滤波LC 组成滤波器DC/DC变换器转换输出整流滤波占空比控制电路DC直流输出放大电路控制电路图开关电源基本组成结构框图上图中可知：开关电源主要整流滤波、DC/DC变换电路、开关占空比控制电路以及控制电路等模块组成。第1页，共29页南华大学船山学院毕业设计交直流输入电压经LC滤波器，再通过桥式整流与母线电解电容平滑后变为直流电压，再经DC/DC变换器转换，再经二极管整流和电解电容的滤波至输出，为了能使电路成为一个闭环工作，在输出端引出一个控制电路再经放大电路到占空比控制电路至DC/DC变换器转换器形成一
个闭环。占空比控制电路中占空比的表示方法如下图所示：图占空比示意图上图中可知：占空比D=Toff/(TOff+Ton)，周期T= Ton+Toff，频率f=1/T。传统开关电源的缺陷传统开关电源基本上采用的都是传统电路，传统电路大部分采用的电路芯片都为PWM控制的KA38系列芯片，这当中也要用到开关MOSFET管，还有就是也要加个启动电阻，根据P=U*U/R可知该电路上的待机功耗至少要大于，而低功耗的要求待机功耗至少要小于，甚至有些要小于。如果功耗大，对人口密集的中国来说，电能的损耗无疑是巨大的。另外传统电源存在着某些有害物质，根据我国CCC标准中的《关于在电气电子设备中限制使用某些有害物质指令》，从而没能达到环保的功能。绿色开关电源的发展方向于传统电源存在着诸多的缺陷，为了能量的有效利用，人们从而提出了绿色开关电源，绿色开关电源产品主要向高频、高效率、低功
开关电源和线性电源的优点和缺点对比 开关电源是相对线性电源而言的，线性电源是利用功率半导体器件的线性工作区，通过调节线性阻抗来达到调节输出的目的；而开关电源是利用功率半导体器件的饱和区通过调整他的开通时间或频率来达到调节输出的目的。 其优点是： 1、效率较高，体积小。由于开关电源的电压控制是利用功率半导体器件的饱和区通过调整他的开通时间或频率达到的，所以就不存在铁损和铜损，元器件的损耗可以忽略不计，比较变压器而言效率较高；由于它只有元器件和电路板，因而体积就会很小，重量也较轻。 2、电压输入范围宽。一般可达到160V-270之间。 但它的缺点更是它致命的： 1、开关电源看着小巧，功率和磁心变压器以及控制方式有关，电磁干扰大，纹波系数大。尤其有音频、视频的范畴内，对电磁干扰非常敏感，在音频表现为音色不纯厚，可能会有丝丝声；在视频表现为，图像可能会有细小的纹波，不细腻。 2、设计复杂，维护维修不方便。往往越是复杂的设备出现的问题的可能性就越大，而且开关电源一旦出现问题，一般非专业人士是维修不了的，找别人维修，费用又太高，还不如废弃掉。 3、体积小是开关电源的优点，但设计不好就成为它的缺点了。为了追求更小，一大把元器件挤在一个小壳子里,散热不好,我们以前用的当中也出现过外壳变形的现象。 4、开关电源的元器件在选择上也不是很规范,这是国产开关电源的通病。国家有关质检部门检验市场上的开关电源发现，有过半数的不合格，这其中还包括进口开关电源。
5、最大的一点就是抗雷击能力非常低。在监控系统中，遭遇雷击的可能也非常大，主要表现为从电源串入，直接雷击的可能性非常小。一旦220V的电压突然变高，开关电源在瞬间就被烧毁。前段时间的一个监控系统中，在一个雷过后，监控总闸跳了，再合上闸后，大部分摄像机还正常工作，一部分监视器显示无视频信号。经检查发现，无视频信号的全部都是开关电源（施工时有的地方安装不方便，就用了开关电源），最后又在摄像机杆上安装上了电源箱，换上了变压器电源。 变压器电源（也就是线性电源）也有以下几个优缺点： 其缺点是： 1、效率低。由于变压器是一个“电——磁——电”的转换过程，避免不了存在铁损和铜损，效率低。 2、输入范围窄。一般只有200V—240V之间吧，小于这个范围，输出电压不够，大于这个范围，变压器可能就会烧毁。这个电压范围绝大多数的场合是够用的，不必去过多的考虑。再者变压器体积较开关电源大，笨重。 优点： 1、线性的看着笨重，功率完全取决于变压器和调整管，效率虽低但是不会引入额外的干扰，也就是说电磁干扰小，纹波系数很低，可忽略不计。对于监控来说，没有比这个优点还要好的了，图像质量的好坏与电源的关系非常大。尤其对于小幅值的模拟信号（音频源和视频源等）对电源的要求非常高，所以一些发烧音响中的电源都采用变压器而不用开关电源。 2、稳压率高、设计简单，维修维护非常方便，出现故障，稍懂电子的技术人员就能维修，维修成本比开关电源少得多。
以反激式电源为例, 其工作损耗主要表现为:MOSFET导通损耗(I*I*Rdston*fs),MOSFET寄生电容损耗 (C*V*V*fs/2),开关交叠损耗,PWM控制器及其启动电阻损耗,输出整流管损耗,箝位保护电路损耗,反馈电路损耗等.其中前三个损耗与频率成正比关系. 在待机状态,主电路电流较小,MOSFET导通时间ton很小,电路工作在DCM模式,故相关的导通损耗,次级整流管损耗等较小,此时损耗主要由寄生电容损耗和开关交叠损耗和启动电阻损耗构成. 根据上面分析可知,减小/关断启动电阻,降低开关频率,减小开关次数,都可减小待机损耗,提高待机效率.具体的方法有:降低时钟频率;由高频工作模式切换至低频工作模式,如准谐振模式(Quasi Resonant,QR)切换至脉宽调制(Pulse Width Modulation,PWM), 脉宽调制切换至脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulation, PFM);间隙工作模式(Burst Mode). 1)减小、关断启动电阻 对于反激式电源,启动后控制芯片由辅助绕组供电,启动电阻上压降为300V左右.设启动电阻取值为47kΩ,消耗功率将近2W.要改善待机效率,必须在启动后将该电阻通道切断.现在一般的IC内部都有专门的启动电路,在电源启动后,可关闭启动电阻.若控制器没有专门启动电路,也可在启动电阻串接电容,其启动后的损耗可逐渐下降至零.缺点是电源不能自重启,只有断开输入电压,使电容放电后才能再次启动电路.而下图所示的启动电路,则可避免以上问题,而且该电路功耗仅为0.03W.不过电路增加了复杂度和成本. 2)降低开关工作频率 3)切换工作模式 1)QRPWM 对于工作在高频工作模式的开关电源,在待机时切换至低频工作模式可减小待机损耗.例如,
提高开关电源效率的电路技术 熊猫电子集团公司岳云 引言 随着半导体技术的不断进步，信号处理和信息处理电路的高密度集成化取得了长足的进步，系统LSI研发和推广活动也开展得如火如荼。与此同时，对为这些系统LSI供电的电源电路本身也提出了高功率密度的要求。目前使用的电源几乎都是开关电源，其小型化的基本方法便是提高开关电源的开关频率。从另一个方面来说，如果电源的功耗增加，则对于电源的小型化是极为不利的。尤其随着近来信息处理设备用量的激增，从节能的角度考虑，人们对于降低功耗（亦即提高电源的效率）给予了很大的关注。 本文将从电路和系统的层面上对开关电源效率指标的改善进行一些粗浅的分析。 提高开关电源效率的常见方法 开关电源的功耗包括由半导体开关、磁性元件和布线等的寄生电阻所产生的固定损耗以及进行开关操作时的开关损耗。对于固定损耗，由于它主要取决于元件自身的特性，因此需要通过元件技术的改进来予以抑制。在磁性元件方面，对于兼顾了集肤效应和邻近导线效应的低损耗绕线方法的研究由来已久。为了降低源自变压器漏感的开关浪涌所引起的开关损耗，人们开发出了具有浪涌能量再生功能的缓冲电路等新型电路技术。以下是提高开关电源效率的电路和系统方法： （1）ZVS（零电压开关）、ZCS（零电流开关）等利用谐振开关来降低开关损耗的方法。 （2）运用以有源箝位电路为代表的边缘谐振（Edge Resonance）来降低开关损耗。 （3）通过延展开关元件的导通时间以抑制峰值电流的方法来减少固定损耗。 （4）在低电压大电流的场合通过改善同步整流电路的方法来减少固定损耗。 （5）利用转换器的并联结构来减少固定损耗。 其中，第一种方法对于降低开关损耗极为有效，但问题是因峰值电流和峰值电压所导致的固定损耗将会增加。第二种方法是为解决该问题而开发的有源缓冲器（Active Snubber），是一种极为实用的ZVS方式；但是，由轻负载条件下的无功电流所引发的效率下降问题却是其一大缺陷。第三种方法中，采用抽头电感器（Tap Inductor）的方式是比较有效的，它能够应付由漏感所引起的浪涌现象。关于第四种方法，两段式结构是实现同步整流电路高效工作的方法之一，它采用接近0.5的固定时间比率（Time Ratio），并由前段的转换器来进行
开关电源电路中每个元件的作用及计算 本次讲解电源以一个13.2W电源为例 输入：AC90~264V输出：3.3V/4A 原理图 变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的。决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式
决定一次侧滤波电容： 滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power，但相对价格亦较高。 决定变压器线径及线数： 当变压器决定后，变压器的Bobbin即可决定，依据Bobbin的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以6A/mm2为参考，电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终应以温升记录为准。决定Duty cycle (工作周期)： 由以下公式可决定Duty cycle ，Duty cycle的设计一般以50%为基准，Duty cycle若超过50%易导致振荡的发生。
决定Ip值： 决定辅助电源的圈数： 依据变压器的圈比关系，可决定辅助电源的圈数及电压。 决定MOSFET及二次侧二极管的Stress(应力): 依据变压器的圈比关系，可以初步计算出变压器的应力(Stress)是否符合选用零件的规格，计算时以输入电压264V(电容器上为380V)为基准。 其它： 若输出电压为5V以下，且必须使用TL431而非TL432时，须考虑多一组绕组提供Photo coupler及TL431使用。 将所得资料代入 公式中，如此可得出B(max)，若B(max)值太高或太低则参数必须重新调整。 变压器计算： 输出瓦数13.2W(3.3V/4A)，Core = EI-28，可绕面积(槽宽)=10mm，Margin Tape = 2.8mm(每边)，剩余可绕面积=4.4mm. 变压器材质及尺寸： 由以上假设可知材质为PC-40，尺寸=EI-28，Ae=0.86cm2，可绕面积(槽宽)=10mm，因Margin Tape使用2.8mm，所以剩余可绕面积为4.4mm.假设滤波电容使用47uF/400V，Vin(min)暂定90V。 决定变压器的线径及线数：
开关电源高频变压器设计步骤 步骤1确定开关电源的基本参数 1交流输入电压最小值u min 2交流输入电压最大值u max 3电网频率F l开关频率f 4输出电压V O（V）：已知 5输出功率P O（W）：已知 6电源效率η：一般取80％ 7损耗分配系数Z：Z表示次级损耗与总损耗的比值，Z=0表示全部损耗发生在初级，Z=1表示发生在次级。一般取Z=0.5 步骤2根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压V FB 步骤3根据u，P O值确定输入滤波电容C IN、直流输入电压最小值V Imin 1令整流桥的响应时间tc=3ms 2根据u，查处C IN值 3得到V imin 确定C IN,V Imin值 u(V)P O(W)比例系数(μF/W)C IN(μF)V Imin(V) 固定输 已知2~3(2~3)×P O≥90 入:100/115 步骤4根据u，确通用输入:85~265已知2~3(2~3)×P O≥90 定V OR、V B 固定输入:230±35已知1P O≥240 1根据u由表查出V OR、V B值
2 由V B 值来选择TVS 步骤5根据Vimin 和V OR 来确定最大占空比 Dmax V OR Dmax= ×100％ V OR +V Imin －V DS(ON) 1设定MOSFET 的导通电压V DS(ON) 2 应在u=umin 时确定Dmax 值，Dmax 随u 升高而减小 步骤6确定初级纹波电流I R 与初级峰值电流I P 的比值K RP ，K RP =I R /I P u(V) K RP 最小值(连续模式)最大值(不连续模式) 固定输入:100/1150.41通用输入:85~2650.441固定输入:230±35 0.6 1 步骤7确定初级波形的参数 ①输入电流的平均值I AVG P O I A VG= ηV Imin ②初级峰值电流I P I A VG I P = (1－0.5K RP )×Dmax ③初级脉动电流I R u(V) 初级感应电压V OR (V)钳位二极管反向击穿电压V B (V) 固定输入:100/115 6090通用输入:85~265135200固定输入:230±35 135 200
试说明线性电源试说明线性电源、、相控电源相控电源、、开关电源有什么不同有什么不同？？开关电源有何优点开关电源有何优点？？ 答复： 都是直流电 按要求不同使用不同 ,线性电源最好 他输出的是线性直流电,可以用在要求高的场合,开关电源次之,他是由很高的开关速度的变压器和开关管,特点是重量小,容量大,输出质量高,相控电原用在要求不高,电流特大的场合 线性电源，开关电源区别 线性电源的调整管工作在放大状态，因而发热量大，效率低（35%左右），需要加体积庞大的散热片，而且还需要同样也是大体积的工频变压器，当要制作多组电压输出时变压器会更庞大。 开关电源的调整管工作在饱和和截至状态，因而发热量小，效率高（75％以上）而且省掉了大体积的变压器。但开关电源输出的直流上面会叠加较大的纹波（50mV at 5V output typical），在输出端并接稳压二极管可以改善，另外由于开关管工作是会产生很大的尖峰脉冲干扰，也需要在电路中串连磁珠加以改善。相对而言线性电源就没有以上缺陷，它的纹波可以做的很小（5mV 以下）。 对于电源效率和安装体积有要求的地方用开关电源为佳，对于电磁干扰和电源纯净性有要求的地方（例如电容漏电检测）多选用线性电源。另外当电路中需要作隔离的时候现在多数用DC－DC 来做对隔离部分供电（DC-DC 从其工作原理上来说就是开关电源）。还有，开关电源中用到的高频变压器可能绕制起来比较麻烦 开关电源和线性电源在内部结构上是完全不一样的，开关电源顾名思义有开关动作，它利用变占空比或变频的方法实现不同的电压，实现较为复杂，最大的优点是高效率，一般在90％以上，缺点是文波和开关噪声较大，适用于对文波和噪声要求不高的场合；而线性电源没有开关动作，属于连续模拟控制，内部结构相
开关电源频率提升的极限 1、器件的限制 对于一个开关管来说，在实际应用中，不是给个驱动就开，驱动撤掉就关了。它有开通延迟时间 ，对应的波形如下： （tdon），上升时间（tr），关断延迟时间（tdoff），下降时间tf 通俗的讲，开关管开通关断不是瞬间完成的，需要一定的时间，开关管本身的开关时间就限制了开关频率的提升。 以答主以前在台达实习，台达用在3kW的逆变器上的一款英飞凌600V的coolmos为例。看看这些具 体的开关时间是多少 那么对于这个mos管来说，它的极限开关频率(在这种极限情况下，mos管刚开通就关断) fs=1/(16+12+83+5)ns=8.6MHz，当然，在实际应用中，由于要调节占空比，不可能让开关管一开通就 关断，所以实际的极限频率是远低于8.6MHz的，所以器件本身的开关速度是限制开关频率的一个因素。 2、开关损耗 当然，随着器件的进步，开关管开关的速度越来越快，尤其是在低压小功率场合，如果仅考虑器件本身的开关速度，开关频率可以run得非常高，但实际并没有，限制就在开关损耗上面。 下面给出开关管实际开通的时候对应的波形图
可以看到，开关管每开通一次，开关管DS的电压（Vds）和流过开关管的电流（Id）会存在交叠时间，从而造成开通损耗，关断亦然。假设每次开关管每开关一次产生的能量损耗是一定的，记为Esw，那么开关管的开关损耗功率就为Psw=Esw*fs，显然，开关频率越高，开关损耗越大。5M开关频率下开关损
耗比500K要大10倍，这对于重视效率的开关电源来说，显然是不可接受的。所以，开关损耗是限制开关频率的第二因素。 3、软开关的困难 题主提到了软开关，没错，软开关确实是解决开关损耗的有力手段。而在各种研究软开关的paper上， 提出了无数种让人眼花缭乱的软开关方案，似乎软开关能解决一切问题。但是实际工程应用和理论分析 不同，实际工程追求的是低成本，高效率，高可靠性，那些需要添加一堆辅助电路，或者要非常精确控 制的软开关方案在实际工程中其实都是不太被看好的，所以即使到现在，在工业界最常应用软开关的拓 扑也只要移相全桥和一些谐振的拓扑（比如LLC），至于题主提到的flyback,没错，我也听说过有准谐 振的flyback（但没研究过），但即使有类似的方案，对于能不能真正工程应用，题主也需要从我上面提到的几个问题去考量一下。 ps2 对于小功率高频电源，现在class E非常火，我觉得它火的原因就是电路简单，所以才能被工业界 接受，题主有兴趣可以去研究下。 4、高频化带来的一系列问题 假设上面的一系列问题都解决了，真正做到高频化还需要解决一系列工程上的问题，比如在高频下，电 路的寄生参数往往会严重影响电源的性能（如变压器原副边的寄生电容，变压器的漏感，PCB布线之间的寄生电感和寄生电容等等），造成一系列电压电流波形震荡和EMI的问题，如何消除寄生参数的影响，甚至进一步地，如何利用寄生参数为电路服务，都是有待研究的问题。 ps，对于高频化应用的实际工程应用的问题，还有很重要的一块是高频驱动电路的设计，@桂涵东实验室这块做得比较好，可以邀请他来回答下。 当然，随着新器件（SiC, GaN）的兴起，开关电源高频化的研究方兴未艾，开关电源的高频化一定是趋势，而且有望给电力电子带来又一次革命。让我们拭目以待。 类似于在微电子产业中著名的摩尔定律，从1970年开始，电力电子变换器的功率密度大约每十年增加 一倍。这和功率半导体发展的轨迹密切相关，受益于硅器件封装和沟道结构不断的发展，开关频率已经 推到了兆赫兹级别，被动元件的体积不断减小，变换器提高了功率密度，但是高开关频率带来的高开关 损耗、高磁芯损耗使得整个系统损耗大幅增加，散热系统也随之增加，所以现在阻碍电力电子变换器功 率密度进一步提高的技术屏障在散热系统和高频电磁设计，以及先进的功率集成和封装技术。为了维持 这个功率密度的发展速度，很多电力电子前沿研究已经转移到散热基板研究，被动元件集成等方面的研究，所以题主你明白我的意思了吗？就算你现在把开关频率提到很高，功率密度也是被这些因素制约的。下面我稍微展开来说下： 1.开关损耗 开关损耗确实是限制因素之一，但是氮化镓器件的推出已经让开关损耗在1-3Mhz这个范围内变得可以 接受，我下面附一张图片，这是三家公司推出的650V的GaN device，可以看出最好的管子开通损耗已经4uJ，关断损耗在8uJ(测试条件在400V, 12A)，还有一家叫RFMD的公司，其650V的管子基本可 以和Transphorm平齐。而同电压电流等级的硅器件很多管子都还在以mJ为单位。
开关电源如何提高效率 1.增大高压电容容量. 2.加强变压器制作工艺,减小漏感. 3.增大分压取样电阻阻值, 4.增大LED供电电阻值, 5.减少输入热敏电阻阻值. 以上是在实际中得到的经验,希望对你有所帮助. 谢谢,1.增加高压电容能提高整机的电压调节率,对率效没有改善.2.3.4.5对待机功耗有提高.我以前做过试验. 初级绕组的吸收电路由RCD改成TVS+DIODE方式应该有一点作用 为什么在做电源的时候应用反激电路比正激电路多呢？ 这该问题要从它的电路特点来比较：反激式：适用于200W以下的小功率供电，而小功率电子产品，在日常应用较为普及。开关管截止时，向次级输送能量，电路简单、元件数量较少、成本相对较低、输出电路中虽然用到滤波电感，但要求却不高（一般采用定值取值，而不必进行计算）。正激式：开关管导通时传输能量，适合于200W以上的供电电路。它的高频变压器传输效率高于反激式，可使变压器体积更小、输出纹波较反激式小，但要计算滤波电感的参数，正激式的缺点：开关损耗大于反激式、噪声大于反激式、元件数目比反激式多。200W以上的电子产品在日常使用较少，反激式适用于200W以下的小功率供电，而小功率电子产品，在日常应用较为普及，这也就是反激式用量多余正激式的原因。 关于反激式开关电源效率的问题 我要做一个12V输入，3.3V/800mA,5V/600mA,8V/800mA三路输出的电源，以前选的是LM2588，做的电源效率大概有75％左右。现在想提高到80％以上。 大家知道有没有和2588功能相近，效率更高的芯片，2588给的典型值是80％左右。 如果想提高效率，还有什么好办法没？ 50W,10A电流也不是很大,首选反激.简单,5V 85%的效率肯定得用同步整流了.TEA1532+TEA1761就可以了. 随便一个200V管子做反激，如便宜的不能再便宜的IRF630 640 加同步整流，做到90%没问题. 主要是尽量把漏感压下去，漏感是硬开关反激的第一祸水。 接此方案作5V输出是可到90% 5V/10A反击用40A SBD效率作到85几乎不可能, 就是次级用同步整流也很难! 我觉得yuyan讲的是经验之谈,输出电压不高的大电流反激的变压器较难设计得很好.
基于TOPSwitch Ⅱ的开关电源设计 1 引言 功率开关管、PWM控制器和高频变压器是开关电源必不可少的组成部分。传统的开关电源一般均采用分立的高频功率开关管和多引脚的PWM集成控制器，例如采用UC3842＋MOSFET是国内小功率开关电源中较为普及的设计方法。 90年代以来，出现了PWM/MOSFET二合一集成芯片，他大大降低了开关电源设计的复杂性，减少了开关电源设计所需的时间，从而加快了产品进入市场的速度。 二合一集成控制芯片多采用3脚，4脚，5脚，7脚和8脚封装，其中美国功率集成公司于97年推出的三端脱线式TOPSwitch Ⅱ系列二合一集成控制器件，是该类器件的代表性产品。 2 TOPSwitch Ⅱ器件简介 TOPSwitch系列器件是三端脱线式PWM开关（Three－terminal Off－line PWM Swtich）的英文缩写。TOPSwitch 系列器件仅用了3个管脚就将脱线式开关电源所必需的具有通态可控栅极驱动电路的高压N沟道功率的MOS场效应管，电压型PWM控制器，100kHz高频振荡器，高压启动偏置电路，带隙基准，用于环路补偿的并联偏置调整器以及误差放大器和故障保护等功能全部组合在一起了。
TOPSwitch Ⅱ系列器件是TOPSwitch的升级产品，同后者相比，内部电路做了许多改进，器件对于电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计更为方便，性能有所增强。其型号包括TOP221－TOP227，内部结构如图1所示[1]。 TOPSwitch Ⅱ是一个自偏置、自保护的电流－占空比线性控制转换器。由于采用CMOS工艺，转换效率与采用双集成电路和分立元件相比，偏置电流大大减少，并省去了用于电流传导和提供启动偏置电流的外接电阻。 漏极连接内部MOSFET的漏极，在启动时，通过内部高压开关电流源提供内部偏置电流。 源极连接内部MOSFET的源极，是初级电路的公共点和基准点。 控制极误差放大电路和反馈电流的输入端。在正常工作时，由内部并联调整器提供内部偏流。系统关闭时，可激发输入电流，同时也是提供旁路、自动重启和补偿功能的电容连接点。 控制电压控制极的电压V c给控制器和驱动器供电或提供偏压。接在控制极和源极之间的外部旁路电容C T，为栅极提
影响开关电源中效率的因素 我认为影响开关电源效率的因素主要有以下几个方面： （1）反馈回路选取和设计的不合理 对于不同的反馈电路，电源的效率是不一定的，比方最简单的反馈电路中是由一个采样电阻采样，由一个稳压管控制输出电压。这样做下来，采样电阻上的损耗就是I2*R，打比方我做的一款输出电流为350mA，采样电阻为 3.3Ω，这样做下来的损耗为0.35*0.35*3.3=0.40425W，这0.4W的损耗会使电源的效率下降3%左右，影响还是很大的；同样我用反馈用恒流恒压芯片做比如LM358，TSM1052，AP4313等等，这个采样电阻基本上在零点几欧姆，这样做下来的损耗是很小的，因此用芯片做反馈的恒流电路会比用采样电阻做的反馈电路的效率要高。但是他们各有各的优缺点：1）电阻反馈的成本低，电路简单；芯片反馈的成本高，电路复杂 2）电阻反馈的恒流精度不高，效率低；芯片反馈的恒流精度高，效率也高。 （2）变压器设计不合理 主要分2方面原因： 1）变压器磁芯出现饱和现象，是回路和开关管流过的很大电流，造成损耗变大，因此要想不出现饱和现象必须要有足够的磁芯气隙，这就要对匝数和感量要有比较合理的设计； 2）变压器漏感太大，因为变压器的能量不可能完全由初级传给次级，变压器的制作过程中肯定会有漏感的出现，漏感越大，损耗越大，因此减小变压器漏感也是提高电源效率的有效途径，在实际设计中，通常选用三明治绕法来降低漏感。 （3）芯片外围电路调节的不合理 1）驱动功率不足，开关管从开始导通到完全导通的延时时间过长，产 生的开关损耗过大； 2）驱动波形上升沿不陡，形成爬坡状，家具导通延时时间，是开关损 耗增大； 3）栅极串联电阻RG数值偏大，是开通、关断时间及开通、关断损耗增 大； 4）栅极驱动正偏电压+VGE过大，这样回事的IGBT处于断态，这样会产 生一个电流脉冲，引起不必要的热损耗； 5）死区时间设计太小，当栅极串联电阻RG大及高温运行情况下开关管 的关断时间加大，损耗加大； 6）栅极周围电路布线不合理，出现电路震荡是损耗增大。 （4）输出整流二极管选取不合理 这主要有2方面的原因： 1）整流二极管的正向导通电压VF过大,造成损耗变大，解决办法是选用正向压降VF值小的二极管； 2）二极管的反向恢复时间长，引起损耗增大，一般我们选用的输出整流二极管是反向恢复时间短的快恢复二极管或肖特基二极管，反向恢复时间<50ns （5） RCD吸收回路设计不合理
开关电源设计重难点问答剖析 如何为开关电源电路选择合适的元器件和参数？ 很多未使用过开关电源设计的工程师会对它产生一定的畏惧心理，比如担心开关电源的EMI问题、PCB layout问题、元器件的参数和类型选择问题等。其实只要了解了，使用开关电源设计还是非常方便的。 一个开关电源一般包含有开关电源控制器和输出两部分，有些控制器会将MOSFET集成到芯片中去，这样使用就更简单了，也简化了PCB设计，但是设计的灵活性就减少了一些。 开关控制器基本上就是一个闭环的反馈控制系统，所以一般都会有一个反馈输出电压的采样电路以及反馈环的控制电路。因此这部分的设计在于保证精确的采样电路，还有来控制反馈深度，因为如果反馈环响应过慢的话，对瞬态响应能力是会有很大影响。 输出部分设计包含了输出电容，输出电感以及MOSFET等等，这些器件的选择基本上就是要满足性能和成本的平衡，比如高的开关频率就可以使用小的电感值（意味着小的封装和便宜的成本），但是高的开关频率会增加干扰和对MOSFET的开关损耗，从而效率降低。低的开关频率带来的结果则是相反的。 对于输出电容的ESR和MOSFET的Rds_on参数选择也是非常关键的，小的ESR可以减小输出纹波，但是电容成本会增加，好的电容会贵嘛。开关电源控制器驱动能力也要注意，过多的MOSFET是不能被良好驱动的。 一般来说，开关电源控制器的供应商会提供具体的计算公式和使用方案供工程师借鉴的。 如何调试开关电源电路？ （1）电源电路的输出通过低阻值大功率电阻接到板内，这样在不焊电阻的情况下可以先做到电源电路的先调试，避开后面电路的影响。 （2）一般来说开关控制器是闭环系统，如果输出恶化的情况超过了闭环可以控制的范围，开关电源就会工作不正常，所以这种情况就需要认真检查反馈和采样电路。特别是如果采
开关电源学习笔记
开关电源学习笔记 阅读书记名称《集成开关电源的设计调试与维修》 开关电源术语： 效率：电源的输出功率与输入功率的百分比。其测量条件是满负载，输入交流电压标准值。 ESR：等效串联电阻。它表示电解电容呈现的电阻值的总和。一般情况下，ESR值越低的电容，性能越好 输出电压保持时间：在开关电源输出电压撤消后，依然保持其额定输出电压的时间。 启动浪涌保护：它属于保护电路。它对电源启动时产生的尖蜂电流起限制作作用。为了防止不必要的功率损耗，在设计这一电路时候，一定要保证滤波电容充满电之前，就起到限流的作用。 隔离电压：电源电路中的任何一部分与电源基板之间的最大电压。或者能够加在开关电源的输入与输出端之间的最大直流电压。 线性调整率：输出电压随负载在指定范围内的变化百分率。条件是线电压和环境温度不变。 噪音和波纹：附加在直流信号上的交流电压的高频尖锋信号的峰值。通常是mV度量。 隔离式开关电源：一般指开关电源。它从输入的交流电源直接进行整流滤波，不使用低频隔离变压器。 输出瞬态响应时间：从输出负载电路产生变化开始，经过整个电路的调节作用，到输出电压恢复额定值所需要的时间。
过载过流保护：防止因负载过重，是电流超过原设计的额定值而造成电源的损坏的电。远程检测：电压检测的一种方法。为了补偿电源输出的电压降，直接从负载上检测输出电压的方法。 软启动：在系统启动时，一种延长开关波形的工作周期的方法。工作周期是从零到它的正常工作点所用的时间。 快速短路保护电路：一种用于电源输出端的保护电路。当出现过压现象时，保护电路启动，将电源输出端电压快速短路。 占空比：开关电源中，开关元件导通的时间和变换工作周期之比。 元件选择和电路设计： 一：输入整流器的一些参数 最大正向整流电流：这个参数主要根据开关电源输出功率决定，所选择的整流二极管的稳态电流容量至少应是计算值的2倍。 峰值反向截止电压（PIV）：由于整流器工作在高压的环境，所以它们必须有较高的PIV值。一般600V以上。 要有能承受高的浪涌电流的能力：浪涌电源是用开关管导通时的峰值电流产生。 二：输入滤波电容 输入滤波电容对开关电源的影响 电源输出端的低频交流纹波电压 输出电压的保持时间 滤波电容的计算公式： C=（I*t）/ΔV
推挽式开关电源的变压器参数计算 用的开关变压器有两个初级线圈，它们都属于励磁线圈，但流过两个线圈的电流所产生的磁力线方向正好相反，因此，推挽式开关电源变压器属于双激式开关电源变压器；另外，推挽式开关电源变压器的次级线圈会同时被两个初级线圈所产生的磁场感应，因此，变压器的次级线圈同时存在正、反激电压输出；推挽式开关电源有多种工作模式，如：交流输出、整流输出、直流稳压输出，等工作模式，各种工作模式对变压器的参数要求会有不同的要求。 1-8-1-4-1．推挽式开关电源变压器初级线圈匝数的计算 由于推挽式变压器的铁心分别被流过变压器初级线圈N1绕组和N2两个绕组的电流轮流进行交替励磁，变压器铁心的磁感应强度B，可从负的最大值-Bm，变化到正的最大值+Bm，因此，推挽式变压器铁心磁感应强度的变化范围比单激式变压器铁心磁感应强度的变化范围大好几倍，并且不容易出现磁通饱和现象。 推挽式变压器的铁心一般都可以不用留气隙，因此，变压器铁心的导磁率比单激式变压器铁心的导磁率高出很多，这样，推挽式变压器各线圈绕组的匝数就可以大大的减少，使变压器的铁心体积以及变压器的总体积都可以相对减小。 推挽式开关电源变压器的计算方法与前面正激式或反激式开关电源变压器的计算方法大体相同，只是对变压器铁心磁感应强度的变化范围选择有区别。对于具有双向磁极化的变压器铁心，其磁感应强度B的取值范围，可从负的最大值-Bm变化到正的最大值+Bm。 关于开关电源变压器的计算方法，请参考前面“1-6-3．正激式变压器开关电源电路参数计算”中的“2.1 变压器初级线圈匝数的计算”章节中的内容。 根据（1-95）式：
（1-150）式和（1-151）式就是计算双激式开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的公式。式中，N1为变压器初级线圈N1或N2绕组的最少匝数，S为变压器铁心的导磁面积（单位：平方厘米），Bm为变压器铁心的最大磁感应强度（单位：高斯）；Ui为加到变压器初级线圈N1绕组两端的电压，单位为伏；τ = Ton，为控制开关的接通时间，简称脉冲宽度，或电源开关管导通时间的宽度（单位：秒）；F为工作频率，单位为赫芝，一般双激式开关电源变压器工作于正、反激输出的情况下，其伏秒容量必须相等，因此，可以直接用工作频率来计算变压器初级线圈N1绕组的匝数；F和τ取值要预留20%左右的余量。式中的指数是统一单位用的，选用不同单位，指数的值也不一样，这里选用CGS单位制，即：长度为厘米（cm），磁感应强度为高斯（Gs），磁通单位为麦克斯韦（Mx）。 1-8-1-4-2．推挽式开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算 A）交流输出推挽式开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算 推挽式开关电源如果用于DC/AC或AC/AC逆变电源，即把直流逆变成交流输出，或把交流整流成直流后再逆变成交流输出，这种逆变电源一般输出电压都不需要调整，因此电路相对比较简单，工作效率很高。 用于逆变的推挽式开关电源一般输出电压都是占空比等于0.5的方波，由于方波的波形系数（有效值与半波平均值之比）等于1，因此，方波的有效值Uo与半波平均值Upa相等，并且方波的幅值Up与半波平均值Upa也相等。所以，只要知道输出电压的半波平均值就可以知道有效值，再根据半波平均值，就可以求得推挽式开关电源变压器初、次级线圈匝数比。 根据前面分析，推挽式变压器开关电源的输出电压uo，主要由开关电源变压器次级线圈N3绕组输出的正激电压来决定。因此，根据（1-128）、（1-129）、（1-131）其中一式就可以出推挽式变压器开关电源的输出电压的半波平均值。由此求得逆变式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比： n=N3/N1 =Uo/Ui =Upa/Ui ——变压比，D为0.5时（1-152） （1-152）式就是计算逆变式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比的公式。式中，N1为开关变压器初级线圈两个绕组其中一个的匝数，N3为变压器次级线圈的匝数，Uo输出电压的有效值，Ui为直流输入电压，Upa输出电压的半波平均值。 （1-152）式还没有考虑变压器的工作效率，当把变压器的工作效率也考虑进去时，最好在（1-152）式的右边乘以一个略大于1的系数。 B）直流输出电压非调整式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算 直流输出电压非调整式推挽开关电源，就是在DC/AC逆变电源的交流输出电路后面再接一级整流滤波电路。这种直流输出电压非调整式推挽开关电源的控制开关K1、K2的占空比与DC/AC逆变电源一样，一般都是0.5，因此，直流输出电压非调整式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比可直接利用（1-152）式来计算。即： n=N3/N1 =Uo/Ui =Upa/Ui ——次/初级变压比，D为0.5时（1-152） 不过，在低电压、大电流输出时，一定要考虑整流二极管的电压降。 C）直流输出电压可调整式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算
如何设计高效率开关电源 开关电源中广泛用于我们的生活中，高效率的开关电源越来越受市场的青睐。如何提高电源效率，成了电源设计时的重大课题。本文将为你解读NTC 热敏电阻的使用方法，以及通过减小NTC 自身损耗提升电源效率的方法。 下图是一个较为完整的开关电源框架图：包括EMI 电路，输入，输出整流电路，PFC 电路，PWM 驱动电路,保护电路，变压器转换等。 想要提高开关电源的效率，首先需要了解开关电源在工作中存在哪些地方的损耗。开关电源的损耗主要有输入整流器损耗，开关管损耗和缓冲电路损耗， 控制，检测驱动和保护电路损耗，变压器和电感损耗，滤波电容器的损耗，多级电源变换的损耗，不合理控制方式的损耗，线路损耗等。 如何使用用继电器减小热敏电阻(NTC)损耗： 在AC-DC 的开关电源设计中，工程师常常会在到AC 输入端加个热敏电阻（NTC ）来降低电源启动时浪涌电流冲击给电源带来的损害。事实上热敏电阻在电源正常工作后电流持续流过会给电源带来一定的损耗。比如使用一个25℃时为10Ω的NTC 热敏电阻，假设滤波电容的等效串联电阻为1Ω，那么浪涌电流的大小将相应的降到十分之一左右，可见NTC 的阻值越大限制浪涌电流的效果越好。但是NTC 得阻值越大相对应的给电源带来的损耗也就越高。如下图所示电路： L N 上图所示的是一个输出100W 的AC-DC 电源前端电路的一部分，假设Z1使用一个25℃时为10Ω的NTC,在刚接通电源时，NTC 电阻将会有2W 左右的功率损耗： I 平均=P 总/V 有效值=100w/200V=0.45A
P损耗=I平2*R=0.45A*0.45A*10=2W 随后随着电流流过NTC热敏电阻，温度逐步升高，使用负温度系数的电阻在温度达到85℃的时候，电阻将会降到2Ω左右，在热敏电阻上长期损耗将会在0.4W左右。假设100W 开关电源效率为80%，那么热敏电阻上损耗的占比将会是[0.4W/(100W/0.8)]*100%=0.32%。单个器件就达到0.32%占比的损耗，对于高效率开关电源来说是不予许出现的，所以在设计时需要考虑如何去降低NTC带来的损耗，又要保证电源浪涌冲击性能。我们可以在电路中增加继电器，在电源启动后通过后续供电来使继电器动作，通过减小流过热敏电阻上的电流来降低损耗。如下图所示电路： L N 上图所示的是在NTC上并联一个继电器J1，电源启动时NTC起到防浪涌冲击作用，当电源正常工作后，通过三极管Q1导通继电器J1，继电器J1导通给电源供电，减小了流过NTC上的电流，达到减小NTC损耗作用。 电源电路通电的瞬间，外部电源的的能量首先转移到输入滤波电容上。使用NTC热敏电阻可以限制浪涌电流，但NTC自身的损耗将会直接影响到电源设计效率。所以在高效率开关电源设计中中常常会增加继电器去减小NTC的自身损耗。 提高开关电源工作效率有多种方法，降低NTC热敏电阻自身损耗只是电路设计中的一小点。在后续的文章中，将会进一步的通过电路设计，具体的讲解如何减小电路或者器件带来损耗。降低开关电源损耗，除整流器的损耗外其他都可以用措施降低损耗，利用软开关方法降低开关管的开关损耗；采用同步整流器降低低压输出的整流器导通损耗；采用低功耗控制集成电路芯片降低控制电路损耗；采用无附加电路的零电压/零电流开关，消除软开关的附加电路损耗，采用零电压/零电流开关同步整流器降低同步整流器的开关损耗和栅极驱动损耗。 致远电子自主研发、生产的隔离电源模块已有近20年的行业积累，目前产品具有宽输入电压范围，隔离1000VDC、1500VDC、3000VDC及6000VDC等多个系列，封装形式多样，兼容国际标准的SIP、DIP等封装。同时致远电子为保证电源产品性能建设了行业内一流的测试实验室，配备最先进、齐全的测试设备，全系列隔离DC-DC电源通过完整的EMC测试，静电抗扰度高达4KV、浪涌抗扰度高达2KV，可应用于绝大部分复杂恶劣的工业现场，为用户提供稳定、可靠的电源隔离解决方案。
开关电源功耗分析 首先要分析开关电源损耗的构成。以反激式电源为例，其工作损耗主要表现为：MOSFET 导通损耗，MOSFET寄生电容损耗，开关交叠损耗，PWM控制器及其启动电阻损耗，输出整流管损耗，箝位保护电路损耗，反馈电路损耗等。其中前三个损耗与频率成正比关系，即与单位时间内器件开关次数成正比。在待机状态，主电路电流较小，MOSFET导通时间ton 很小，电路工作在DCM模式，故相关的导通损耗，次级整流管损耗等较小，此时损耗主要由寄生电容损耗和开关交叠损耗和启动电阻损耗构成。 提高待机效率的方法 根据损耗分析可知，切断启动电阻，降低开关频率，减小开关次数可减小待机损耗，提高待机效率。具体的方法有：降低时钟频率；由高频工作模式切换至低频工作模式，如准谐振模式（QuasiResonant，QR）切换至脉宽调制（PulseWidthModulation，PWM），脉宽调制切换至脉冲频率调制（PulseFrequencyModulation，PFM）；可控脉冲模式（BurstMode）。 （一）切断启动电阻 对于反激式电源，启动后控制芯片由辅助绕组供电，启动电阻上压降为300V左右。设启动电阻取值为47kΩ，消耗功率将近2W.要改善待机效率，必须在启动后将该电阻通道切断。TOPSWITCH，ICE2DS02G内部设有专门的启动电路，可在启动后关闭该电阻。若控制器没有专门启动电路，也可在启动电阻串接电容，其启动后的损耗可逐渐下降至零。缺点是电源不能自重启，只有断开输入电压，使电容放电后才能再次启动电路。 （二）降低时钟频率 时钟频率可平滑下降或突降。平滑下降就是当反馈量超过某一阈值，通过特定模块，实现时钟频率的线性下降。POWER公司的TOPSwitch-GX和SG公司的SG6848芯片内置了这样的模块，能根据负载大小调节频率。 （三）切换工作模式